JPS5928305B2 - ダイバ−シテイ送信方式 - Google Patents
ダイバ−シテイ送信方式Info
- Publication number
- JPS5928305B2 JPS5928305B2 JP2341479A JP2341479A JPS5928305B2 JP S5928305 B2 JPS5928305 B2 JP S5928305B2 JP 2341479 A JP2341479 A JP 2341479A JP 2341479 A JP2341479 A JP 2341479A JP S5928305 B2 JPS5928305 B2 JP S5928305B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital
- signal
- diversity transmission
- angle modulation
- repetition period
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はディジタル角度変調法を用いる固定あるいは移
動無線通信方式において、マルチパス・フエージング等
に起因して生ずる符号誤りの発生頻度を減少せしめるこ
とを目的としたダイパーシティ送信方式に関するもので
ある。
動無線通信方式において、マルチパス・フエージング等
に起因して生ずる符号誤りの発生頻度を減少せしめるこ
とを目的としたダイパーシティ送信方式に関するもので
ある。
従来のダイパーシティ方式としては受信側を対象とした
ものがほとんどで、受信側に複数アンテナを持ち（■）
各ブランチの受信信号の包絡線レベルを検出し相互に比
較することにより最大値をとる・ ブランチの受信信号
を選択受信する方法（選択合成ダイパーシティ受信方式
）、（ｉｉ洛ブランチの受信信号の位相を相互に比較し
それぞれの位相差が零になるように制御したうえで単に
合成受信する方法（等利得合成ダイパーシティ受信方式
）、Ｊ（１１０各ブランチの受信信号の位相を相互に比
較しそれぞれの位相差が零になるように制御したうえで
各ブランチの受信信号電力対雑音電力比に比例した重み
づけを行なつたうえで合成受信する方法（最大化合成ダ
イパーシティ受信方式）などが採ク用されてきた。
ものがほとんどで、受信側に複数アンテナを持ち（■）
各ブランチの受信信号の包絡線レベルを検出し相互に比
較することにより最大値をとる・ ブランチの受信信号
を選択受信する方法（選択合成ダイパーシティ受信方式
）、（ｉｉ洛ブランチの受信信号の位相を相互に比較し
それぞれの位相差が零になるように制御したうえで単に
合成受信する方法（等利得合成ダイパーシティ受信方式
）、Ｊ（１１０各ブランチの受信信号の位相を相互に比
較しそれぞれの位相差が零になるように制御したうえで
各ブランチの受信信号電力対雑音電力比に比例した重み
づけを行なつたうえで合成受信する方法（最大化合成ダ
イパーシティ受信方式）などが採ク用されてきた。
これらの方法では、いずれの場合も、包絡線レベルを検
出する回路（（１）及び（１１１））とか、位相差を検
出する回路（（１１）及び（１１１））が必要なばかり
でなく、各ブランチの包絡線レベルを比戟し最大値を判
定したうえでそのブランチを選択する回路（（４）及び
（１１１））とか、レベル比に応じて各ブランチの受信
信号に重みづけを行なう回路（（１１：））などの複雑
な回路が必要であつた。このことはダィバーシティ装置
を構成するうえで簡易小形化の妨げとなつていたばかり
でなく、動作安定経済性などの面でも問題となつていた
。本発明は従来の技術の上記欠点を改善するもので、そ
の目的はマルチパス・フエージング等に起因して生じる
符号誤りの発生頻度を簡単な装置の利用により減少させ
ることにある。
出する回路（（１）及び（１１１））とか、位相差を検
出する回路（（１１）及び（１１１））が必要なばかり
でなく、各ブランチの包絡線レベルを比戟し最大値を判
定したうえでそのブランチを選択する回路（（４）及び
（１１１））とか、レベル比に応じて各ブランチの受信
信号に重みづけを行なう回路（（１１：））などの複雑
な回路が必要であつた。このことはダィバーシティ装置
を構成するうえで簡易小形化の妨げとなつていたばかり
でなく、動作安定経済性などの面でも問題となつていた
。本発明は従来の技術の上記欠点を改善するもので、そ
の目的はマルチパス・フエージング等に起因して生じる
符号誤りの発生頻度を簡単な装置の利用により減少させ
ることにある。
本発明の特徴とするところは、各ブランチの送信信号に
対して、デ４ジタル変調信号波形の繰り返し周期に同期
し互いに相補的関係を満足する特定の波形により振幅又
は角度変調を施したうえで同時送信するダイバーシテイ
送信方式にある。第１図は２ブランチ送信の場合に適用
した実施例であつて、１はデイジタル信号入力端子、２
はクロツク信号入力端子、３は角度変調用送信機、４は
パワディバィダ一、５，６は振幅変調器あるいは角度変
調器、７，８は変調用入力信号端子、９は波形生成器、
１０，１１は送信アンテナである。
対して、デ４ジタル変調信号波形の繰り返し周期に同期
し互いに相補的関係を満足する特定の波形により振幅又
は角度変調を施したうえで同時送信するダイバーシテイ
送信方式にある。第１図は２ブランチ送信の場合に適用
した実施例であつて、１はデイジタル信号入力端子、２
はクロツク信号入力端子、３は角度変調用送信機、４は
パワディバィダ一、５，６は振幅変調器あるいは角度変
調器、７，８は変調用入力信号端子、９は波形生成器、
１０，１１は送信アンテナである。
まず、１のデイジタル信号により角度変調されている３
の角度変調用送信機出力は４のパワディバィダ一により
２信号に分けられ、それぞれ５，６において２つの信号
を７，８の変調用入力信号端子に印加せられる互いに相
補的関係を満足する特定の波形により振幅変調あるいは
角度変調したうえで１０，１１の送信アンテナより同時
に送信する。なお７，８の変調用入力信号端子に印加せ
られる波形は相互に相補的関係を満足する特定の波形で
あり２のクロツク信号を用いて９の波形生成器により発
生させるものとする。かかるダ４バーシティ送信方式に
おける効果が従来から公知の最大比合成ダイバーシテイ
受信方式におけるそれと一致することを遅延検波・積分
検出方式を用いる場合について以下に数式を用いて説明
する。図１において５，６に振幅変調器を用いる場合、
２つのアンテナからの送信波ｖ１（ｔ）及びＶ２（ｔ）
は次式のようになる。ノ 但し、上式中のＲｅ｛｝は｛｝の実数部をとることを意
味し、ωｏ及びψＲｒ］（ｔ）はそれぞれ搬送波の中心
角周波数及びディジタル角度変調信号を表わす。
の角度変調用送信機出力は４のパワディバィダ一により
２信号に分けられ、それぞれ５，６において２つの信号
を７，８の変調用入力信号端子に印加せられる互いに相
補的関係を満足する特定の波形により振幅変調あるいは
角度変調したうえで１０，１１の送信アンテナより同時
に送信する。なお７，８の変調用入力信号端子に印加せ
られる波形は相互に相補的関係を満足する特定の波形で
あり２のクロツク信号を用いて９の波形生成器により発
生させるものとする。かかるダ４バーシティ送信方式に
おける効果が従来から公知の最大比合成ダイバーシテイ
受信方式におけるそれと一致することを遅延検波・積分
検出方式を用いる場合について以下に数式を用いて説明
する。図１において５，６に振幅変調器を用いる場合、
２つのアンテナからの送信波ｖ１（ｔ）及びＶ２（ｔ）
は次式のようになる。ノ 但し、上式中のＲｅ｛｝は｛｝の実数部をとることを意
味し、ωｏ及びψＲｒ］（ｔ）はそれぞれ搬送波の中心
角周波数及びディジタル角度変調信号を表わす。
またｍ１（ｔ）及びＭ２（ｔ）は後述の特別な関係式を
満足する特定な波形である。２つの送信波はレーレ・フ
エージング・チヤネルとしてモデル化されるようなマル
チパス性の伝搬路を経由して１つの受信アンテナで同時
に受信されるものであると仮定すると、ｖ１（ｔ）及び
Ｖ２（ｔ）に対応する受信波ｅ１（ｔ）及びＥ２（ｔ）
は次式のように表わされる。
満足する特定な波形である。２つの送信波はレーレ・フ
エージング・チヤネルとしてモデル化されるようなマル
チパス性の伝搬路を経由して１つの受信アンテナで同時
に受信されるものであると仮定すると、ｖ１（ｔ）及び
Ｖ２（ｔ）に対応する受信波ｅ１（ｔ）及びＥ２（ｔ）
は次式のように表わされる。
但し、Ｚ１及びＺ２は複素ガウス変数であり、レーレ分
布則に従う包絡線Ｒｌ，Ｒ２及び一様分布則に従う位相
θ１，θ２を用いて次式のように表示されるものとする
。受信アンテナでは２つの信号は同時に受信されるので
あるから、遅延検波器への入力ｅ（ｔ）は次式のように
表示される。
布則に従う包絡線Ｒｌ，Ｒ２及び一様分布則に従う位相
θ１，θ２を用いて次式のように表示されるものとする
。受信アンテナでは２つの信号は同時に受信されるので
あるから、遅延検波器への入力ｅ（ｔ）は次式のように
表示される。
］− −ー一『Ｊ ′Ｓ．−り 一 ％ ＴｌＯ〜シ′
ノ ノ 〜］ｉただし、Ｚ（ｔ）は次式で与え
られるものとする。
ノ ノ 〜］ｉただし、Ｚ（ｔ）は次式で与え
られるものとする。
ここで、受信機の雑音レベルが充分小さいものとして遅
延検波器の出力ｖ（ｔ）を求めると次式となる。ここで
、Ｚ８（ｔ）はＺ（ｔ）の複素共役記号であり、Ｔは遅
延検波器の遅延線における遅延時間であり、通常はデ４
ジタル角度変調信号の繰り返し周期に選定される。
延検波器の出力ｖ（ｔ）を求めると次式となる。ここで
、Ｚ８（ｔ）はＺ（ｔ）の複素共役記号であり、Ｔは遅
延検波器の遅延線における遅延時間であり、通常はデ４
ジタル角度変調信号の繰り返し周期に選定される。
考察の対象とするディジタル角度変調信号を２相差動位
相変調信号であるとすると、ω０Ｔ及びψｎ１（ｔ）は
それぞれ、次式の関係を満足する。
相変調信号であるとすると、ω０Ｔ及びψｎ１（ｔ）は
それぞれ、次式の関係を満足する。
〜＼―痺 −ノ↓１冫暴↓ノ 〜―′従つて、式
（６）で与えられる遅延検波器の出力ｖ（ｔ）は次式と
なる。これをｔ−（ｎ−１）Ｔからｔ−ＮＴにわたつて
積分することにより、積分検出器の出力として、を得る
が、ここで式（５）を用いてＺ汽ｔ）Ｚ（ｔ−Ｔ）を表
示しなおすと、上式はとなる。
（６）で与えられる遅延検波器の出力ｖ（ｔ）は次式と
なる。これをｔ−（ｎ−１）Ｔからｔ−ＮＴにわたつて
積分することにより、積分検出器の出力として、を得る
が、ここで式（５）を用いてＺ汽ｔ）Ｚ（ｔ−Ｔ）を表
示しなおすと、上式はとなる。
ここで、ｍ１（ｔ）及びＭ２（ｔ）は以下の特別な関係
式を満足するごとく選ぶものとする。ここでｎは整数、
Ｔはディジタル信号波形の繰り返し周期である。前者は
周期性を満足する為の条件であり、後者は直交性を満足
する為の条件である。上記２つの式をまとめると式（代
）のごとくなる。これから、式（自）は、式（３）で定
義されるＲ１及びＲ２を用いてのように求められる。
式を満足するごとく選ぶものとする。ここでｎは整数、
Ｔはディジタル信号波形の繰り返し周期である。前者は
周期性を満足する為の条件であり、後者は直交性を満足
する為の条件である。上記２つの式をまとめると式（代
）のごとくなる。これから、式（自）は、式（３）で定
義されるＲ１及びＲ２を用いてのように求められる。
式（自）は従来から公知の最大比合成ダィバーシテイ受
信方式を導入した場合の遅延検波・積分検出器の出力と
一致しており、本ダィバーシティ送信方式の効果が最大
比合成受信効果と同等になつていることを示している。
式ａ”を満足する具体解の一例としては、ωＢＴ＝２π
として、以下の如きものが考えられる。以上は２つのブ
ランチを有するダイバーシテイ送信方式に対する説明で
あるが、これと同じことは２つ以上のブランチ、すなわ
ちＭブランチを有する場合についても拡張可能なことは
明らかであり、その場合の式（１４）に相当する関係は
以下のようになる。次に５，６が角度変調器である場合
について説明する。
信方式を導入した場合の遅延検波・積分検出器の出力と
一致しており、本ダィバーシティ送信方式の効果が最大
比合成受信効果と同等になつていることを示している。
式ａ”を満足する具体解の一例としては、ωＢＴ＝２π
として、以下の如きものが考えられる。以上は２つのブ
ランチを有するダイバーシテイ送信方式に対する説明で
あるが、これと同じことは２つ以上のブランチ、すなわ
ちＭブランチを有する場合についても拡張可能なことは
明らかであり、その場合の式（１４）に相当する関係は
以下のようになる。次に５，６が角度変調器である場合
について説明する。
この場合の２つの送信波ｖｌ（ｔ）及びＶ２（ｔ）は次
式のようになる。但し、φ１（ｔ）及びφ２（ｔ）は後
述の特別な関係を満足する波形である。
式のようになる。但し、φ１（ｔ）及びφ２（ｔ）は後
述の特別な関係を満足する波形である。
２つの送信波は、レーレ・フエージング・チヤネルとし
てモデル化されるようなマルチパス性の伝搬路を経由し
て１つの受信アンテナで同時受信されるものであると仮
定する。
てモデル化されるようなマルチパス性の伝搬路を経由し
て１つの受信アンテナで同時受信されるものであると仮
定する。
ｖ１（ｔ）及びＶ２（ｔ）に対応する受信波Ｅ，（ｔ）
及びＥ２（ｔ）は次式のように表わされる。但し、Ｚｌ
，Ｚ２は式（３）で与えられている。
及びＥ２（ｔ）は次式のように表わされる。但し、Ｚｌ
，Ｚ２は式（３）で与えられている。
以下、５，６が振幅変調器である場合と同じようにして
計算を進めると、φ１（ｔ）及びφ２（ｔ）を以下の特
別な関係を満足するように選ぶことにより、遅延検波出
器の出力が従来から公知の最大比合成ダイバーシテイ受
信方式を導入した場合の出力と一致し、本ダイバーシテ
イ送信方式の効果が最大比合成受信効果と同等になる。
この関係式を満足する具体解としては以下の如きものが
考えられる。
計算を進めると、φ１（ｔ）及びφ２（ｔ）を以下の特
別な関係を満足するように選ぶことにより、遅延検波出
器の出力が従来から公知の最大比合成ダイバーシテイ受
信方式を導入した場合の出力と一致し、本ダイバーシテ
イ送信方式の効果が最大比合成受信効果と同等になる。
この関係式を満足する具体解としては以下の如きものが
考えられる。
ただしβ及びωｐは次式を満足する。
以上は２つのブランチを有するダィバーシテイ送信方式
に対する説明であるが、これと同じことは２つ以上のブ
ランチ、すなわちＭブランチを有する場合についても拡
張可能なことは明らかであり、その場合の式（自）に相
当する関係は以下のようになる。
に対する説明であるが、これと同じことは２つ以上のブ
ランチ、すなわちＭブランチを有する場合についても拡
張可能なことは明らかであり、その場合の式（自）に相
当する関係は以下のようになる。
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、クロ
ツク信号を用いて波形生成器により発生させた「デイジ
タル変調信号波形の繰り返し周期・に同期し互いに相補
的関係を満足する特定の波形］により振幅変調あるいは
角度変調を施すことによつて得られる複数の信号を単に
複数アンテナより同時送信するだけで従来から公知の最
大比合成ダノィバーシティ受信方式と同時の改善効果が
得られることになる。
ツク信号を用いて波形生成器により発生させた「デイジ
タル変調信号波形の繰り返し周期・に同期し互いに相補
的関係を満足する特定の波形］により振幅変調あるいは
角度変調を施すことによつて得られる複数の信号を単に
複数アンテナより同時送信するだけで従来から公知の最
大比合成ダノィバーシティ受信方式と同時の改善効果が
得られることになる。
従来の最大比合成ダィバーシティ受信方式では受信側に
複数ブランチを持ち各ブランチの受信信号の搬送波位相
を同期させる必要があつたが、本発明では、これらの複
雑高度な技術を必要としないで済むこととなる。又、土
述の説明は２相差動位相変調信号を例にとつて説明した
が、４相、８相、１６相等の多相差動位相変調信号は言
うに及ばず、位相連ＶｒｙＳＫ信号を始めとして遅延検
波・積分検出方式の適用が可能な他の一般のディジタル
角度変調信号に対しても同様に適用可能である。
複数ブランチを持ち各ブランチの受信信号の搬送波位相
を同期させる必要があつたが、本発明では、これらの複
雑高度な技術を必要としないで済むこととなる。又、土
述の説明は２相差動位相変調信号を例にとつて説明した
が、４相、８相、１６相等の多相差動位相変調信号は言
うに及ばず、位相連ＶｒｙＳＫ信号を始めとして遅延検
波・積分検出方式の適用が可能な他の一般のディジタル
角度変調信号に対しても同様に適用可能である。
上述の説明から明らかなように、本発明によれば、クロ
ツク信号を用いて波形生成器により発生させた「ディジ
タル変調信号波形の繰り返し周期に同期し互いに相補的
関係を満足する特定の波形」により送信信号に振幅変調
あるいは角度変調を施すことによつて得られる複数の信
号を単に複数アンテナより同時送信し単にそれらを受信
するだけで、受信側において従来から公知の最大比合成
ダィバーシティ受信方式と同等の改善効果が得られるこ
ととなる。
ツク信号を用いて波形生成器により発生させた「ディジ
タル変調信号波形の繰り返し周期に同期し互いに相補的
関係を満足する特定の波形」により送信信号に振幅変調
あるいは角度変調を施すことによつて得られる複数の信
号を単に複数アンテナより同時送信し単にそれらを受信
するだけで、受信側において従来から公知の最大比合成
ダィバーシティ受信方式と同等の改善効果が得られるこ
ととなる。
従来の最大比合成ダイバーシティ受信方式では各ブラン
チの受信信号の搬送波位相を同期させる必要があつたば
かりでなく、各ブランチの受信信号に対してそれぞれの
受信レベルに応じた重みづけをする必要があつたが、本
発明ではこれらの複雑高度な技術を必要としないで済む
ことになる。すなわち本発明では簡単な装置構成により
従来の最大比合成ダィバーシティ受信方式と同等の効果
が得られ、特にフエージングの変化が早いときに有利で
ある。本発明は陸上移動無線チヤネルのようにマルチパ
ス・フエージングが常時存在する劣悪な通信路において
ディジタル角度変調法による信号伝送を行う場合の信頼
度向上対策として有用なばかりでなく、マイクロ波ある
いは準ミリ波を用いる固定無線伝送路のそれとしても有
用である。
チの受信信号の搬送波位相を同期させる必要があつたば
かりでなく、各ブランチの受信信号に対してそれぞれの
受信レベルに応じた重みづけをする必要があつたが、本
発明ではこれらの複雑高度な技術を必要としないで済む
ことになる。すなわち本発明では簡単な装置構成により
従来の最大比合成ダィバーシティ受信方式と同等の効果
が得られ、特にフエージングの変化が早いときに有利で
ある。本発明は陸上移動無線チヤネルのようにマルチパ
ス・フエージングが常時存在する劣悪な通信路において
ディジタル角度変調法による信号伝送を行う場合の信頼
度向上対策として有用なばかりでなく、マイクロ波ある
いは準ミリ波を用いる固定無線伝送路のそれとしても有
用である。
添付図面は本発明によるダイバーシテイ送信装置のプロ
ツク図である。 １・・・・・・ディジタル信号入力端子、２・・・・・
・クロツク信号入力端子、３・・・・・・角度変調用送
信機、４・・・・・・パワデバィダ一、５，６・・・・
・・振幅変調器（角度変調器）、７，８・・・・・・変
調用入力信号端子、９・・・・・・波形生成器、１０，
１１・・・・・・送信アンテナ。
ツク図である。 １・・・・・・ディジタル信号入力端子、２・・・・・
・クロツク信号入力端子、３・・・・・・角度変調用送
信機、４・・・・・・パワデバィダ一、５，６・・・・
・・振幅変調器（角度変調器）、７，８・・・・・・変
調用入力信号端子、９・・・・・・波形生成器、１０，
１１・・・・・・送信アンテナ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ディジタル角度変調法を用いる通信方式における複
数ブランチのダイバーシティ送信系において、ディジタ
ル角度変調信号波形の繰り返し周期に同期し互いに相補
的関係すなわち、▲数式、化学式、表等があります▼ （但しｎは整数、Ｔはディジタル角度変調信号波形の繰
り返し周期、Ｍはブランチ数）を満足する波形ｍ＿ｉ（
ｔ）により送信信号を振幅変調し、得られた複数の信号
を別々のアンテナより同時送信することを特徴とするダ
イバーシティ送信方式。 ２ ディジタル角度変調法を用いる通信方式における複
数ブランチのダイバーシティ送信系において、ディジタ
ル変調信号波形の繰り返し周期に同期し互いに相補的関
係すなわち、▲数式、化学式、表等があります▼ （ｉ≠ｊ，ｉ、ｊ＝１、２、３、・・・、Ｍ）（但し、
ｎは整数、Ｔはディジタル信号波形の繰り返し周期、Ｍ
はブランチの数）を満足する波形φ＿ｉ（ｔ）により送
信信号を角度変調し、得られた複数の信号を別々のアン
テナより同時送信することを特徴とするダイバーシティ
送信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2341479A JPS5928305B2 (ja) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | ダイバ−シテイ送信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2341479A JPS5928305B2 (ja) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | ダイバ−シテイ送信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55117354A JPS55117354A (en) | 1980-09-09 |
| JPS5928305B2 true JPS5928305B2 (ja) | 1984-07-12 |
Family
ID=12109828
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2341479A Expired JPS5928305B2 (ja) | 1979-03-02 | 1979-03-02 | ダイバ−シテイ送信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5928305B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01121405U (ja) * | 1988-02-15 | 1989-08-17 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10239063A1 (de) * | 2002-08-26 | 2004-03-25 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Übertragen von Daten in einem Kommunikationssystem |
-
1979
- 1979-03-02 JP JP2341479A patent/JPS5928305B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01121405U (ja) * | 1988-02-15 | 1989-08-17 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55117354A (en) | 1980-09-09 |
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