JPS59183380A - デイジタル位相検出器 - Google Patents

デイジタル位相検出器

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JPS59183380A
JPS59183380A JP59054129A JP5412984A JPS59183380A JP S59183380 A JPS59183380 A JP S59183380A JP 59054129 A JP59054129 A JP 59054129A JP 5412984 A JP5412984 A JP 5412984A JP S59183380 A JPS59183380 A JP S59183380A
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    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R25/00Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
    • G01R25/08Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents by counting of standard pulses

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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、一方はクロック周波数fTに関係づけられて
いて他方はクロック周波数fTとは関係つけられていな
い2つのパルスの位相差を求めるためのデイジタル位相
検出器に関する。
この種の位相検出器は例えばテレビジョン機器において
水平偏向終段を制御する場合に必要である。この場合に
終段トランジスタの制御のためには順掃引中に所定の曲
線形を有するライン周波数のベース電流が必要である。
フライバックの開始のためには、そのトランジスタのコ
レクク・エミツタ区間がBAS信号と同期しているライ
ン発振器の所定位相位置で阻止されるようにベース電流
が遮断されなければならない。終段トランジスタの遮断
時間のためにベース電流はコレクタ・エミッタ区間の阻
止の若干前に遮断されなければならない。その際に、ベ
ース電流は遮断時間中急速に、トランジスタが阻止され
るまで負のピーク値へ下降する。遮断時間は終段トラン
ジスタのコレクタ電流、電流増幅度、温度の如きパラメ
ータに依存し、したかつてベース電流の遮断時点は常に
追従制御されなければならない。これは位相制御回路に
よって実行される。
上述の理由から検出された位相偏差の誤差をできるだけ
少なくすることが望まれる。
従来、例えばカウンターを一方のパルスで始動し、他方
のパルスで停止するか、または前者でアソプ方向に後者
でダウン方向にカウントすることによってデイジタル位
相検出器が実現されていた。
これらの解決策のすべてが測定の位相偏差がクロック周
波数の周期の整数倍であることで共通している。
本発明の目的は、2つのパルスの位相偏差をクロック周
波数fTの周期以下の精度で求めることのできるデイジ
タル検出器を提供することにある。
この目的は本発明によれば、クロツク周伎数fTに関係
づけられていないパルスを導かれるA/D変換器の後段
に、該A/D変侯器の出力信号に+1または−1を掛算
する切換え可能な掛算器を接続し、該掛算器の切換えは
クロック周波数fTに関係づけられているパルスによっ
て生ぜしめ、前記掛算器の後段に該掛算器の出力信号を
導かれるデイジタル積分器を接続し、該ディジタル積分
器の出力端から走査により位相偏差を得るようにするこ
とによって達成される。
以下、図面を参照しながら、本発明による位相検出器の
実施例について詳細に説明する。
第1図には本発明によるデイジタル位相検出器の原理構
成が示されている。ここで測定される位相φまたは時間
差はパルスAおよびBの所定のレベルもしくはエッジの
間に現われる。バルスAはクロツク周波数fTに関係付
けられているのに対して、パルスBはクロック周波数f
Tとは無関係である。
パルスBは、まずアナログのローパルフィルタTPに導
かれ、そしてアナログ・ディジタル変換器A/Dの入力
端に印加される。アナログのローパスフィルタは、パル
スBがすでに適当な形である場合には省略することもで
きる。
A/D変換器は入力信号をクロック周波数fTで走査し
、A/D変換器の2元出力信号は掛算器Mに導かれ、こ
の掛算器はこのA/D変化器の出力信号に+1または−
1の係数を掛ける。これらの係数の切掛けはパルスAに
より生ぜしめられ、この場合に例えば係数+1がパルス
AのLレベルと関連させられ、係数−1がパルスAのH
レベルと関連させられている。
掛算器Mの出力信号はデイジタル積分器I導かれ、この
積分器の出力端において周波数fAにての走査により位
相φが得られる。
ローパスフィルタTPとA/D変換器との組合せによっ
て位相検出の高い精度が得られる。ローパスフィルタT
PはパルスBのレベル変化時点に関する情報を振幅情報
に変換する。クロック周波数fTによる振幅の走査から
レベル変化時点に関する情報が再び得られる。
第2図にはパルスBのレベルとパルスAの負または正の
エッジとの間の位相偏差φが求められるようなデイジタ
ル位相検出器のブロック図が示されている。
デイジタル積分器はこの場合にはレジスタReg1と加
算器Eとからなる。
A/D変換器はここではパルスBがLレベルの場合にデ
ータ値0を供給し、レベル>Lのときには正の値を供給
する。掛算器MはパルスAのエッジで切換えられるため
、例えば掛算器Mの出力端には、パルスBがHレベルに
あってパルスAがエッジの前のレベルにある間の時間に
ついては正のデータ値が生じ、パルスBの残りの時間中
は負のデータ値が生じる。これらのデータ値はクロック
周波数fTとともに進行して加算器Σによってレジスタ
Reglにおいて加算されるので、パルスBの終端後に
レジスタRep1の出力端に位相φが生じ、これを次の
レジスタRag 2に引き渡すことができる。
したがって、第2図のパルス経過図から分るように、パ
ルスBのレベル(パルス中央)とパルスAの負または正
のエッジとの間の位相差を求めることができる。
第3図には、パルスAおよびBのレベル(パルス中央)
間の位相差φを求める位相検出器の別の実施例のブロッ
ク図が示されている。構成は第2図による位相検出器に
対応しており、パルスAがHレベルにあるときその期間
中レジスタReg1の内容が変化せずに保たれるように
レジスタReg1が阻止状態にあることが変更された点
である。掛算器MはパルスA1にて開閉され、このパル
スΔ1はパルスAと同時にLレベルからHレベルへ反転
するか、しかし少なくともパルスBがHレベルがらLレ
ベルへ反転されるまでの間はHレベルにとどまる。
したがって、掛算器Mには第1の期間(A=01A1=
0,B=1)中には正の出力信号が生じ、第2の期間(
A=0,A1=1、B=1)中には負の出力信号が生じ
る。パルスAおよびBのタイムチャートから分るように
、レジスタReg2の出力はパルスAおよびBのレベル
(パルス中央) 間の位相φを表わす。
第4図にはデイジタル位相検出器の別の実施例が示され
ており、これはパルスA、Bのエッジ間の位相差φが求
められる。このためにA/D変換器の出力端と掛算器M
の入力端との間のコード変換器Cが接続されていて、こ
のコード変換器はパルスBのLレベルのときデータ値−
kを供給し、パルスBのHレベルのときデータ値+kを
供給する。切換え可能な掛算器Mの出力端とデイジタル
積分器の加算器Σとの間には別の加算器Σ1が挿入され
ていて、この別の加算器Σ1が掛算器Mの各データ値に
データ値kを加算する。これによって、デイジタル積分
器はそれの入力端に、パルスA,Bが同時にLまたはH
レベルにある間情報0を得る。A/D変換器が−k+1
とk−1との間の走査値を供給するか、または上述の条
件が満されていないときにだけ、積分器は零に等しくな
いデータ値を得、この零に等しくないデータ値は加算さ
れて位相φを生じ、この位相φはレジスタReg2の出
力端で取り出すことができる。
積分器に対する相応の時間窓によって位相比較がパルス
AもしくはBの正または負のエッジに局限される。
パルスA,Bのタイムチャートから分るように、第4図
の実施例によりパルスA、Bのエッジ間の位相差φが求
められる。
第5図に示されているデイジタル位相検出器のブロック
図および第6図に示されているこれに関係したタイムチ
ャートにより、本発明による位相検出器の動作をさらに
詳しく説明する。この場合に実施例は第2図に示されて
いる位相検出器に相当し、すなわちこれにおいてはパル
スBのレベル(パルス中央)とパルスAの負または正の
エッジとの間の位相差φが求められる。
パルスBはまずパルス矩形のエッジを指数関数に変換す
るパーパスフィルタTPに導かれる。第6図にA/Dに
て示されているこの電圧はアナログ・デイジタル変換器
A / Dに入力電圧として導かれる。このアナログ・
デイジタル変防器は、パルスBのレベルLとHとの間に
あって一様にこの範囲内に分布している4つの判定閾値
を有する(第6図参照)。
ローパスフィルタTPの時定数はクロック周波数fTの
多くの周期の間ではA/D変換器における電圧は最下と
最上との間の判定閾値の範囲にあるように選ばれなけれ
ばならない。さらに、パルスBの持続中最上の判定閾値
を確実に上回って、パルスBの終了後には次のパルスが
立上がる前に最下の判定閾値を下回らなければならない
A/D変換の結果はレジスタRegPhに達し、そこで
発進器0から生ぜしめられるクロック周波数fTより引
き渡される。レジスタRagPh1の出力端は切換え可
能な加算/減算回路においてレジスタR8gPh.2の
データと結合されていて、上記結果が再びレジスタ2に
記憶される。切換え可能な加算/減産回路は制御可能な
インバータInvおよび加算器Σによって、例えば11
ビットで構成されている。ここに掛算器の代りにあるイ
ンバータInv,の切換えはパルス発生器Pから供給さ
れるパルスAにて行なわれる。したがって、それはレジ
スタ1{毬P}+1およびRegPb2の内容をパルス
AがLレベルにある間加算する。パルスAがHレベルの
ときには、レジスタi{egPhlの反転された内谷が
レジスタRegPh2の内容に加算され、このことは減
算と同じことである。
パルス13の終了もしくはそれから生じた指数関数の終
了後に、レジスタReg,Ph2はパルスAとBとの間
の位相φをデイジタル値として有する。パルスBの時間
的なパルス中心がパルスAの正のエッジの若干左側にあ
るときには位相φは0となり、その場合に正確な時点は
ローパスフィルタの時定数に依存する。パルスBが上述
の時点に対して早い(遅れている)ときには、多かれ少
なかれ大きな負V(正の)位相φが現われる。
第6図にはパルスのタイムチャートの下に実際に選ばれ
た位相と4つの判定閾値とを有するA/D変換器につい
てのレジスタRap;PhiおよびRe17Ph2の内
容が示されている。
本発明によるデイジタル位相検出器の公称分解能△Tは
、 △T−(2nf.p ) となる。但し、nは判定閾値の数に相当する。これから
、2つのパルスA,B間の位相φをクロツク周波数fT
の周期の断片の精度にて検出することができることがわ
かる。
テレビジョン機器における水平偏向回路の終段トランジ
スタの冒頭に述べた制御の場合、帰線パルスの中心とP
LL分周器から導き出される位相比較パルスとの間の位
相差を測定する必要がある。
このために、帰線パルスがコンパレータに導かれ、この
コンパレータは帰線幅の矩形パルスが生じる。
この矩形パルスは実施例のパルスBに相当する。
次のローパスフィルタTPは矩形パルスのエッジを約0
.5〜34GBGの時定数にて遅延させる。ライン発振
器から導き出されたクロック周波数rTは、A/D変換
器のデータ値が62. 5n see毎に出力レジスタ
R e Hy, Pi〕1に供給されるように、16M
HZである。
上述の実施例のパルスAに相当する位相比較パルスはラ
イン発振器から導き出され、15.625kZzの周波
数faを有する。
位相比較パルスの立上がりエッジのA/D変換器のデー
タに対する関係から、各ラインにおいて位相誤差が計算
され、出力端にヂュアルコードで用意される。位相偏差
にローパスフィルタTPの特定数も関与するので、この
時定数の変化によつてテレビジョン像の水平位置が調整
できる。
上記の式から、クロツク周波数fTが16(iMHz,
すなわちクロツク周期が62.5 seefあって,か
つΔ/D変換器が4つの判定閾値を有する場合における
位相検出器の公称分解能△Tは△T = G2. 5 
/ 8nsecとなる。したがって、帰線パルスの中心
と位相比較パルスとの間の位相偏差の測定精度は約8n
secであり、これはクロック周波数fTの周期よりも
遥かに小さい。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明による位相検出器の原理構成を示すブロ
ック図、第2図ないし第5は本発明による位相検出器の
互いに異なる実施例を示すブロック図、第6図は第5図
の実施例のパルスおよびレジスタ内容の経過例を示すタ
イムチャートである。 A・・・クロツク周波数rに関係づけられているパルス
、B・・・クロック周波数FTに関係づけられていない
パルス、φ・・・位相差、M・・・掛算器、1デイジタ
ル積分滞、A,/ D・A ./ D変換器、TP・・
・ローパスフィルタ,Regl,Reg2・レジスタ、
Σ・・加算算器、invインバータ、RegPhl,R
egPh2.レジスタ、0・発振器、P・パルス発生部
。 FIG

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1)一方はクロック周波数fTに関係づけられていて他
    方はクロック周波数fTとは関係づけられていない2つ
    のパルスの位相差を求めるためのデイジタル位相検出器
    において、クロック周波数fTに関係つけられていない
    パルス(B)を導かれるΔ/D変換器の後段に、該Δ/
    D変換器の出力信号に+1または−1を掛算する切換え
    可能な掛算器(M)を接続し、該掛算器の切換えはクロ
    ック周波数fTに関係づけられているパルス(A)によ
    って生ぜしめ、前記掛算器の後段に該掛算器の出力信号
    を導かれるデイジタル積分器(1)を接続し、該ゲイジ
    タル積分器の出力端から走査により位相差(φ)を得る
    ことを特徴とするデイジタル位相検出器。 2)前記デイジタル積分器(1)はレジスタ(Regl
    )と加算器(E)からなることを特徴とする特許請求の
    範囲第1項に記載のデイジタル位相検出器。 3)前記掛算器(M)は制御可能なインバータ(Inv
    .)からなることを特徴とする特許請求の範囲第1項ま
    たは第2項に記載のデイジタル位相検出器。 4)前記A/D変換器はクロツク周波数fTに関係づけ
    られていないパルスCB)のLレベルとHレベルとの間
    にある多数の判定閾値を有することを特徴とする特許請
    求の範囲第1項ないし第3項のいずれかに記載のデイジ
    タル位相検出器。 5)前記A/D変換器は入力側にローパスフィルタを備
    えていることを特徴とする特許請求の範囲第1項ないし
    第4項のいずれかに記載のデイジタル位相検出器。 6)前記A/D変換器と前記掛算器(M)との間に、該
    A/D変換器の出力信号を有するレジスタ(Reへph
    1)が接続されていることを特徴とする特許請求の範囲
    第1項ないし第5項のいずれかに記載のデイジタル位相
    検出器。 7)前記デイジタル積分器(I)の出力側に、前記位相
    差(φ)の値を有するジレスタ(Reg2が接続されて
    いることを特徴とする特許請求の範囲第1項ないし第6
    項のいずれかに記載のデイジタル位相検出器。 8)前記掛算器(14)の前段に、クロック周波数fT
    に関係づけられていないパルス(B)かLレベルのとき
    にはデータ値−kを、当該パルスがHレベルのときには
    データ値+Kを供給するコード変換器(c)が接続され
    ているて、前記掛算器(M)の後段には該掛算器から供
    給されるデータ値のそれぞれに値kを加算する加算器(
    Σ1)が接続されちることを特徴とする特許請求の範囲
    第1項ないし第7項のいずれかに記載のデイジタル位相
    検出器。
JP59054129A 1983-03-23 1984-03-21 デイジタル位相検出器 Expired - Fee Related JPH0664097B2 (ja)

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