JPS5922406A

JPS5922406A - 周波数変換器

Info

Publication number: JPS5922406A
Application number: JP13271582A
Authority: JP
Inventors: Kenzo Tanabe; 田辺　謙造
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1982-07-28
Filing date: 1982-07-28
Publication date: 1984-02-04
Also published as: JPS6333328B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は受信機用に有用な周波数変換器に関するもので
直線性の改善を目的とする〇従来、スーパーヘテロゲイン型受信機用周波数変換器と
して種々のものが用いられている。

たとえば、バイポーラトランジスタ構造あるいは、ＦＥ
Ｔの、ベース、エミッタ特性、ゲート。

ソース特性の非直線性を利用したものが多用されている
が、２種以上の入力信号が加えられた場合の混変調、相
互変調特性、すなわち直線性は良好でない。このため、
周波数が近接して多くの放送局が受信し得る地域では、
受信機の周波数変換器として上記のようなものを用いた
場合、受信機内部で多くの妨害信号が発生し、良好な受
信ができない場合が生ずる。

他方、上記の問題を解決するため、トランジスタを二重
平衡型に接続したダブルバランスドミキサが用いられる
場合もある。しかし、この場合、一般に能動素子を多く
用いるため雑音指数が良好でなく、受信感度を低下させ
ると云う別の問題が生ずる。

また、他の解決手段として、ショットキーダイオードな
どを用いたバランスドミキサが用いられる場合もあるが
、この場合もやはり、本質的に変換利得が得られず、受
信感度を低下させると云う問題が生ずる。

本発明は上記の諸問題を解決しつる高性能な周波数変換
器を提案するものであり、直線性の良い可変抵抗素子を
差動増幅器の共通エミッタ抵抗として利用することを特
徴とするものである。

以下、図面を用いて本発明の一実施例につき説明する。

第１図は、本発明に使用する可変抵抗素子の動作原理を
説明するためのものであり、本素子については、既に特
願昭２５６−２０２７１３にて提案しているが、再度、
その概略につき説明する。

第１図（イ）は、本可変抵抗素子の平面図、いわゆるマ
スクパターンのコンポジットマスクを示すものであり、
第１図（ロ）は、第１図（イ）のＡ−Ａ’で示す線に基
づく断面図、第１図（ハ）は本素子の記号表示法を示す
ものである。

第１図（イ）、（ロ）において、領域１０１は、Ｐ型す
ブストレートおよび分離拡散層を、領域１０２はＮ型エ
ピタキシャル層を、領域１０３はＰ型ベース拡散層を、
領域１０４はＮ型エミッタ拡散層を、領域１０５はアル
ミ配線層を、領域１０６はＳ　１０２絶縁層を、そして
、１０７，１０８，１０９は、夫々エピタキシャル層１
０２．ベース拡散層１ｏ３゜エミッタ拡散層１０４とア
ルミ配線部１０５との接続部を示すものである。また、
上記アルミ配線層１０５はＣエミッタ電極Ｅ、ベース電
極Ｂ。、可変抵抗素子電極Ｂ１．Ｂ２．コレクタ電極Ｃ
１，Ｃ２を構成し、この可変抵抗素子の記号表示法はそ
の動作原理から判断し、第１図ハに示すものとする。

次に本可変抵抗素子の動作原理につき説明する。

本可変抵抗素子は、第１図（イ）、（ロ）より明らかな
ように、変形されたベース拡散領域を有するバイポーラ
トランジスタと同様の構造を有し、電極Ｂ１．Ｂ２間の
抵抗値が、エミッタからベース領域に注入される少数キ
ャリヤにより制御されることを利用する。第１図に示す
構造は、電極Ｂ１．Ｂ２間の抵抗値が、はぼエミッタ領
域直下のベース領域の具する抵抗値で示されるようにす
るために例示したものである。

いま、ここで、通常のバイポーラトランジスタと同様に
、エミッタ領域の不純物濃度をベース領域のそれよりは
るかに大きくしておくと、順方向バイアス時のエミッタ
領域からベース領域への少数キャリヤの注入効率はトラ
ンジスタと同様、はぼ１に近づけることができ、エミッ
タ直下のベース領域のキャリヤは、はぼ、エミッタから
注入された少数キャリヤで占められていると見なすこと
ができる。したがって、エミッタ直下のベース領域の抵
抗値は、上記少数キャリヤの量に反比例する。一方、上
記少数キャリヤの量は、エミッタ電流に比例する。

したがって、第１図のような構造を有する可変抵抗素子
の電極Ｂ１．Ｂ２間の抵抗値ＲＢ１−Ｂ２は、エミッタ
電流を工Ｅ、比例定数を犬とすれば、はぼ次式で示され
る。

第１図に示すコレクタ電極Ｃ１，Ｃ２は、ベース拡散層
と、エピタキシャル層の間に通常のトランジスタと同様
、逆バイアスを与えるためのものであり、これは、エミ
ッタ電流の広い変化範囲にわたり、エミッタからベース
領域への少数キャリヤ注入効率を１に近く保つことに大
いに役立つ。

また、ベース電極Ｂ。は、通常のトランジスタと同様エ
ミッタからベース領域への少数キャリヤ注入量を制御す
るために設けられており、上述の可変抵抗素子用電極Ｂ
１．Ｂ２と共用しなかった理由は、抵抗値制御用の信号
成分が極力、上記電極Ｂ１．Ｂ２に現われないよう配慮
したものであり、上記電極Ｂ１．Ｂ２と対称的な位置に
設けているのもこのためである。同様の理由で、コレク
タ電極Ｃ１，Ｃ２も、上記電極Ｂ１．Ｂ２と対称的な位
置に設けられており、第１図とは別の、たとえば、第１
図（イ）に示すエミッタ電極の上部に、電極Ｂ１．Ｂ２
と対称的な位置に１つだけのコレクタ電極を設けること
もできる。

上述の可変抵抗素子はトランジスタ、ＦＥＴなどのＰＮ
接合部の非直線性を利用するのでなく、ベース領域の伝
導度変調を利用しているものであるため、良好な直線性
を有する可変抵抗素子と考えることができる。

第２図は、本可変抵抗素子を用いた本発明の一実施例の
周波数変換器を示すものである。

第２図において、端子１に加えられた入力信号は、結合
コンデンサ５を介して、トランジスタ６゜了、第１図に
て詳述した可変抵抗素子１４．そして、中間周波トラン
ス１６を中心として構成される差動増幅器に加えられる
。

定電流源９．１０（これはカレントミラー回路などで実
現されるが）、ベースバイアス抵抗１１゜１２、直流電
源１３は、上記差動増幅器に適切な動作バイアスを与え
るためのバイアス回路であシ、端子３には別個の直流電
源が接続される。

バイパス用コンデンサ８は、トランジスタ７のベースイ
ンピーダンスを下げるものである。

上記の可変抵抗素子１４は、その電極Ｂ１．Ｂ２が、ト
ランジスタ６．７のエミッタに夫々、接続され、上記差
動増幅器の共通エミッタインピーダンスとして使用され
、そのコレクタ電極Ｃ（第１図のＣ１，Ｃ２をまとめて
Ｃとした）、ベース電極Ｂ。、エミッタ電極Ｅはそれぞ
れ、直流電源１６．バイアス用トランジスタ２４のエミ
ッタ、および、局発信号注入用トランジスタ２１のコレ
クタに接続される。トランジスタ２４は、ベースバイア
ス抵抗２２、定電流源２６および、端子３に接続される
直流電源により適切な動作バイアスが与えられるが、こ
のトランジスタ２４は、可変抵抗素子１４のベース電極
Ｂ０の直流電位を可変抵抗素子用電極Ｂ１．Ｂ２の直流
電位と等しくするためのものであり、第１図に示すベー
ス拡散層内に、バイアス回路による不要な直流的電位勾
配を生せしめないようにするために設けられている。こ
の目的を達成するためには、ベースバイアス抵抗１１，
１２，２２゜定電流源９，１０，２５．およびトランジ
スタ６゜７．２４は同一の特性を有するのが望ましいの
は云うまでもない。

コンデンサ２３．２６はそれぞれ、ベースおよびエミッ
タバイパス用である。

トランジスタ２１は端子２．結合コンデンサー９を介し
てエミッタに加えられた局発信号を定電流化するための
ものであゃ、直流電源１７．エミッタ抵抗２ｏはトラン
ジスタ２１に適切な動作バイアスを与えるためのもので
ある。コンデンサ１８はベースバイパス用である。

次に動作原理につき説明する。

トランジスタ２１のコレクタ電流、すなわち、可変抵抗
素子１４のエミッタ電流ＩＥが次式で表わされるものと
する。

ＩＥ＝ｌｏ＋１２　　　　　　　　　　°００００°（
２）ただし工。：直流バイアス電流１２：局発信号電流次に中間周波トランス１６の一次側インピーダンスをＺ
、−次側と二次側コイルの巻数比をＮとすると、二次側
の出力端子４，４′から得られる中間周波信号ｅＩＦは
、大路次式で表わされる。

ただしｅｉ二人力信号したがって、（１）　、　（２）　、　（３）式からｅ
ＩＦが次のように求める。

（４）式にて、１２およびｅｉを正弦波信号とすれば、
（４）式中に含まれる１２ｅｉ成分は中間周波信号成分
を表わし、本回路が周波数変換器の役割りを果たしてい
ることがわかる。

なお、（４）式では、出力端子４，４′に中間周波信号
成分以外の入力信号＋ｉ１ｉに比例する成分も認められ
るが、中間周波トランス１６は本来、周波数選択性を持
たせ、中間周波数に共振するよう調整されているため、
出力端子４，４′には、はとんど中間周波信号成分のみ
が得られる。

第３図は本発明の他の一実施例として、可変抵抗素子を
利用した完全バランス型周波数変換器を示すものであり
、第２図の回路を２組準備し、入力信号成分が出力側で
互いに打ち消されるよう相補型に接続したものである。

第３図の各部に示す各素子の番号および、同一番号にダ
ッシュをつけたものは、それぞれ第２図の同一番号を有
する素子と同じものであり、トランス２７はトランジス
タ２１．２１’に互いに逆極性の局発信号を与えるため
のもの、端子２８は可変抵抗素子のベースバイアス用電
源端子であり、たとえば、第２図のトランジスタ２４の
エミッタに接続される。

第３図の回路は、トランジスタダブルバランスドミキサ
と同様な動作により、入力信号成分が出力側で互いに打
ち消され、中間周波信号成分のみが加算されるが、その
打ち消し動作の原理は周知であるため、これ以上の詳述
は省略する。

以上に説明したように、本発明によれば、これまでに特
願昭５６−２０２７１３にて提案した可変抵抗素子のベ
ース拡散層内に不要な直流バイアスによる電位勾配を作
らず、その可変抵抗素子の有する抵抗成分の直線性の良
い領域を最大限、有効に利用することができ、直線性の
良い高性能な周波数変換器を得ることができる。また、
本可変抵抗素子は通常のトランジスタを作るバイポーラ
プロセスで容易に実現できるため、ＩＣ化も容易であり
、小型で安価な高性能周波数変換器を実現することがで
き、その実用的効果は極めて大きい。

なお、第２ｆｆ、％３図の説明においては、差動増幅器
には不平衡型の入力信号を加えたが、これのかわりに平
衡型の入力信号を加えてもよいのは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に使用する可変抵抗素子の動作原理を説
明するものであり、（イ）は構造を示す平面図、（ロ）
は（イ）のＡ−Ａ’線に沿った断面図、（ハ）は本可変
抵抗素子の記号表示法を示すものである。第２図、第３図は、本発明の一実施例における周波数変
換器を示す結線間である。１・・・・・・信号入力端子、２・・・・・・局発信号
入力端子、３・・・・・・直流電源用端子、４，４′・
・・・・・中間周波信号出力端子、５．５’、１９．１
９’・・・・・・信号結合用コンデンサ、６，７．６’
、７’・・・・・・差動増幅器を構成するトランジスタ
、８．８’、１８゜１８’、２３，２６・ｅΦ・・・バ
イパス用コンデンサ、９．１０．９’、１０′、２５・
命・・φ・直流バイアス用定電流源、１１．１２．１１
’、１２’、２２・・・・・拳ベースバイアス用抵抗、
１３，１５，１５’、１７・・・・・・直流バイアス用
電源、１４　、１４’・・・・・・可変抵抗素子、１６
・・・・・・中間周波トランス、２０゜２０’・・・・
・・エミッタバイアス用抵抗、２１．２１’・・・・・
・局部発振信号増幅用トランジスタ、２４・・・・・・
バイアス回路用トランジスタ、２７・・・・・・不平衡
、平衡変換用トランス、２８・・・・・・可変抵抗素子
ベースバイアス接続端子。代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名ｌρ
４　　　　　／ρ２Ｃｒ第２図ｈ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）バイポーラトランジスタ構造のベース領域にエミ
ッタから少数キャリヤーを注入することによシこのベー
ス領域を伝導度変調し、この伝導度変調されたベース領
域を利用してエミッタからの少数キャリヤー注入量によ
シその抵抗値が制御されるところの可変抵抗素子を構成
し、この可変抵抗素子を、そのベース入力端に入力信号
が加えられているところのトランジスタ差動増幅器の共
通エミッタ抵抗として用い、その抵抗値を局部発振器よ
り得られる局部発振信号により制御し、この差動増幅器
のコレクタ出力端から、上記入力信号の周波数と、上記
局部発振器の周波数の和または差の周波数を有する信号
を選択的に取ｐ出すことを特徴とする周波数変換器。