JPS5924392B2 - 交流電気量の監視装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、一定の振幅、周波数および位相状態を有する
所定の周期特性を持つた交流電気量を監視するための監
視装置に関するものである。

交流電気量を監視するためには、一般に適当な測定発信
器または測定変換器によつて取出された実際値交流電圧
を整流し、できるだけ良好に平滑する。たとえば、整流
回路としてグレーツ型ブリツジ結線を用いる場合には、
実際値交流電圧から両波整流電圧が得られる。整流回路
の出力側には大抵は１つのコンデンサから成る平滑回路
が接続されるが、それは整流回路によつて整流された電
圧を十分平滑するために、被監視交流電気量の周期に関
して大きな平滑時定数を持つている。整流され、かつ平
滑された電圧は、高抵抗端子接続の場合、用いられる整
流回路の仮想無負荷直流電圧に実際上相当する整流値を
持つている。実際値交流電圧の整流値は高い一定値を有
する設定値直流電圧と比較されるか、または所定の応動
限界値を有する限界値監視器に導かれ得る。しかし、実
際値交流電圧の整流値は被監視交流電気量に対して平滑
回路の平滑時定数によつて生ずる時間遅れをもつてしか
得られないので、たとえば被監視交流電気量における電
圧中断や電圧ピーク、あるいは位相変化や周波数変化を
迅速に検出することは不可能である。本発明の目的は、
一定の振幅、周波数および位相を有する所定の周期的波
形からの許容し得ないずれを、被監視交流電気量の周期
に比較して非常に短い時間内に検出し得るような交流電
気量の監視装置を提供することにある。

この目的は本発明によれば、被監視交流電気量を模擬す
る実際値交流電圧からこれと位相ロツクされ所定の振幅
および周波数を有する基準交流電圧を形成する発生回路
と、実際値交流電圧および基準交流電圧の瞬時値を比較
する比較装置とを備えたことを特徴とする交流電気量の
監視装置によつて達成される。

位相ロツクされた２つの交流電圧の瞬時値の比較は、実
際値交流電圧のパラメータの、これと同位相にある基準
交流電圧からのずれを極めて迅速に検出することを可能
とし、それを保護信号や警報信号、あるいは制御入力と
して処理することを可能とするものである。本発明の別
の有利な構成によれば、発生回路として、位相検知器と
、その出力側に配置された低域フイルタと、この低域フ
イルタの出力側に配置された増幅器と、この増幅器の出
力電圧によつて制？される発振器とを含む位相調整回路
が設けられ、位相検知器の入力電圧と同位相にある発振
器の出力信号は位相検知器の基準値入力端子に帰還され
、位相検知器の信号入力端子には実際値交流電圧または
それから導出される電圧が加えられる。

適当な位相調整回路はＰｈａｓｅＬＯｃｋｅｄＬＯＯｐ
（ＰＬＬ）という名称で知られ、かつ市場で入手するこ
とができる。文献においては、この種の位相調整回路は
、たとえばＪ．Ａ．Ｍａｔｔｉｓの論文゛ＴｈｅＰｈａ
ｓｅＬＯｃｋｅｄＬＯＯｐ−ＡＣＯｍｍｌ］ＮｉＣａｔ
ｉＯｎｓｙｓｔｅｍｂｕｉｌｄｉｎｇｂｌＯｃｋ″（Ｂ
ｒＯａｄｃａｓｔｉｎｇＥｎｇｉｎｅｅｒｉｍｇｌ９７
２年２月号）や、ＪＯａｃｈｉｍＺｉｅｍａｎｎの論文
３３ｗｉｒｋｕｎｇｓｗｅｉＳｅｕｎｄＡｎＷｅｎｄｕ
ｎｇｖ０ｎｉｎｔｅｇｎｉｅｒｔｅｎＰｈａｓｅ−１０
ｃｋｅｄ−１００ｐＳｃｈａ１ｔｕｎｇｅｎ″（Ｄｅｒ
ＥｌｅｋｔｒＯｎｉｋｅｒ′２１９７３年第１号、ＥＬ
ｌ４〜１９）に記載されている。構成および応用例はＳ
ＩＧＮＥＴＩＣＳ社の刊行物１ＬｉｎｅａｒｅＩｎｔｅ
ｇｒｉｅｒｔｅＳｃｈａ１ｔｕｎｇｅｎ”の第１９５〜
３０４ページにより知られている。本発明の装置では、
定常状態において位相検知器の基準入力端子に帰還され
る電圧制御型発振器の出力電圧はＰＬＬ回路の入力電圧
と位相ロツクされるというＰＬＬ回路の特性が新しい様
式で利用される。

ＰＬＬ回路の発振器の出力電圧の振幅は位相検知器の入
力電圧の振幅には無関係の値を持つている。ＰＬＬ回路
を利用することの他の利点は、電圧制？型発振器の出力
電圧は実際値交流電圧に擾乱電圧ピークを生じた場合で
も擾乱の無い波形、たとえば擾乱の無い正弦波形を持つ
ているということにある。本発明の別の構成によれば、
被監視交流電気量の振幅偏差および許容し得ない高調波
の少なくとも一方を検出するために比較装置は、入力側
に実際値交流電圧と、この電圧と同位相にあつて所定の
周期特性を有する電圧制御型発振器の出力信号とが導入
される比較回路を含む。

その場圧、定常状態において位相検知器の入力電圧と同
位相にある位相制御される発振器出力電圧が基準交流電
圧として実際値交流電圧と比較される。振幅を平衡させ
るために、実際値交流電圧と基準交流電圧とのうちの少
なくとも一方に対して平衡装置を設けることができる。
正弦波交流電気量の許容し得ない偏差を検出するために
、本発明のさらに別の構成によれば位相調整回路を備え
、その電圧制御型発振器は位相検知器の入力信号と同位
相の矩形波の第１の出力信号と、これに対して所定の位
相角だけずれている正弦波の第２の出力信号とを発生す
る。

実際値交流電圧は所定の位相角に相当する移相機能を有
する移相回路を介して位相検知器の信号入力端に導入さ
れる。電圧制御型発振器の矩形波の第１の出力信号は位
相検知器の基準値入力端子に帰還され、さらに電圧制御
型発振器の正弦波の第２の出力信号および実際値交流電
圧は比較回路に導かれる。本発明のこの構成によれば、
位相検知器が基準値入力端子の矩形波電圧によつて制御
されるので、基準交流電圧と実際値交流電圧との特に良
好な位相ロツクを達成できる。さらに、積分型移相回路
により、被監視交流電気量の歪み、高調波成分および擾
乱ピークに対する不感性を大幅に高めることができる。
本発明のさらに別の構成によれば、被監視交流電気量の
周波数ずれを検出するために比較装置は所定の応動限界
値を有する少なくとも１つの限界値監視器を含み、その
入力側に位相調整回路内の電圧制御型発振器用の入力信
号が導かれる。

もしも、交流電源において周波数低下しか考慮しないも
のとすれば、位相調整回路内の電圧制御型発振器用の入
力信号は、周波数低下の最大許容値のところに設定され
た応動限界値を有する限界値監視器のみに導かれる。被
監視交流電気量に周波数低下と周波数上昇との両方を考
慮しなければならない場合には、それに応じて設定され
た応動限界値を有する２つの限界値監視器を設けること
ができる。本発明のさらに別の構成によれば、被監視交
流電気量の位相ずれを検出するために比較装置は所定の
応動限界値を有する別の限界値監視器を含み、その入力
側に位相調整回路内の位相検知器の出力信号を導入する
。

その場合、位相検知器の出力信号はフイルタを介して導
くのがよい。比較装置の出力信号は被監視交流電気量の
振幅、周波数、位相の少なくとも１つに許容し得ないず
れが生じたことに対する保護信号または警報信号として
直接利用することができる。

しかも本発明の思想は又交流電気量の調整のためにも特
に有効に適用することができる。交流電気量、特に交流
電圧の公知の調整装置においては、調節器の基準入力量
チヤネルは、高い一定値の直流電圧をかけられたポテン
シヨメータに接続される。調節器の制御量チヤネルには
、交流電気量から測定変換器を介して取出される実際値
交流電圧用の整流回路、およびその出力側に設けられた
。整流された実際値交流電圧を平滑するための平滑回路
が接続される。制御量チヤネル内の調節器に導入される
実際値交流電圧のリツプル成分は調節器出力電圧で増幅
されて与えられるので、実際値交流電圧はできるだけ良
好に平滑するのがよい。調節器の時定数は、実際値が平
滑された後なお残留する整流値のリツプル成分が調節器
の出力電圧に悪影響を与えない程度に選定される。平滑
回路および調節器の時定数は調整回路の可能な動的増幅
度を決定する。調節器を制御するための制御偏差の形成
は高い一定の設定値直流電圧と、実際値交流電圧の整流
値との間の比較、すなわち２つの直流電圧の比較によつ
て行われる。交流電気量の公知の調整装置は、交流電気
量の一般的な定義からも明らかなように、まず少なくと
も交流電気量の１周期についての時間積分が形成される
ように設計される。

そのためにはまず少なくとも１周期経過後、当該交流電
気量がその所定設定値以内にあるかどうか、あるいはそ
れからずれているかどうかについて知ることができる。
公知の調整方式では交流電気量の整流値に作用を及ぼす
ようになつており、多くの適用例に対して望まれている
ように交流電気量の実効値に作用するようになつていな
い。上述の理由から、交流電気量の公知の調整において
は、調整回路の調整時定数は全体として１周期よりも大
きく選定される。

そうすることによつて、調整回路の動的増幅度はそれに
応じて小さくなる。調整は緩慢になる。最近の操作要素
による速応制御の可能性、たとえばパルス式インバータ
によるそれは利用することができない。さらに、調整が
交流電気量の整流値に対して行われ、その実効値に対し
ては行われないということも欠点である。本発明は少な
くとも比較装置の出力電圧を、調節器を制御する制御偏
差量として利用し、その出力信号が調整回路の操作量を
形成するようにすることによつて、交流電気量、特に交
流電圧を発生するための装置の調整を可能とする。

設定値と実際値との比較は調整増幅器の反転入力端また
は前置されている差動増幅器内で行うことができる。本
発明の調整装置では、調節器を制御する制御偏差は２つ
の直流電圧の比較によつて得られるのではなく、位相固
定された２つの交流電圧の瞬時値の比較によつて得られ
る。実際値の平滑は行われないか、交流電気量の１周期
に比較して小さな時定数でしか行われない。制御偏差は
、各瞬間に遅れを伴なうことなく、実際値交流電圧と基
準交流電圧との瞬時値の差に従う。そうすることにより
、交流電気量をその半周期よりも小さい調整時定数で調
整することが可能となる。調整すべき交流電気量は半周
期内にその目標波形に追従させることができる。このよ
うにして瞬時値のより良好な保持も可能になり、したが
つて、交流電気量の実効値についての調整も可能になる
。もしもこのような調整装置について、基準値の振幅を
可変にしなければならない場合には、ＰＬＬ回路の位相
制御発振器の出力電圧を、調整ポテンシヨメータを介し
て導くようにすればよい。

複合調整にとつては、基準値交流電圧を掛算器に導入し
、その第２の入力端には入力側に配置された制御回路ま
たは調整回路の制御電圧を導入し、掛算器の出力端は調
節器の比較要素または比較点に接続するようにした実施
態様が特に有利である。積分時間特性を有する調節器に
おいては、制御偏差が同一極性で生ずる場合、調節器を
制御する制御偏差の符号が交流電気量の各半波ごとに変
わることなく、同じに保たれるようにするために、実際
値交流電圧は整流回路を介して導かれ、基準値変流電圧
は別の整流回路を介して導かれるようにするのがよい。
しかし、比較要素の出力側に同期整流回路を設けること
もできる。次に図面に示す実施例について本発明を詳細
に説明する。

第１ａ図において、交流電圧母線１に計器用変圧器２が
接続されており、その出力端子ａに実際値交流電圧Ｕａ
が生ずるように構成されている。

実際値交流電圧Ｕａは位相調整回路ＰＬＬの位相検知器
ＰＤの信号入力端に導かれる。位相調整回路ＰＬＬは、
位相検知器ＰＤの出力側に接続された低域フイルタＬＰ
Ｆ、これの出力側に接続された増幅器Ａ、およびこの増
幅器Ａの出力電圧によつて制御される電圧制御型発振器
ＶＣＯを含んでいる。増幅器Ａの出力電圧は、発振器Ｖ
ＣＯを、たとえば交流電圧母線１の電圧が無くなつた場
合に対応する一定の周波数に設定するために、継電器Ｒ
を操作することによつて所定電位点に接続することがで
きる。被監視交流電圧の振幅偏差を検出するために、端
子ｂにおける発振器ＶＣＯの出力電圧Ｕｂは定常状態に
おいて位相検知器ＰＤの入力電圧と同位相にあるが、入
力電圧Ｕａの振幅とは無関係の振幅を持つているという
事実が利用される。

実際値交流電圧Ｕａは、ポテンシヨメータ３および対地
抵抗４を含む平衡装置を介して導かれる。

この平衡装置の助けによつて、ポテンシヨメータ３の摺
動子に生ずる実際値交流電圧Ｕ＆′の振幅が非擾乱運転
時において基準値交流電圧Ｕｂの振幅と平衡状態になさ
れる。平衡状態にされた実際値交流電圧Ｕａ″は第１の
入力抵抗５を介して、また基準値交流電圧Ｕｂは第２の
入力抵抗６を介してそれぞれ演算増幅器９の反転入力端
子に導入される。

演算増幅器９の非反転入力端子は高抵抗８を介して基準
電位点に接続される。演算増幅器９の帰還回路には抵抗
７が挿入されている。演算増幅器９は以上の結線により
比較回路として動作し、その入力側に平衡状態にされた
実際値交流電圧Ｕａ″と基準値交流電圧Ｕｂとが導入さ
れる。演算増幅器９の出力端子ｃには両入力電圧間の差
電圧Ｕｃが生ずる。この差電圧Ｕ。は所定の正の応動限
界値ＵｌＯを有する第１の限界値監視器１０に加えられ
ると共に、所定の負の応動限界値Ｕｌｌを有する第２の
限界値監視器１１に加えられる。両限界値監視器１０，
１１の出力信号はそれぞれオア回路１２に導かれる。オ
ア回路１２の出力端子ｄには信号電圧Ｕｄが生ずる。第
１ａ図に示されている回路の動作を、第１ｂ図を参照し
てより詳細に説明する。

平衡状態にされた実際値交流電圧Ｕａ′は当初正しい正
弦波形を持つている。時点ｔ１において被監視交流電圧
に擾乱を生じて電圧喪失に至る事態が生じたものとする
。しかし、ＰＬＬ回路の発振器ＶＣＯの出力電圧Ｕｂは
、低域フイルタＬＰＦが遅延回路として機能するので、
当初はしばらく変わらない。平衡化された実際値交流電
圧Ｕａ′に模擬されている被監視交流電圧の電圧中断は
比較回路５〜９の差電圧Ｕｃで直ちに検知される。周期
に比較して極めて短い時間後既に、限界値監視器１０の
正の応動限界値ＵｌＯを超過する。出力信号Ｕｄには警
報信号またはＴｊｌ脚入力として利用し得る第１の信号
反転が起こる。出力端子ｄには、たとえば端子ｄにおけ
る信号の側縁によつてセツトされるメモリーを接続する
ことができる。同時に、発振器ＶＣＯを所定の電圧によ
つて制御するために、継電器Ｒを制御することもできる
。交流電圧母線１の電圧の周波数ずれを検出するために
、２つの限界値監視器７１，７２、インバータ７４およ
びオア回路７３を有する回路装置が比較装置に含まれる
。

端子ｚに生ずる増幅器Ａの出力電圧は発振器ＶＣＯのた
めの匍脚電圧ではあるが、それはまた第１の限界値監視
器７１および第２の限界値監視器７２にも導入される。
両限界値監視器の応動限界値は被監視交流電圧の最大許
容周波数偏差に応じて選定される。両限界値監視器７１
，７２の出力信号は端子ｙにおいて一つの周波数擾乱信
号にオア結合される。位相ずれに関連して交流電圧母線
１の電圧を監視するために、位相検知器ＰＤの出力電圧
は帯域消去フイルタ１０５を介して導かれる。

端子ｘにおける帯域消去フイルタ１０５の出力電圧にお
いて、位相ずれは直ちに検知できる。ごこで、位相突変
の場合、所定の応動限界値を有する別の限界値監視器１
０６に導かれる信号は遅れなく生ずる。限界値監視器１
０６の出力端子ｓの信号Ｕ８は位相擾乱信号として評価
することができる。第２ａ図において、再び交流電圧母
線１に計器用変圧器２が接続され、その出力電圧Ｕａが
、第１ａ図のものと同様に構成された位相調整回路ＰＬ
Ｌに導入されるものが示されている。

実際値交流電圧Ｕａと同位相にある。ＰＬＬ回路内の電
圧制御形発振器ＶＣＯの出力電圧は、ポテンシヨメータ
１３および対地抵抗１４から成る平衡装置を介して導か
れる。実際値交流電圧Ｕａは差動増幅器として結線され
た演算増幅器９の反転入力端子に第１の入力抵抗５を介
して加えられる。演算増幅器９の出力端子ｃには差電圧
Ｕ。が生ずる。差電圧Ｕ。はダイオードｄｌを介して応
動限界値Ｕｌ９を有する限界値監視器１９の入力端子ｅ
に加えられる。差電圧Ｕｃはさらに、帰還抵抗１８を有
する演算増幅器１５を含む反転回路を介して導かれる。
差電圧Ｕ。は演算増幅器１５の反転入力端子に入力抵抗
１７を介して導入される。演算増幅器１５の非反転入力
端子は高抵抗１６を介して基準電位点に接続される。演
算増幅器１５の出力電圧は別のダイオードＤ２を介して
同様に限界値監視器１９の入力端子ｅに接続される。限
界値監視器１９は、その入力側にダイオード１３，１４
を介して導入された差電圧の絶対値が限界値監視器１９
の応動限界値Ｕｌ９を超えると、端子ｆにおける出力信
号を変える。第２ｂ図の信号波形から、本発明装置は交
流電圧母線１の被監視交流電圧の許容し得ない電圧ピー
クの指示を可能とすることが明らかである。

実際値交流電圧Ｕａは図示の波形を持つているものとす
る。平衡化された基準値交流電圧Ｕｂ′は実際値交流電
圧にピークが生じても、ＰＬＬ回路がこのような電圧ピ
ークによつて擾乱を起こすことはないので、擾乱のない
正弦波形を持つている。実際値交流電圧が基準値交流電
圧からずれると、それは差電圧Ｕｃおよび整流差電圧Ｕ
８で認められる。整流差電圧Ｕ。が限界値監視器１９の
応動限界値Ｕｌ９を超えるや否や限界値監視器の出力電
圧Ｕｆは適当な方法で評価し得るパルスを発生する。特
に、実際値交流電圧Ｕａの第２の擾乱について述べる。

正弦波からの逆向きのずれの電圧時間積はほぼ同じ大き
さであると仮定する。したがつて、図示の第２の擾乱哄
初めに述べた公知の監視装置では決して認め得ないもの
である。しかし、被監視交流電気量内のこのようなピー
クはしばしば遅れて発生する重大な擾乱の前触れである
ので、交流電気量のこのようなピークについての監視は
非常に重要なことである。たとえば、事故の原因をより
詳細に究明するために、限界値監視器１９の出力電圧Ｕ
ｆのパルスにより、操作員の被監視交流電気量の波形を
オシログラフ上で観察させるための警報を出すことがで
きる。周波数および位相状態に関して交流電圧母線１の
交流電圧を監視する装置は、既に第１ａ図で述べたのと
同様に構成される。

第３ａ図に示されている装置においては、交流電圧母線
１にはやはり計器用変圧器２が接続され、その端子ａに
生ずる出力電圧Ｕａが位相調整回路ＰＬＬに導入される
。

位相調整回路ＰＬＬは第１ａ図のものと同様に構成され
ている。その出力端子ｂに生ずる電圧制御型発振器の出
力電圧Ｕｂは第１の増幅回路および第２の増福回路に導
入され、それらの出力電圧は実際値交流電圧と突き合わ
される。第１の増幅回路は帰還抵抗２３を有する演算増
幅器２０を含んでいる。演算増福器２０の反転入力端子
には入力抵抗２１を介して基準値交流電圧Ｕｂが、また
別の入力抵抗２２を介して負のバイアス電圧Ｎがそれぞ
れ加えられる。演算増幅器の非反転入力端子は高抵抗２
４を介して基準電位点に接続されている。したがつて、
演算増幅器２０の出力端子ｇに生ずる出力電圧Ｕ，は基
準値交流電圧Ｕｂに対して正の方向にバイアス電圧Ｎの
値だけシフトされている。他方の増幅回路は類似の構成
を持つており、帰還抵抗２８を有する演算増幅器２５を
含んでいる。

演算増幅器２５の反転入力端子には入力抵抗２６を介し
て基準値交流電圧Ｕｂが、また別の入力抵抗２７を介し
て正のバイアス電圧Ｐが加えられる。演算増幅器２５の
非反転入力端子は高抵抗２９を介して基準電位点に接続
される。演算増幅器２５の出力電圧は基準値交流電圧Ｕ
５に対して負の方向にバイアス電圧Ｐの値だけシフトさ
れている。演算増幅器２０の出力電圧Ｕは抵抗３０を介
ｇしてトリガ３４の入力端子ｍに導かれる。

実際値交流電圧Ｕａは別の入力抵抗３１を介して同様に
トリガ３４の入力端子ｍに導かれる。両抵抗３０，３１
間の電圧Ｕｍはバイアス電圧Ｎに相当する。トリガ３４
は、その入力電圧Ｕｍが零点を通過すると、その出力信
号を変える。被監視実際値交流電圧Ｕａに電圧ピークが
発生し、トリガ３４の入力電圧Ｕｎｌがその極性を変え
ると、トリガ３４はその出力信号Ｕｉを変える。上記と
同様に、演算増幅器２５の出力端子の出力電圧は抵抗３
３を介して、抵抗３２を介して導かれる実際値交流電圧
Ｕａと突き合わされる。

トリガ３５は、その入力電圧が零を通過すると、出力信
号を変える。実際値交流電圧Ｕａに電圧ピークが生じ、
トリガ３５の入力電圧がその極性を変えると、トリガ３
５はその出力信号を変える。トリガ３５の出力信号は、
トリガ３４の出力信号におけると同じ信号内容を得るよ
うにするため、反転回路３６で反転される。反転回路３
６の出力端子ｊに生ずる出力信号Ｕｊおよびトリガ３４
の出力信号Ｕｉはオア回路３７を介して結ばれる。周波
数を保持しながら交流電圧母線１の電圧を監視するのＫ
被監視交流電圧の電圧中断または電圧低下のみが現われ
るという仮定の下に行われる。そのため、ただ１つの限
界値監視器７１が設けられ、その応動限界値は、被監視
交流電圧の周波数が所定値を下まわるとその出力信号が
変わるように選定される。位相跳躍についての監視は既
に第１ａ図で述べたのと同様に行われる。第３ｂ図は端
子ｇの電圧Ｕ８、電圧ピークを有する実際値交流電圧Ｕ
ａ、および端子ｍの電圧Ｕｍの波形を示すものである。

実際値交流電圧Ｕａのピークが所定の許容限界を超え、
実際値交流電圧のピークによつて生ずる電圧Ｕｎｌのピ
ークが零線を通ると、電圧Ｕｉにパルスが生ずる。第４
ａ図は、位相調整回路内の電圧制御型発振器の出力電圧
と位相検知器の入力電圧との間の位相ロツクの改善を可
能とする、本発明装置の別の構成を示すものである。交
流電圧母線１にはやはり計器用変圧器２が接続されてお
り、その出力端子ａには実際値交流電圧Ｕａが生ずるよ
うに構成されている。出力電圧Ｕａは微分器または積分
器として構成し得る移相回路４０に導入される。移相回
路４０はたとえばπ／２の移相機能を有する移相回路４
０の出力端子ｎの出力電圧Ｕｎは位相調整回路ＰＬＬ″
の位相判別器Ｐびに導入される。ここでも位相調整回路
ＰＬＣは低域フイルタＬＰＦ、増幅器Ａおよび電圧匍脚
型発振器Ｖｃσを含んでいる。発振器ＶＣσは３つの出
力端子Ｋ，ｐ，ｒを備えており、そこにそれぞれ出力電
圧Ｕｋ，Ｕ，，Ｕｒを生ずる。出力電圧Ｕｋは、位相判
別器ＰＤ′の入力電圧と同位相にある矩形波信号を形成
する。出力電圧Ｕは三角波信号を形成し、０Ｐそれはこ
の関係ではそれ以上利用されない。

出力電圧Ｕｒは入力信号Ｕｎに対して、移相回路４０が
入力電圧Ｕａをずらしているのと同じ位相角だけ、すな
わち同様にπ／２だけずらされている正弦波の交流電圧
を形成する。したがつて、第４ｂ図に示すように、実際
値交流電圧Ｕａの位相は発振器Ｃσの出力端子ｒにおけ
る電圧Ｕｒの位相と一致する。そのため、電圧Ｕｒは基
準値交流電圧として利用される。適当な電圧匍卿型発振
器はインターシル（Ｉｎｔｅｒｓｉｌ）社からＩＣＬ８
Ｏ３８という商品名で入手できる。適当な位相比較器は
ナシヨナル・セミコンダクター（ＮａｓｉＯｎａｌＳｅ
ｍｉｃＯｎｄｕｃｔＯｒｓ）社からＬＭｌ４９６という
商品名で入手できる。基準値交流電圧Ｕｒはたとえばグ
レーツ型ブリッジ結線の整流回路４２で整流され、ポテ
ンシヨメータ４７および対地抵抗４８を有する平衡装置
を介して導かれる。

ポテンシヨメータ４７の摺動子は、既に第１ａ図におい
て述べたように差動増幅器として結線された比較回路に
接続されている。この比較回路の出力側には限界値監視
器が接続されている。実際値交流電圧Ｕａはたとえば上
記と同様にグレーツ型ブリツジ結線の整流回路４１およ
びフイルタ回路４３を介して比較回路に導入される。フ
イルタ回路４３は抵抗４４，４６と接地されたコンデン
サ４５を含んでいる。フイルタ回路４３の時定数は被監
視交流電圧の周期に比較して非常に小さく選定される。
フイルタ回路４３の時定数は、電源周波数が５０Ｈｚま
たは６０Ｈｚの場合、たとえば０．５ミリ秒に定めるこ
とができる。したがつて、フイルタ回路４３の時定数は
、既に周知のごとく２倍運転周波数に対して高度の抑制
をしなければならない冒頭に述べた通常の実際値平滑部
の平滑時定数よりも相当小さくなる。このフイルタ回路
の時定数は、擾乱電圧ピークだけは抑制されるが、整流
回路４１の出力電圧に含まれる基本波の波形には影響が
及ばないように小さく選定される。フイルタ回路４３に
より、上記の擾乱電圧ピークだけを抑制すればよいので
あり、この適用例においてその評価はあまり重要ではな
い。この型のフイルタ回路では、場合によつてはコンデ
ンサ４５を省略してもよい。同様に、フイルタ回路とし
て、たとえば実際値交流電圧の特定の高調波を抑制する
ために、複合型フイルタを用いることもできる。第４ｂ
図は実際値交流電圧Ｕａ、移相回路４０の出力電圧Ｕｎ
、電圧制御型発振器ＶＣσの矩形波出力電圧Ｕｋ、三角
波出力電圧Ｕ，および正弦波出力電圧Ｕｒの波形を示す
ものである。

この図から、発振器ＶＣσの正弦波出力電圧Ｕｒは実際
値交流電圧Ｕａと同位相にあることが分かる。移相回路
４０によつて、位相判別器ＰＤ″の基準入力端子に帰還
される発振器ＶＣσの矩形波出力電圧Ｕｋと正弦波出力
電圧Ｕｒとの間に存在する位相ずれが補償される。第１
図ないし第４図においてはそれぞれ振幅、周波数および
位相に関しての交流電圧の監視を行う装置が示されてい
る。

しかしこれらの代りに、これらのパラメータのうちの１
つまたは２つのみを監視するようにすれば、より多くの
用途に利用できる。その場合、関係のないパラメータを
監視するための不必要な構成部品は省略することができ
る。第５図は交流電気量を発生するための装置の速応制
御への本発明思想の適用例を示すものである。

交流電圧を発生するための装置としてのインバータ５１
が変圧器５２を介して負荷５３に接続されている。イン
バータ５１はその入力側が電池のシンボルで示されてい
る直流電圧源５４に接続されている。しかしながら、直
流電圧源としては直流電圧母線や、特に出力側において
中間回路を介してインバータに接続されている可制御又
は非制御の整流器を設けることもできる。整流器、中間
回路およびインバータから成る装置は周波数変換器を構
成する。インバータ５１には、それを構成する可匍脚電
気弁、特にサイリスタ用の点弧パルスを、好ましくはパ
ルス幅変調方式に従つて発生する、内蔵の周波数基準部
を有する匍脚ユニツト５５が付設されている。点弧パル
スの制御角およびこれに依存する負荷電圧の振幅は制御
ユニツト５５の制御電圧入力端子５８に導入される電圧
調整器５６の出力電圧によつて決定される。電圧調整器
５６の影響量チャネル５６ａおよび制御量チャネル５６
ｂは回路装置５７と接続されている。回路装置５７はそ
の入力側で、負荷電圧を模擬する実際値交流電圧を検知
するための計器用変圧器２に接続されている。第６図は
回路装置５７の内部構成およびその電圧調整器５６との
結合関係を示すものである。

計器用変圧器２からの実際値交流電圧は整流回路６０を
介して電圧調整器５６の匍脚量チヤネル５６ｂに導入さ
れる。このチャネルには、既に第４ａ図に関連して述べ
たようなフイルタ回路６３を設けることもできる。実際
値交流電圧はさらに位相調整回路ＰＬＬにも導入される
。位相調整回路ＰＬＬの電圧制御型発振器の出力電圧は
別の整流回路５９および掛算器６１を介して電圧調整器
５６の影響量チヤネル５６ａに導入される。掛算器６１
の第２の入力端子にはプロツク６２からの匍脚電圧が加
えられる。プロツク６２は、最も簡単な場合には、直流
．電圧に接続される調整用ポテンシヨメータを含む型の
ものとすることができる。しかし、プロツク６２は特に
前置制御装置または前置調整部を構成することもできる
。このようにして基準値交流電圧の振幅は、前置の制御
回路または調整回路によつて発生される制御電圧によつ
て電子的に変えることができる。本発明による調整の特
に好適な応用例はパルス式インバータの電圧調整である
。

パルス式インバータは、出力電圧を半波区間内で変える
ことのできる極めて速応型の電圧調整回路を形成する。
しかし、この速応電圧調整は、従来の通常型の電圧調整
によつては十分利用することができない。これに対して
、本発明思想に従つてパルス式インバータの制御装置内
に構成された調整装置によれば、極めて速応型の電圧調
整を実現することが可能になる。以上の説明では、本発
明を正弦波交流電気量への適用例についてのみ述べた。

しかし本発明はそれに限定されることはなく、他の波形
、たとえば矩形波、三角波あるいは台形波の交流電気量
の監視または調整のために用いることもできる。ただ必
要なことは、位相調整回路の電圧匍脚型発振器が実際値
交流電圧と同位相にある同一波形の電圧を発生し、ある
いは電圧制御型発振器の出力電圧から同様の電圧を導出
し得るようにすることである。第５図および第６図に示
したインバータ用調整装置においては周波数および位相
の監視は行われていない。

それ故、限界値監視器７１，７２、論理回路７３，７４
、帯域消去フイルタ１０５および限界値監視器１０６は
省略することができた。次に、インバータを有する無停
電電源装置への本発明の適用例について説明する。第７
ａ図は適用例として無停電電源装置内にインバータ７５
を挿入したものを示す。

通常運転においては、負荷７６は前置のフイルタJモVお
よび系統電源スイツチ７８を介して交流又は三相系統７
９から給電される。非常運転のために、インバータスイ
ツチ８０を介して接続された静止型インバータ７５が設
けられ、インバータ７５の入力側は、充電用整流器８２
を介して充電される、或は浮動充電状態に保たれる電池
８１に接続されている。インバータ７５には、その可制
御半導体電気弁用の点弧パルスを発生するための制御ユ
ニツトを有する催脚装置８３が付設されている。さらに
監視装置１００が設けられ、監視装置１００の入力側に
は、系統７９用の電圧検出器１０１、およびインバータ
７５の出力電圧用の別の電圧検出器１０２が接続されて
いる。監視装置１００は交流系統電圧を監視し、それが
許容限度を超える程にずれたとき、インバータ７５を始
動させるために、スイツチング装置に対する操作信号及
びインバータ７５の制御装置８３内の制御ユニツトに対
する信号を発生する。通常運転では、交流系統電圧が健
全であれば、負荷７６は交流又は三相系統電源７９から
直接給電される。

系統電源スイツチ７８は閉じられている。インバータ７
５はその半導体電気弁に点弧パルスが加えられず、待機
状態にある。そのため、インバータスイツチ８０も同様
に閉じておくことができる。電池８１は充電用整流器８
２により浮動充電状態に保たれている。監視装置１００
は運転状態にあり、交流系統電源７９の電圧を常に監視
している。系統電圧が振幅または周波数に関して許容し
得ない程度に大きくずれると、監視装置１００は負荷７
６をインバータ７５を介して非常電源に切換える。その
ため、系統電源スイツチ７８は開かれ、インバータ７５
が始動される。系統事故の除去後、系統電圧が再び正常
値に回復し、一定の時間にわたつて事故無しの状態が続
けば、監視装置１００は系統電源７９から給電する通常
運転の回路状態に切換える。そのために、系統電源スイ
ツチ７８は閉じられ、インバータスイツチ８０は開かれ
る。インバータおよびその制御装置は停止する。その後
、インバータスイツチ８０は再び閉じておいてもよい。
電池８１は充電用整流器８２を介して充電される。周知
の電源系統ではその都度短時間事故のみを考慮すればよ
いので、充電用整流器８２は全負荷に対して設計する必
要はない。むしろ、電池８１の再充電のために十分な時
間をとることができ、したがつて、充電用整流器８２を
それに応じて小さく設計することができる。非常運転用
のエネルギー蓄積体として、可充電型電池のほかに、た
とえば燃料電池やコンデンサ装置を備えることもできる
。

また、インバータは、他の非常用電源装置の準備が完了
するまで、たとえばタービンまたはデイーゼル発電設備
が起動され、あるいは、はずみ車駆動装置が投入される
までの間のみ、負荷への給電に利用することもできる。
このような無停電電源装置は通常運転において特は良好
な効率を示す。

系統電源から負荷への給電の際、損失に結びつくエネル
ギー変換が無い。インバータの電力部は停止される。イ
ンバータの転流回路、特に変圧器やリアクトルに損失や
騒音が生ずることはない。しかし、インバータを準備完
了状態で無負荷運転で待機運転をしておくことも可能で
ある。第７ａ図の電源装置では、通常運転から非常運転
への切換えの際、電源スイツチ７８の開放によリフイル
タJモVの入力端子において短時間の給電中断が生じ得る
。

非常運転から通常運転への切換えの際でも、スイツチン
グ過程により、フイルタ入力端に短時間の停電が起こる
。多くの負荷では、このような短時間の停電は許される
。しかし他方では、保護装置の切換時間内に起こる停電
が許容し得ない負荷の場合もある。この場合は、負荷へ
の給電中断は、切換時間中にフイルタが負荷エネルギー
を供給することによつて避けることができる。フイルタ
の各部品の適当な特性値、場合によつては機能的にエネ
ルギーを蓄積する負荷内の部品、たとえぱインピーダン
スの特性値を適当にすることによつて、負荷への給電は
それに許容し得る電圧偏差が所定値内に保たれるように
保証される。フイルタJモVとしては、特に通常行われて
いるように、正弦波電圧を得るために、インバータの出
力側にその矩形波出力電圧を滑らかにするために接続さ
れる帯域フイルタを用いることができる。そうすれば、
フイルタJモVに付加的な費用がかからない。切換装置と
負荷との間に配置することによつてフイルタJモVは常に
負荷７６の前に接続されることになる。通常運転におい
てフイルタJモVは系統電圧の低周波ならびに高周波の擾
乱を抑制する。通常運転から非常運転への切換過程およ
び通常運転への復帰の際、フイルタは短時間のエネルギ
ー蓄積体として作用する。インバータを介しての非常運
転の際は、フイルタはインバータの出力電圧波形を滑ら
かにする。この要求は互いに矛循するものではないので
、フイルタ部品の最適設計は可能である。第７ｂ図は本
発明によつて構成された監視装置１００の一実施例を示
すものである。

被監視系統電源７９の電圧を検出するための電圧検出器
１０１には、たとえば第１図において構成されているよ
うに、位相調整回路ＰＬＬおよび振幅や周波数、位相に
ずれを生じたときに擾乱信号な出すための判別ユニツト
を持つている監視ユニツトＵＥが接続されている。端子
ｄには振幅ずれを生じたときに擾乱信号が発生し、端子
ｙには周波数ずれを生じたときに信号が現れ、端子ｓに
は位相ずれを生じたときに信号が現れる。これらの擾乱
信号はオア回路９０においてオア結合され、その出力信
号はオフデイレ一型の遅延回路９１を介して導かれる。
遅延回路９１の出力信号は、系統電源スイツチ７８およ
びインバータスイツチ８０を制御する操作回路９２に導
かれる。遅延回路９１の出力信号はさらにインバータを
始動させるための始動ユニツト９３にも導入され、始動
ユニツト９３頃インバータの出力電圧が擾乱瞬時の系統
電圧と同じ振幅および同じ位相状態となるようにインバ
ータを始動させる。そのためには、端子Ｄ，ｙまたはｓ
に擾乱信号が現れたとき、インバータスイツチ７８を開
いてインバータを始動させることが重要である。系統電
源７９から負荷７６に給電する状態への復帰切換えは遅
延回路９１によつて遅延され、インバータの出力電圧が
系統電圧と同位相になることに関連して行われる。

位相監視のために、系統電圧用の第１の極性検知器８４
およびインバータの出力電圧用の第２の極性検知器８５
が設けられている。両極性検知器８４，８５はそれぞれ
の入力信号が零点を通る度ごとに出力信号を変える。極
性検知器８５の出力信号は反転回路８６で反転される。
極性検知器８４の出力信号および極性検知器８５の反転
出力信号は排他的オア回路８７に加えられる。排他的オ
ア回路としては、たとえば集積回路技術で構成されてい
るシーメンス（Ｓｉｅｍｅｎｓ）社のＴＴＬ−ＦＬＨ３
４ｌ型もしくぱＬＳＬＦＺＨ２７ｌ型またはテキサス・
インスツルメント（ＴｅｘａｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ
）社の７４８６型の回路を用いることができる。

排他的オア回路８７の出力端子には、その両入力端子の
いずれか一方にのみ入力信号が現れたときのみ、信号が
現れる。これは系統電圧とインバータの出力電圧とが同
位相にある場合だけである。位相がずれるか、両電圧の
うちの一方が喪失すると、排他的オア回路８７の出力端
子に信号が生じ、遅延回路８８および反転回路８９を介
してオア回路９０の第４の入力端子に加えられ、監視ユ
ニツトＵＥからの擾乱信号と同様の作用を行う。遅延回
路８８は、各電圧の零点通過の際のより小さなずれを抑
制するために設けられる。第７ｃ図は排他的オア回路８
７の機能を説明するものである。

ここに示されているのは、極性検知器８４の出力信号、
極性検知器８５の反転回路８６によつて反転された出力
信号、排他的オア回路８７の出力信号、およびオフデイ
レ一型遅延回路８８の反転回路８９によつて反転された
出力信号である。左側の半分では系統電圧とインバータ
の出力電圧とが同位相にあり、これに対して右側の半分
では位相ずれが生じている場合を示している。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図、第２ａ図、第３ａ図および第４ａ図はそれぞ
れ本発明の異なる実施例を示すプロツク図、第１ｂ図、
第２ｂ図、第３ｂ図および第４ｂ図はそれぞれ第１ａ図
、第２ａ図、第３ａ図および第４ａ図の装置の各部の信
号波形図、第５図は本発明をインバータの調整装置に適
用した場合の実施例を示すプロツク図、第６図は第５図
における調節器に前置される装置の内部構成の一例を示
すプロツク図、第７ａ図は本発明を無停電電源装置に適
用した場合の実施例を示すプロツク図、第７ｂ図は第７
ａ図における監視回路の一実施例を示すプロツク図、第
７ｃ図は第７ｂ図の回路の動作を説明するための信号図
である。 １・・・・−・交流電圧母線、２・・・・・・計器用変
圧器、９・・・・・・演算増幅器、ＰＬＬ，ＰＬＬ″・
・・・・・位相調整回路、ＰＤ，ＰＤ′−・・・・・位
相検知器、ＬＰＦ，ＬＰＦ′・・・・・・低域フイルタ
、Ａ，Ａ″・・・・・・増幅器、ＶＣＯ，ＶＣσ・・・
・・・電圧制御型発振器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 被監視交流電気量を模擬する実際値交流電圧からこ
   れと位相ロックされた所定の振幅および周波数を有する
   基準交流電圧を形成する発生回路と、前記実際値交流電
   圧および基準交流電圧の瞬時値を比較する比較装置とを
   備えたことを特徴とする交流電気量の監視装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の装置において、発生回
   路として、位相検知器と、その出力側に配置された低域
   フィルタと、この低域フィルタの出力側に配置された増
   幅器と、この増幅器の出力電圧によつて制御される電圧
   制御型発振器とを含む位相調整回路が設けられ、前記位
   相検知器の入力電圧と同位相にある前記発振器の出力信
   号が前記位相検知器の基準値入力端子に帰還され、前記
   位相検知器の信号入力端子には実際値交流電圧またはそ
   れから導出される電圧が加えられることを特徴とする交
   流電気量の監視装置。 ３ 特許請求の範囲第１項又は第２項記載の装置におい
   て、被監視交流電気量の振幅偏差および許容し得ない高
   調波の少なくとも一方を検出するために比較装置は、入
   力側に実際値交流電圧と、この電圧と同位相にあつて所
   定の周期的特性を有する電圧制御型発振器の出力信号と
   が導入される比較回路を含んでいることを特徴とする交
   流電気量の監視装置。 ４ 特許請求の範囲第３項記載の装置において、位相調
   整回路に含まれる電圧制御型発振器は位相検知器の入力
   信号と同位相の矩形波の第１の出力信号と、これに対し
   て所定の位相角だけずれている正弦波の第２の出力信号
   とを発生する正弦波交流電気量を監視するための装置で
   あつて、実際値交流電圧は前記所定の位相角に相当する
   移相機能を有する移相回路を介して前記位相検知器に導
   入され、前記電圧制御型発振器の矩形波の第１の出力信
   号は前記位相検知器の基準値入力端子に帰還され、さら
   に前記電圧制御型発振器の正弦波の第２の出力信号およ
   び前記実際値交流電圧が比較回路に導入されることを特
   徴とする交流電気量の監視装置。 ５ 特許請求の範囲第３項記載の装置において、基準値
   交流電圧は負のバイアス電圧を有する第１の増幅回路、
   および正のバイアス電圧を有する第２の増幅回路に導入
   され、前記第１の増幅回路の出力電圧は実際値交流電圧
   と突き合わされ、その差電圧はその極性反転の際に出力
   信号が変わる第１のトリガに導入され、さらに前記第２
   の増幅回路は同様に前記実際値交流電圧と突き合わされ
   、その差電圧は同一形式の第２のトリガに導入されるこ
   とを特徴とする交流電気量の監視装置。 ６ 特許請求の範囲第２項記載の装置において、被監視
   交流電気量の周波数ずれを検出するために比較装置は所
   定の応動限界値を有する少くとも１つの限界値監視器を
   含み、この限界値監視器の入力側には位相調整回路内の
   電圧制御型発振器用の入力信号が導入されることを特徴
   とする交流電気量の監視装置。 ７ 特許請求の範囲第２項記載の装置において、被監視
   交流電気量の位相ずれを検出するために比較装置は所定
   の応動限界値を有する別の限界値監視器を含んでおり、
   この限界値監視器の入力側には位相調整回路内の位相検
   知器の出力信号が導入されることを特徴とする交流電気
   量の監視装置。 ８ 特許請求の範囲第２項記載の装置において、比較装
   置の出力電圧が交流電気量を発生する装置の調節器を制
   御する制御偏差として用いられ、前記調節器の出力信号
   が調整回路の操作量を形成することを特徴とする交流電
   気量の監視装置。 ９ 特許請求の範囲第８項記載の装置において、基準交
   流電圧が掛算器に導入され、この掛算器の第２の入力端
   子には前置された制御回路または調整回路の制御電圧が
   加えられ、前記掛算器の出力端子は調節器の比較回路ま
   たは比較点に接続されていることを特徴とする交流電気
   量の監視装置。 １０ 特許請求の範囲第８項記載の装置において、積分
   時間特性を有する調節器を備え、実際値交流電圧は整流
   回路を介して、また基準値交流電圧は別の整流回路を介
   してそれぞれ導かれることを特徴とする交流電気量の監
   視装置。 １１ 特許請求の範囲第８項記載の装置において、調節
   器の制御量チャネル内にフィルタ回路が配設されている
   ことを特徴とする交流電気量の監視装置。