JPS5920693Y2 - Radar noise figure measuring device - Google Patents

Radar noise figure measuring device

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JPS5920693Y2
JPS5920693Y2 JP13680178U JP13680178U JPS5920693Y2 JP S5920693 Y2 JPS5920693 Y2 JP S5920693Y2 JP 13680178 U JP13680178 U JP 13680178U JP 13680178 U JP13680178 U JP 13680178U JP S5920693 Y2 JPS5920693 Y2 JP S5920693Y2
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Japan
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noise
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sample
amplifier
hold
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JP13680178U
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JPS5553467U (en
Inventor
孝治 斉藤
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株式会社東芝
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Description

【考案の詳細な説明】 本考案は改良されたレーダの雑音指数測定器に関するも
のである。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an improved radar noise figure measuring instrument.

従来例のレーダーのブロックダイヤグラムを第1図に示
す。
A block diagram of a conventional radar is shown in FIG.

第2図は第1図の各部の動作波形図である。FIG. 2 is an operational waveform diagram of each part of FIG. 1.

、第1図において、レーダ運用中即ち、レーダエコーを
受側中にレーダ受信機1の雑音指数を測定する雑音指数
メータを中心にしたレーダが示されている。
In FIG. 1, a radar is shown centered around a noise figure meter that measures the noise figure of a radar receiver 1 during radar operation, that is, while receiving radar echoes.

雑音源2は雑音源駆動回路3により、雑音源制御パルス
が印加された時に雑音を発生するノイズ・ダイオードで
ある。
The noise source 2 is a noise diode that generates noise when a noise source control pulse is applied by the noise source drive circuit 3.

雑音源2から発生した雑音は、結合器4を介してレーダ
受信機1に対する入力信号Siとなる。
Noise generated from the noise source 2 becomes an input signal Si to the radar receiver 1 via the coupler 4.

受信機1に対する雑音源2以外の雑音をNiとすると、
101 og(Si/Ni)は雑音源2により決まり、
過剰雑音比(excess noiseratio、
以下ENRと略称する)例えばENRが30 dBのと
きは、KTB=−114dBmとすると信号レベルは、
−114dBm + 30 dB =−84dBmとな
る。
If the noise other than the noise source 2 to the receiver 1 is Ni, then
101 og(Si/Ni) is determined by noise source 2,
excess noise ratio
(hereinafter abbreviated as ENR) For example, when ENR is 30 dB and KTB = -114 dBm, the signal level is:
-114dBm + 30dB = -84dBm.

ただし、Kはボルツマン定数で、Tは等価入力端雑音温
度で、Bは受信機1の帯域中である。
However, K is the Boltzmann constant, T is the equivalent input end noise temperature, and B is within the band of the receiver 1.

なお、結合器2の結合度が15 dBのときは信号レベ
ルは、−84dBm−15dB=−99dBmとなる。
Note that when the coupling degree of the coupler 2 is 15 dB, the signal level is -84 dBm - 15 dB = -99 dBm.

ただし、OdBm−1mWである。However, it is OdBm-1mW.

次に、レーダの休止期間中に雑音源2の雑音発生と停止
とを交互に繰り返し、その時の受信機1の中間周波出力
を常時監視して、受信機1の出力中の信号Soと雑音N
oとの比を求め、メータ5に雑音指数を指示せしめる。
Next, during the period when the radar is inactive, the noise source 2 is alternately generated and stopped, and the intermediate frequency output of the receiver 1 at that time is constantly monitored.
Find the ratio with o and have the meter 5 indicate the noise figure.

このときAGC付中間周波増幅器6は、受信機1の中間
周波出力を受け、雑音源2の、停止時の雑音を増幅する
At this time, the intermediate frequency amplifier with AGC 6 receives the intermediate frequency output of the receiver 1 and amplifies the noise of the noise source 2 when the signal is stopped.

検波器7は、AGC伺沖間周波増幅器6の出力を検波す
る。
The detector 7 detects the output of the AGC frequency amplifier 6.

次に、デー1〜パルス発生器8は、主し−タ斗すガRi
を受けて、雑音源駆動回路3をM;IJ御する雑音ゲー
I・パルス、AGC付中間周波増幅器6へのサンプルゲ
ーI〜パルス、サンプ0ルホール1回路9へのサンプル
ホールトゲ−1〜パルス及びAGCゲート10へのAG
CゲーI・パルスを発生する。
Next, the data 1 to the pulse generator 8 are connected to the main data generator Ri.
In response, the noise source drive circuit 3 is controlled by M;IJ, the noise gate I pulse is sent, the sample gate I~ pulse is sent to the intermediate frequency amplifier with AGC 6, and the sample hole toggle 1~ pulse is sent to the sample 0 hole 1 circuit 9. and AG to AGC gate 10
Generates Cge I pulse.

サンプルホールド9は、前記サンフルホールドゲートパ
ルスにより、所定周期で検波器7の出力をサンプルホー
ルドする。
The sample hold 9 samples and holds the output of the detector 7 at a predetermined period using the sample hold gate pulse.

前記サンプルホールドゲートパルスの繰り返し周期は、
前記雑音ゲートパルスの繰り返し周期の+でかつ、前記
雑音ゲートパルスと同期している。
The repetition period of the sample hold gate pulse is:
+ of the repetition period of the noise gate pulse and is synchronized with the noise gate pulse.

そのために、雑音源2の雑音が発生している時と、雑音
源2の停止時との検波器7の出力を、サンプルホールド
回路9が交互にサンプルホールドする。
For this purpose, the sample and hold circuit 9 alternately samples and holds the output of the detector 7 when the noise source 2 is generating noise and when the noise source 2 is stopped.

前記AGCゲーI・パルスにより、AGCゲート10は
サンプルホールド回路の出力のうち、雑音源2の停止時
の出力のみを次段の低域フィルタ11へ伝える。
By the AGC gate I pulse, the AGC gate 10 transmits only the output when the noise source 2 is stopped out of the outputs of the sample and hold circuit to the next stage low-pass filter 11.

低域フィルタ11の出力はAGC用直流増幅器12で増
幅されてAGC付中間周波増幅器6のAGC制御信号と
して印加される。
The output of the low-pass filter 11 is amplified by the AGC DC amplifier 12 and applied as an AGC control signal to the intermediate frequency amplifier 6 with AGC.

従って、AGC付中間周波増幅器6の増幅度は、雑音源
2の停止時のサンプルホールド回路9の出力で゛制御さ
れ、そのため、雑音源2の停止時のサンプルホールド回
路9の出力がほぼ所定値に保たれる。
Therefore, the amplification degree of the intermediate frequency amplifier with AGC 6 is controlled by the output of the sample and hold circuit 9 when the noise source 2 is stopped, and therefore the output of the sample and hold circuit 9 when the noise source 2 is stopped is approximately a predetermined value. is maintained.

次に、差動増幅器13はサンプルホールド回路9の出力
のうち、雑音源2が雑音を発生しているときのサンプル
出力と、雑音源2の停止時のサンプル出力との差を増幅
し、次段の低域フィルタ14へ伝える。
Next, the differential amplifier 13 amplifies the difference between the sample output of the sample and hold circuit 9 when the noise source 2 is generating noise and the sample output when the noise source 2 is stopped, and then It is transmitted to the low-pass filter 14 of the stage.

次に、メータ駆動回路15は低域フィルタ14の出力を
受けて対数目盛のメータ5を駆動する。
Next, the meter drive circuit 15 receives the output of the low-pass filter 14 and drives the logarithmic scale meter 5.

メータ5はCAL時に101o101o/Ni)テ校正
されているので、雑音指数がメータ5に表示される。
Since the meter 5 is calibrated (101o101o/Ni) at the time of CAL, the noise figure is displayed on the meter 5.

次に上述のように、第2図は第1図の各部の動作波形図
であり、横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示している。
Next, as described above, FIG. 2 is an operational waveform diagram of each part of FIG. 1, in which the horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage.

第2図Aはレーダ主l・リガRiを示し、第2図Bは送
信機パルスを示している。
FIG. 2A shows the radar main l/riga Ri, and FIG. 2B shows the transmitter pulses.

第2図A、Bで、T1は休止期間で、T2は送信期間で
、T3は受信期間である。
In FIGS. 2A and 2B, T1 is a rest period, T2 is a transmission period, and T3 is a reception period.

次に、第2図Cは雑音源ゲートパルスヲ示シ、雑音源ゲ
ートパルスが高レベルの時に雑音源2で雑音が発生する
Next, FIG. 2C shows a noise source gate pulse, and noise is generated in the noise source 2 when the noise source gate pulse is at a high level.

更に、第2図りは受信機1の中間周波出力を示し、第2
図Eはサンプルデー1ヘパルスを示し、第2図Fは検波
器7の出力を示し、第2図Gはサンフルホールドゲ−ト
パルスを示し、第2図Hはサンプルホールド回路9の出
力を示し、第2図HでElは雑音源2が雑音を発生して
いるときのサンプルホールド電圧で、E2は雑音源2が
停止しているときのサンプルホールド電圧である。
Furthermore, the second diagram shows the intermediate frequency output of receiver 1, and the second diagram shows the intermediate frequency output of receiver 1.
Figure E shows the pulse to sample day 1, Figure 2 F shows the output of the detector 7, Figure 2 G shows the sample hold gate pulse, Figure 2 H shows the output of the sample hold circuit 9, In FIG. 2H, El is the sample-and-hold voltage when the noise source 2 is generating noise, and E2 is the sample-and-hold voltage when the noise source 2 is stopped.

次に、第2図工は差動増幅器13の出力を示し、第2図
JはAGCゲ゛−トパルスを示し、第2図にはAGCゲ
ート10の出力を示し、K 3 E 2はAGCゲ゛−
1へパルスが高レベルの時の出力である。
Next, Fig. 2 shows the output of the differential amplifier 13, Fig. 2 J shows the AGC gate pulse, Fig. 2 shows the output of the AGC gate 10, and K 3 E 2 shows the AGC gate pulse. −
This is the output when the pulse to 1 is at a high level.

しかしながら、第1図に示した従来例では次のような欠
点がある。
However, the conventional example shown in FIG. 1 has the following drawbacks.

即ち、外部の同一送信周波数帯域のレーダ等からアンテ
ナ16を経由して妨害波が受信機1に混入し、たまたま
雑音指数のサンプルホールド時に一致した場合には、受
信機1の真値の雑音指数と異なった値がメータ5に示さ
れることになる。
In other words, if interference waves enter the receiver 1 from an external radar or the like in the same transmission frequency band via the antenna 16 and coincidentally coincide with each other at the time of sampling and holding the noise figure, the true value of the noise figure of the receiver 1 The meter 5 will show a different value.

この場合、雑音源2が雑音を発生している時に妨害波が
混入したときは、雑音指数の値は真値より小さく示され
、逆に雑音源2が停止時に妨害波が混入したときは、雑
音指数の値は真値より大きく示される。
In this case, if interference waves mix in while noise source 2 is generating noise, the value of the noise figure will be shown to be smaller than the true value, and conversely, if interference waves mix in while noise source 2 is stopped, The value of the noise figure is shown to be larger than the true value.

本考案の目的は上述の欠点をなくシ、妨害波の影響を除
去し、常に真の雑音指数を表示することができるレーダ
の雑音指数測定器を得ることである。
The object of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks, eliminate the influence of interference waves, and provide a radar noise figure measuring instrument that can always display the true noise figure.

以下、本考案の一実施例を図を参照して説明する。Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

第3図は本考案の一実施例のブロックダイヤグラムであ
り、第4図は第3図の各部分の動作波形図である。
FIG. 3 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an operational waveform diagram of each part of FIG.

第3図において、ゲートパルス発生器21はレーダ主ト
リガRiを受けて、レーダのトリガに同期した各回路で
使用するゲートパルスを発生する。
In FIG. 3, a gate pulse generator 21 receives a radar main trigger Ri and generates gate pulses used in each circuit synchronized with the radar trigger.

雑音源22はノズル発生ダイオードを有し、雑音源駆動
回路23からのレーダのトリガの2倍の周期を持つ雑音
源制御パルスにより所定のRF雑音を発生する。
The noise source 22 has a nozzle generating diode, and generates a predetermined RF noise using a noise source control pulse from the noise source driving circuit 23 having a cycle twice as long as the radar trigger.

このRF雑音は、方向性結合器24を通してレーダの受
信機25に供給され、受信機25は中間周波出力か′A
GC付中間周波増幅器26に供給する。
This RF noise is supplied to the radar receiver 25 through the directional coupler 24, and the receiver 25 outputs an intermediate frequency output or 'A'.
It is supplied to an intermediate frequency amplifier 26 with GC.

受信機25の入力での雑音源22が動作時と停止時の雑
音比が上述の10 l og(Si/Ni)であり、雑
音源22の前記ENRがら、雑音源22がら受信機25
の入力までの損失を差し引いた値に等しい。
The noise ratio at the input of the receiver 25 when the noise source 22 is operating and when it is stopped is the above-mentioned 10 log (Si/Ni), and the ENR of the noise source 22 is different from the noise source 22 when the receiver 25 is in operation.
is equal to the input minus the loss.

AGC付中間周波増幅器26は、ゲートパルス発生器2
1からのサンプルゲートパルスにより制御されて、雑音
源22が動作時と停止時の交互に、受信機25からの中
間周波出力の雑音をサンプリングする。
The intermediate frequency amplifier with AGC 26 is connected to the gate pulse generator 2
Controlled by a sample gate pulse from 1, a noise source 22 alternately samples the noise of the intermediate frequency output from the receiver 25 during activation and deactivation.

また、AGC付中間周波増幅器26は、AGC信号によ
り所定の利得に設定される。
Further, the intermediate frequency amplifier with AGC 26 is set to a predetermined gain by the AGC signal.

このAGCが可能な範囲で受信機25の中間周波出力の
レベルが変動しても、雑音指数の測定に支障が生じない
ようになる。
Even if the level of the intermediate frequency output of the receiver 25 fluctuates within the range in which this AGC is possible, there will be no problem in measuring the noise figure.

AGC信号は雑音源22の停止時の雑音、即ち、受信機
25のシステム雑音を検波サンプルホールドしたもので
ある。
The AGC signal is obtained by detecting and holding a sample of the noise when the noise source 22 is stopped, that is, the system noise of the receiver 25.

(このAGC付中間周波増幅器26の周波数特性はレー
ダの中間周波に一致している。
(The frequency characteristics of this intermediate frequency amplifier with AGC 26 match the intermediate frequency of the radar.

)AGC付中間周波増幅器26を経由した雑音は検波器
27で検波され、検波器27の出力は、サンプルホール
ド増幅器28,29,30.31に加えられる。
) Noise passing through the intermediate frequency amplifier 26 with AGC is detected by a detector 27, and the output of the detector 27 is applied to sample-and-hold amplifiers 28, 29, 30, and 31.

これらのサンプルホールド増幅器28,29,30.3
1はレーダのトリガの4倍の周期を持つサンプルホール
ドゲートパルスをゲートパルス発生器21より受けて、
各ゲーI・パルスのタイミングで信号をホールドする。
These sample and hold amplifiers 28, 29, 30.3
1 receives a sample hold gate pulse having a cycle four times that of the radar trigger from the gate pulse generator 21;
The signal is held at the timing of each gate I pulse.

サンプルホールド増幅器28 、29は、雑音源22が
動作時にサンプルホールドを行う。
The sample and hold amplifiers 28 and 29 perform sample and hold when the noise source 22 is in operation.

また、サンプルホールド増幅器28とサンプルホールド
増幅器29とは交互に動作する。
Further, the sample-and-hold amplifier 28 and the sample-and-hold amplifier 29 operate alternately.

サンプルホールド増幅器28 、29の各出力は比較器
32で比較される。
The outputs of the sample and hold amplifiers 28 and 29 are compared by a comparator 32.

更に、サンプルホールド増幅器28の出力はバッファ増
幅器33を介して、選別器34に供給される。
Further, the output of the sample and hold amplifier 28 is supplied to a selector 34 via a buffer amplifier 33.

また、サンプルホールド増幅器29の出力は、バッファ
増幅器35を介して選別器34に供給される。
Further, the output of the sample and hold amplifier 29 is supplied to a selector 34 via a buffer amplifier 35.

一方、サンプルホールド増幅器28 、29の各出力は
、比較器32で相互のレベルの大小を比較され、これを
基準にして選別制御回路36は選別器34を制御して、
サンプルホールド増幅器28.29の各出力のうち、小
さい方の出力を選別器32の出力とする。
On the other hand, the respective outputs of the sample and hold amplifiers 28 and 29 are compared in level with each other by a comparator 32, and based on this, a sorting control circuit 36 controls the sorting device 34.
Among the outputs of the sample-and-hold amplifiers 28 and 29, the smaller one is used as the output of the selector 32.

サンプルホールド増幅器30.31は、雑音源22の停
止時にサンプルホールドを行う、サンプルホールド増幅
器30.31の各出力は、比較器37でその大小を比較
される。
The sample and hold amplifiers 30.31 perform sample and hold when the noise source 22 is stopped. Each output of the sample and hold amplifiers 30.31 is compared in magnitude by a comparator 37.

更に、サンプルホールド増幅器30の出力は、バッファ
増幅器38を介して、選別器39に供給され、一方、サ
ンプル増幅器31の出力はバッファ増幅器40を介して
、選別器39に供給される。
Furthermore, the output of the sample and hold amplifier 30 is supplied to a selector 39 via a buffer amplifier 38, while the output of the sample amplifier 31 is supplied to a selector 39 via a buffer amplifier 40.

次に、選別制御回路41は比較器37の出力で制御され
、サンプルホールド増幅器30.31の各出力のうちの
小さい方を選別器39の出力とする様に選別器39を制
御する。
Next, the sorting control circuit 41 is controlled by the output of the comparator 37, and controls the sorting device 39 so that the smaller of the outputs of the sample-and-hold amplifiers 30 and 31 is set as the output of the sorting device 39.

次に、差動増幅器42は、選別器34の出力と選別器3
9の出力とが供給され、例えば面出力の対数に対応した
値の差を増幅する。
Next, the differential amplifier 42 connects the output of the selector 34 with the output of the selector 3.
For example, the difference between the values corresponding to the logarithm of the surface output is amplified.

差動増幅器42の出力は低域フィルター43へ供給され
、低域フィルター43の出力メータ駆動回路44へ供給
され、メータ駆動回路44はテ゛ジタル表示のメータ4
5を駆動する。
The output of the differential amplifier 42 is supplied to a low-pass filter 43, and the output of the low-pass filter 43 is supplied to a meter drive circuit 44, which drives the digital display meter 4.
Drive 5.

このようにすることにより、101 og(Si/Ni
)をCAL時にあらかじめ校正しておき、AUTO時に
差動増幅器42の出力を10 l og(So/No)
として、メータ45上に指示させれば、受信機の雑音指
数 を測定することができる。
By doing this, 101 og (Si/Ni
) is calibrated in advance during CAL, and the output of the differential amplifier 42 is 10 l og (So/No) during AUTO.
By indicating this on the meter 45, the noise figure of the receiver can be measured.

次に、選別器39の出力は低域フィルタ46に供給され
、低域フィルタ46の出力は直流増幅器47へ供給され
、直流増幅器47の出力はAGC信号としてAGC付中
間周波増幅器26の増幅度を制御する。
Next, the output of the selector 39 is supplied to a low-pass filter 46, the output of the low-pass filter 46 is supplied to a DC amplifier 47, and the output of the DC amplifier 47 is used as an AGC signal to determine the amplification degree of the intermediate frequency amplifier 26 with AGC. Control.

このAGC信号はCAL調整により、CAL時によりJ
Ol og(Si/Ni)を設定する。
By CAL adjustment, this AGC signal is
Set Olog(Si/Ni).

次に、第4図において第4図Aは、レーダ主1〜リガR
iを示し、第4図Bは雑音源ゲーI・パルスを示す。
Next, in FIG. 4, FIG. 4A shows radar main 1 to Riga R.
Figure 4B shows the noise source GaI pulse.

なお、送信機パルスは第2図Bと同じなので省略する。Note that the transmitter pulses are the same as those in FIG. 2B, and will therefore be omitted.

第4図Cは受信中間周波出力を示す。第4図Cにおいて
X部分は雑音源21の動作時にアンテナ48で受信した
妨害波成分を示し、Y部分は雑音源21の停止時にアン
テナ48で受信した妨害波成分を示す。
FIG. 4C shows the received intermediate frequency output. In FIG. 4C, the X part shows the interference wave component received by the antenna 48 when the noise source 21 is in operation, and the Y part shows the interference wave component received by the antenna 48 when the noise source 21 is stopped.

第4図りはAGC付中間周波増幅器26を制御するサン
プルゲートパルスを示し、第4図Eは検波器27の出力
を示し、第4図Fはサンプルホールド増幅器28を制御
するサンプルホールドゲートパルスを示し、第4図Gは
サンプルホールド増幅器28の出力EIOを示し、第4
図Hはサンプルホールド増幅器29を制御するサンプル
ホールドゲートパルスを示し、第4図Iはサンプルホー
ルド増幅器29の出力を示し、第4図■におけるElf
は妨害波成分Xにより増加した電圧を示す。
Figure 4 shows the sample gate pulse that controls the intermediate frequency amplifier with AGC 26, Figure 4E shows the output of the detector 27, and Figure 4F shows the sample and hold gate pulse that controls the sample and hold amplifier 28. , FIG. 4G shows the output EIO of the sample-and-hold amplifier 28;
Figure H shows the sample-and-hold gate pulse that controls the sample-and-hold amplifier 29, Figure 4 I shows the output of the sample-and-hold amplifier 29, and Elf in Figure 4
indicates the voltage increased by the interference wave component X.

次に第4図Jは選別器43の出力を示す。Next, FIG. 4J shows the output of the selector 43.

この場合E 1o < E 11である。In this case E 1o < E 11.

次に第4図にはサンプルホールド増幅器30を制御する
サンプルホールドゲートパルスを示し、第4図りはサン
プルホールド増幅器30の出力E12を示し、第4図M
はサンプルホールド増幅器31を制御するサンプルホー
ルドゲートパルスを示し、第4図Nはサンプルホールド
増幅器31の出力を示し、第4図NにおいてE13は妨
害波成分Yにより増加した電圧を示す。
Next, FIG. 4 shows the sample-and-hold gate pulse that controls the sample-and-hold amplifier 30, the fourth diagram shows the output E12 of the sample-and-hold amplifier 30, and FIG.
shows the sample-and-hold gate pulse that controls the sample-and-hold amplifier 31, and FIG. 4N shows the output of the sample-and-hold amplifier 31, and in FIG. 4N, E13 shows the voltage increased by the interference wave component Y.

第4図Oは選別器39の出力に2E12を示す。FIG. 4O shows 2E12 at the output of the selector 39.

この場合E1゜〈E13である。In this case, E1°<E13.

第4図Pは差動増幅器42の出力に3 (K、 E 1
0− K2E 、2)を示し、第4図Qはメータ駆動回
路44の出力に4(KIEIOK2E12)を示し、第
4図RはAGC信号に5E12を示す。
FIG. 4 P shows the output of the differential amplifier 42 as 3 (K, E 1
0-K2E, 2), FIG. 4Q shows 4 (KIEIOK2E12) at the output of the meter drive circuit 44, and FIG. 4R shows 5E12 at the AGC signal.

なお、上記におけるに1.に2.に4.に5はそれぞれ
所定の値を示す。
Note that 1. 2. 4. and 5 each indicate a predetermined value.

以上記載したように本考案によれば、受信妨害波成分は
、比較器32 、37、選別制御回路36,41.選別
器34.39の働きにより完全に除かれるので、妨害波
が受信機に混入しても、レーダの真の雑音指数の測定が
できる。
As described above, according to the present invention, received interference wave components are divided into comparators 32, 37, screening control circuits 36, 41 . Since the filters 34 and 39 completely eliminate interference waves, even if interference waves enter the receiver, the true noise figure of the radar can be measured.

このため、実際にレーダを妨害電波の多い場所に設置し
た状態で妨害電波に妨げられずにレーダの真の雑音指数
を測定できる。
Therefore, the true noise figure of the radar can be measured without being hindered by the interference even when the radar is actually installed in a place where there are many interference waves.

従って、本考案の実用上の効果は著しく大である。Therefore, the practical effects of the present invention are extremely large.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は従来例のブロックダイヤグラム図、第2図は第
1図の各部分の動作波形図、第3図は本考案の一実施例
のブロックダイヤグラム図、第4図は第3図の各部分の
動作波形図である。 21・・・・・・ゲートパルス発生器、22・・・・・
・雑音源、23・・・・・・雑音源駆動回路、24・・
・・・・結合器、25・・・・・・受信機、26・・・
・・・AGC付中間周波増幅器、27・・・・・・検波
器、28.29,30.31・・・・・・サンプルホー
ルド増幅器、32゜37・・・・・・比較器、33 、
35 、38 、40・・・・・・バッファ増幅器、3
4.39・・・・・・選別器、36.41・・・・・・
選別制御回路、42・・・・・・差動増幅器、43・・
・・・・低域フィルタ、44 、、、、、、メータ駆動
回路、45・・・・・・メータ、46・・・・・・低域
フィルタ、47・・・・・・DC増幅器、48・・・・
・・アンテナ。
FIG. 1 is a block diagram of the conventional example, FIG. 2 is an operation waveform diagram of each part of FIG. 1, FIG. 3 is a block diagram of an embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 21... Gate pulse generator, 22...
・Noise source, 23...Noise source drive circuit, 24...
...Coupler, 25...Receiver, 26...
...Intermediate frequency amplifier with AGC, 27...Detector, 28.29, 30.31...Sample and hold amplifier, 32°37...Comparator, 33,
35, 38, 40...Buffer amplifier, 3
4.39... Sorter, 36.41...
Selection control circuit, 42...Differential amplifier, 43...
...Low pass filter, 44, Meter drive circuit, 45...Meter, 46...Low pass filter, 47...DC amplifier, 48・・・・・・
··antenna.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] レーダ送信波の目標からの反射波を受信する受信機と、
この受信機の出力信号を増幅する増幅器と、この増幅器
の出力信号を検波する検波器と、レーダ休止期間中に動
作し雑音の発生及び停止を所定周期で交互に繰り返すと
ともに発生された雑音を前記受信機に供給する雑音発生
手段と、前記所定周期のゲーI・パルス信号を発生しこ
のゲーI・パルス信号を前記雑音の発生タイミングと一
致をとって前記増幅器に供給するゲートパルス信号発生
回路と、前記検波器に接続されそれぞれ前記所定周期間
隔を有しかつ互いに相異なる時点の検波出力をサンプ0
ルホールドする複数のサンプ0ルホール1回路と、この
複数のサンプルホールド回路の出力信号のうち前記雑音
の発生時の前記検波出力をサンプルホールドした信号同
志を比較しレベルの小なる信号を選別し出力する第1の
手段と、前記複数のサンプルホールド回路の出力信号の
うち前記雑音の停止時の前記検波出力をサンプルホール
ドした信号同志を比較しレベルの小なる信号を選別し出
力する第2の手段と、この第2の手段の出力信号および
前記第1の手段の出力信号が供給され雑音指数を指示す
る手段とを具備するレーダの雑音指数測定器。
a receiver that receives reflected waves from the target of radar transmitted waves;
An amplifier that amplifies the output signal of this receiver, a detector that detects the output signal of this amplifier, and a detector that operates during the radar idle period and alternately repeats generation and stop of noise at a predetermined period and detects the generated noise. noise generating means for supplying to the receiver; and a gate pulse signal generating circuit that generates the Gate I pulse signal of the predetermined period and supplies the Gate pulse signal to the amplifier in synchronization with the noise generation timing. , each connected to the detector and having the predetermined cycle interval and sampling the detected output at different times.
A plurality of sample 0 hole 1 circuits are used to sample and hold the output signals of the plurality of sample and hold circuits, and the signals obtained by sampling and holding the detection output when the noise occurs are compared with each other, and a signal with a low level is selected and output. a first means, and a second means for comparing the signals obtained by sampling and holding the detection output when the noise stops among the output signals of the plurality of sample and hold circuits, and selecting and outputting a signal with a lower level; , means for indicating a noise figure to which the output signal of the second means and the output signal of the first means are supplied.
JP13680178U 1978-10-06 1978-10-06 Radar noise figure measuring device Expired JPS5920693Y2 (en)

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