JPS59122321A - 交流負荷装置のための給電装置 - Google Patents

交流負荷装置のための給電装置

Info

Publication number
JPS59122321A
JPS59122321A JP58236465A JP23646583A JPS59122321A JP S59122321 A JPS59122321 A JP S59122321A JP 58236465 A JP58236465 A JP 58236465A JP 23646583 A JP23646583 A JP 23646583A JP S59122321 A JPS59122321 A JP S59122321A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
inverter
current
chopper
control circuit
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP58236465A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS6338934B2 (ja
Inventor
キエル・ヘレゴ−ル
ハンス・ドクトル
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Danfoss AS
Original Assignee
Danfoss AS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Danfoss AS filed Critical Danfoss AS
Publication of JPS59122321A publication Critical patent/JPS59122321A/ja
Publication of JPS6338934B2 publication Critical patent/JPS6338934B2/ja
Granted legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Protection Of Static Devices (AREA)
  • Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
  • Medicines That Contain Protein Lipid Enzymes And Other Medicines (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の関連する技術分野 本発明は、ブリッジ接続のトランジスタおよびフライホ
イールダイオードを備えたインバータと、電源から給電
される整流器と、該整流器およびインバータ間に設けら
れたトランジスタチョッパと、該チョッパに後置接続さ
れて平滑コイルおよび平滑コンデンサを有する平滑回路
と、上記チョッパおよびインバータの各トランジスタ毎
に設けられたベース制御回路と、チョッパ電流のための
電流測定抵抗と、インバータの電流戻り線に設けられた
電流測定抵抗と、パルス発生器と、該パルス発生器のパ
ルスをインバータのベース制御回路に供給するパルス分
配器と、インバータの駆動量に依存しチョッパのベース
制御回路に制御パルスを供給する制御回路とを備え、所
属の電流測定抵抗で取出された過電流測定信号に依存し
て上記チョッパおよびインバータのベース制御回路に阻
止信号を供給することができる交流負荷装置のための給
電装置に関する。
この種の公知の装置においては、制御回路、パルス発生
器およびパルス分配器から構成される制御部が、整流器
、チョッパおよびインバータを有する高電圧部と電気的
に接続されている。この場合この公知の装置においては
、６００Ｖにもなる高電圧が制御部に伝達され、場合に
より該制御部に接触に対する安全性がないと言う危険性
が生ずる。これと関連して、制御部と高電圧部との間に
分離変成器を中間接続することは高価となり、過電流の
場合にチョッパおよびインバータの開放の遅延を大きく
する。と言うのは阻止信号は、制御回路およびパルス分
配器を介してチョッパならびにインバータに作・用する
からである。
さらに、チョッパならびに所属の平滑回路を有しない類
似の給電装置において、インバータのトランジスタを保
護するために、各相の負荷電流を測定し、全べてのイン
バータトランジスタをインバータの制御部を介して開放
ないし遮断することが知られている。この場合インバー
タの各出力相には１つの電流測定抵抗が設けられ、そし
てインバータ電流戻り線に別の測定抵抗が設けられてい
る。この構成では、例えば２相より多い相のインバータ
の場合に、測定抵抗に要する費用が高（なり、損失も相
応に太き（なる。なお高電圧部と制御部との間の電気的
分離もこの装置において設けられてはいない。
発明の目的 本発明の課題は、制御部と高電圧部との間に電気的分離
装置を設げ、例えば過負荷、直列に設けられた２つのト
ランジスタの導通接続、接地接続または短絡の場合の過
電流の迅速な遮断を保障することができる冒頭に述べた
形式の給電装置を提供することにある。
発明の構成、効果 本発明によれば、上記の課題は、上記チョッパおよびイ
ンバータトランジスタのための制御パルスを、それぞれ
１つのオプチカルカプラを介して所属のベース制御回路
に供給し、そして上記オプチカルカプラと前記チョッパ
ならびに前記インバータ電流戻り線に接続されているイ
ンバータのトランジスタのためのベース制御回路との間
に、過電流時に相応の阻止信号を供給し得るデートを設
け、さらにインバータ電流測定信号を閾値段に供給し、
該閾値段は過電流に際して遮断信号を発生し第１の単安
定マルチパイブレータを介して、インバータ電流戻り線
に接続されているインバータトランジスタのデート回路
に供給し、さらに第１の単安定マルチバイブレークの出
力端から阻止信号を、オプチカルカプラを介し第２の単
安定マルチバイブレータに供給可能にし、該第２の単安
定マルチバイブレータにより阻止信号を伸長してパルス
分配器の駆出入力端ならびに制御回路の制御パルスを伝
送するデートに供給するようにし、さらに第２の単安定
マルチバイブレークと、制御回路の制御パルスを伝送す
るデートとの間に、閉成遅延素子を設けたことにより解
決される。
オプチカルカプラにより、簡単な仕方で、制御部と高電
圧部との間の確実な電気的分離を達成することができ、
制御部には接触に対する安全性が賦与される。市販のオ
プチカルカプラは比較的応動速度が遅（、約６ないし１
０マイクロ秒の遅延時間を斎らすので、この遅延時間内
にトランジスタが過電流によって破壊されてしまうおそ
れがある。そこで、インバータ電流戻り線忙接続されて
いるインバータトランジスタとチョッパトランジスタに
関連して設けられているオプチカルカプラおよびベース
制御回路間に本発明に従がいケ゛−トを介在接続するこ
とにより、過電流時に発生されるこれらトランジスタの
ための阻止信号は、制御部をバイパスすることができる
。このようにして、開放遅延は著しく減少される。各ブ
リッジ辺にはそれぞれ２つのインバータトランジスタが
直列に接続されているので、インバータ電流戻り線と接
続されているインバータトランジスタだけを開放（叫止
）するだげで基本的には充分である。このようにすれば
、中間接続されるｒ−）に要する費用が軽減される。
この場合、インバータ電流測定信号を閾値段に供給し、
過電流時に該閾値段により阻止信号を発生して第１の単
安定マルチバイブレータを介しインバータ電流戻り線に
接続されているインバータトランジスタのためのテート
に供給するようにするのが好ましい。単安定マルチバイ
ブレータはインバータの開放もしくは遮断遅延より長い
予め定められた時間経過後に始めてリセットされて閉成
信号を発生するので、インバータが直ぐにではなくこの
時間経過後に再び閉成され、それによりインバータが完
全に開放される前に閉成信号を受けることがないように
することができる。
したがって、第１の単安定マルチバイブレータの出力か
ら阻止信号を、オプチカルカプラを介して第２の単安定
マルチバイブレータに供給し、該第２の単安定マルチバ
イブレータによって阻止信号を伸長しパルス分配器の阻
ＩＦ入力端にならびに制御回路の制御パルスを伝送する
ゲートに供給することが可能である。この場合には、イ
ンバータ電流戻り線に接続されているインバータトラン
ジスタへの阻止信号の送出と同時に、残りのインバータ
トランジスタならびにチョッパに阻止信号が送出される
。この場合、ペース制御回路は、通常の様にインバータ
トランジスタの最小閉成時間および最小開放時間を保証
することができる。それにもかかわらず、例えば負荷装
置の入力端に短絡が生じた場合に、該短絡が最小閉成時
間の開始直後に現われたとしても、過度に長い開放遅延
の発生が回避される。インバータ電流戻り線と接続して
いるトランジスタだけが阻Ｉトされた場合には、上記最
小閉成時間が、該トランジスタの固有の開放遅延に加算
されることになる。これに対して、残りのトランジスタ
も付加的に駆出される場合には、これら残りのトランジ
スタのうち該トランジスタと直列に設けられているトラ
ンジスタの全電流を引受けるトランジスタは最小閉成時
間では駆動されず、その結果このような場合にも比較的
短かい開放時間が保証される。と言うのは、制御部を介
しての阻止信号の遅延は最小閉成時間より短かいからで
ある。第２の単安定マルチバイブレータの約０．５秒で
ある走行時間の経過後、インバータは再び閉成され、そ
してその間過電流の原因が除去されていれば、運転は問
題な（続行される。
この場合、チョッパの再閉成はインバータの再閉成より
もさらに遅延するのが有利である。
このことは、第２の単安定マルチバイブレータと、制御
回路の制御パルスを伝送するデートとの間に閉成遅延素
子を設けることにより達成される。インバータの再閉成
時に過電流の原因が未だ除去されていない場合には、再
び開放が行なわれる。この過程は、複数回繰返すことが
でき、その場合チョッパが再び閉成される前に平滑コン
デンサは漸次放電する。
したがって、過電流により危険の生ずるおそれのある電
流回路に限流コイルを設け、電流の制限ならびに開放遅
延時間内での電流の立上り速度の制限を行なうことがで
きる。
したがって、インバータの各出力線に１つの限流コイル
を設けることができる。この限流コイルは、負荷装置側
に接地や短絡が生じた場合に、電流の立上り速度を制限
する。
インバータと負荷装置との間の限流コイルは、整流器の
給電線に相応に設計された無線妨害抑圧チョークコイル
が設けられかつ平滑コンデンサと直列に限流コイルが設
けられている場合には、必要に応じ省略することができ
る。該無線妨害抑圧チョークコイルは、特に負荷装置側
に接地が生じた場合に有利である。平滑コンデンサと直
列の限流コイルは、外部妨害パルスが原因で２つの直列
に設けられているインバータトランジスタが導通した場
合に、コンデンサの放電電流の立上りを制限する。
負荷装置側に接地が生じた場合には、平滑コンデンサに
よる高い充電電流がインバータのフライホイールダイオ
ードを介して流れる。したがって、平滑コンデンサと直
列に、インバータの電流戻り線に接続された電流測定抵
抗を設け、該抵抗の電圧降下も別の電流測定信号として
閾値段に供給する。この場合には、平滑コンデンサの高
い充電電流を生ぜさせる負荷装置側の接地で、接地電流
がインバータの電流戻り線に設けられている電流測定抵
抗を経て流れない場合にも、インバータの開放を行なう
ことができる。平滑コンデンサの充電電流の監視により
、インバータと負荷装置の間に設けられて℃・る限流コ
イルならびに必要に応じ整流器の入力側に設ゆられる無
線妨害抑圧コイルを、上記の充電電流監視が用いられな
い場合よりも小さｌ、ｘ飽和電流値に設計することもで
きる。
平滑コンデンサと直列に設けられて（・る限流コイルを
、ダイオードと抵抗からなる直列接続により橋絡し、そ
の場合ダイオードの陽極をインバータの給電導線側に位
置することカーできる。この場合、インバータにおける
短絡（（よる平滑コイルの放電電流により限流コイルに
蓄積されるエネルギは、インバータの開放後、限流コイ
ルに差動に設けられている上記直列接続を介して放電す
ることができ、過電圧は回避することができる。− 実施例の説明 以下、好ましい実施例につき図面を参照して本発明の詳
細な説明する。
給電装置は、接地された中性点０を有する３相の交流配
電網Ｒ，ＳおよびＴから給電されるブリッジ接続の３相
整流器２を備えており、該整流器２は平滑にされた直流
電圧を発生する。
さらに、給電装置は、インバータ３と、整流器２および
インバータ３間で該インバータ３の給電線に設けられた
チョッパ４および該チョッパ４に後置接続された平滑回
路５を備えている。
インバータもしくは逆変換回路３は、スイッチとして略
示した６個のト、ランソスタＴ１ないしＴ６をブリッジ
回路形態で有しており、これらトランジスタにはそれぞ
れフライホイールダイオードＤ１ないしＤ６が逆並列接
続されている。
チョッパ４も、スイッチとして簡略に示したトランジス
タＴ７と、それに逆並列に接続されたフライホイールダ
イオードＤ７ならびに直列に接続された電流測定抵抗６
を有している。
平滑回路５は、平滑コイル７、平滑コンデンサ８、該平
滑コンデンサ８と直列に接続された限流コイル９および
電流測定用抵抗１０ならびにコイル７のためのフライホ
イールダイオードＤ８を備えており、該ダイオードＤ８
のアノードはインバータの電流戻り線に接続されている
。さらに平滑回路５は、限流コイル９に対して並列に、
ダイオード１１と該ダイオード電流を制限する抵抗１２
との直列接続回路を有している。ダイオード１１のアノ
ードはインバータ３の正電位の給電線に接続され、そし
て電流測定抵抗１０は平滑コンデンサ８とインバータ３
の負電位の電流戻９線との間に接続されている。
インバータ３の電流戻９線には、さらに別の電流測定抵
抗１３が設げられている。
整流器２の給電線には、それぞれ無線妨害抑圧チョーク
コイル１４．１５および１６が設けられており、そして
インバータ３の出力線にはそれぞれ限流コイル１７，１
Ｂ、１９が設けられている。なお、Ｋ１およびに２は、
発生する可能性のある短絡区間をスイッチ記号にて表わ
す。
給電装置はさらに、インバータ３の駆動量、例えば駆動
電圧または駆動電流の実際値を目標値と比較して比較結
果に依存しチョッパ４に制御パルスを発生する制御回路
２０を備えている。該制御パルスは、デート２１（この
例では禁止記号を有する論理素子）、オプチカルカプラ
２２、デート２３（この例ではアンド機能を有する論理
素子）およびベース制御回路２４を介してトランジスタ
Ｔ７に供給される。該制御パルスは、チョッパ４０オン
、オフ比を制御し、該チョッパ４の出力電圧の平滑回路
５により形成される平均値が、インバータ３の１動量の
目標値に対応する値に接近するようにする。
電流測定抵抗６から取出される電流測定信号は閾値段２
５に供給される。過電流が現れると、電流測定信号は閾
値段２５の閾値を越える。
その結果、デート２３を阻止しそれによりチョッパ４へ
のその後の制御パルスの伝達を阻止する阻止信号が発生
される。チョッパ４はこの場合図示の状態をとる。この
状態においては、チョッパ４はインバータ３の供給電圧
を遮断するインバータ３の周波数はパルス発生器２６に
よって決定され、そして該パルス発生器２６の制御パル
スはパルス分配器２７．６つのオプチカルカプラ２８お
よび６つのベース制御回路２９を介してインバータ３の
トランジスタＴ１ないしＴ６のベースに供給され、これ
らトランジスタは、負荷装置１に３相の平均的にほぼ正
弦波の交流電圧を供給するように制御される。この場合
、インバータの直列接続関係にない少なくとも６つのト
ランジスタは互いにオーバラップして周期的に導通制御
される。
電流測定抵抗１０および１３から取出される電流測定信
号は別の閾値段３０に供給される。
この閾値段３０は、供給される電流測定信号のうちの一
方または両方が過電流に対応する閾値を越えた場合もし
くは下回った時に阻止信号を発生する。この場合閾値段
は、抵抗１ｏで測定された正および負の過電流信号に対
しそれぞれ１つの比較器を備えている。阻止信号は単安
定スイッチング段３１を介してデート３２の一方の入力
端に印加される。これらケゞ−トは、インバータ３の電
流戻り線に接続されているインパータトランノスタＴ２
．Ｔ４およびＴ６に対して設けられているオプチカルカ
プラ２８とベース制御回路２９との間に接続されている
。この阻止信号によＩ）デート３２は阻止され、その結
果トランジスタＴ２．Ｔ４およびＴ６には最早や制御パ
ルスが供給されなくなシ、これらトランジスタは阻止状
態にな夛、そしてこの阻止状態は単安定スイッチング段
３１によって発生される阻止信号の持７涜期間に相応す
る期間だけ持続する。なお該阻止信号の持続期間は１５
　／！Ｉｓ程度であって、ベース制御回路２９を含めた
インバータの約５ないし１０μｓの遮断遅延期間よりも
長い。
単安定スイッチング段３１の制御信号はさらに、オプチ
カルカプラ３３および第２の単安定スイッチング回路３
４を介してノＮｏ　１１７分配器２７の阻止入力端に印
加され、そこでノ々ルス分配器２７はインバータ３のト
ランジスタＴ１ないしＴ６に供給されるすべての制御ノ
クルスを阻」トし、その結果インバータ３は完全に開放
すなわち遮１＠された状態となる。単安定スイッチ７２
８回路３４によって発生される阻止信号の持続期間は、
単安定スイッチング段３１により発生される阻止信号の
持７読期間よりも長く、約０．５ｓｅｃである。単安定
スイッチング段３４の出力信号１はさらに、約０，２Ｓ
の時定数を有する遅延素子３５’を介してケゞ−ト２１
の阻止入ブフ端に供給される。なお該遅延回路３５は阻
止信号の後縁全遅延する働きをなす。ケ’−ト２１はそ
こで、’ｔｆｆ’Ｊ御回路２０からの制御７クルスのチ
ョソ７り４への転送ひいてはチョッパの動作を阻止する
。
べ−ｙ、　制御回路２４および２９はさらに、トランジ
スタＴ１ないしＴ７の最小閉成時間および最小開放時間
が越えられないように制御を行う。
運転中、電流は接地（スイッチに２の閉成）の場合に以
下に述べるようないろいろな電流路を経て流れる。
ａ）例えばトランジスタＴ２が導通制御される場合には
、アースからスイッチに２、コイル１７、トランジスタ
Ｔ２、電流測定抵抗１３、整流器２および無線妨害抑圧
チョークコイル１６を介して相線Ｔに流れる。この相ｓ
Ｔはこの時点ではアースに対して負の電位を有する。こ
の短絡電流の立りり速度は、コイル１６および１７によ
って制限される。抵抗１３かも取出された電流測定信号
は、閾値段３０、単安定マルチバイブレータ３１および
ケゞ−ト３２を介して（素子３３．３４，２７．２８を
迂回して）最短径路でトランジスタＴ２．Ｔ４およびＴ
６に開放し、その、結果短絡電流は遮断される。
ｂ）例えばトランジスタＴ１が導通状態にあり、そして
例えばトランジスタＴ２が継断状態に切換えられている
場合には、整流器２の正極からインバータ３の給電線、
トランジスタＴ１およびコイル１７を介してアースに電
流が流れる。この電流は抵抗１０および１３によって検
出されず、抵抗６だけによシ検出される。この電流は、
コイル１４ないし１９のインダクタンスと比較して非常
に大きいインダクタンスを有する平滑コイル７があるた
めに、極く緩慢にしか増加しない。この電流が、短絡状
態の消滅以前に閾値段２５の閾値に達すると、この閾値
段２５はゲート２３およびベース制御回路２４を介し最
短路を、経てチョッパ４を遮°近し、そこで該チョッパ
（は電流を遮断する。
Ｃ）例えばトランジスタＴ２が不導通状態にあう、そし
て中間回路電圧がアースとインバータの電流戻り線との
間の電圧よシも低い場合には、アースから限流コイル１
７、フライホイールダイオードＤ１、平滑コンデンサ８
および整流器２を介して相；凍Ｔへと電流が流れる。
このＣ）の場合が問題である。というのは、この電流は
インバータ３″！、たけチョッパ４の遮断によシ遮断す
ることができないからである。
そのためこの電流は抵抗１０によって検出される。抵抗
１０に生ずる電圧降下で回路素子３０ないし３５および
２１を介してチョッパ４および全てのトランジスタテ１
シいしＴ６が遮断もしくは開放される。その結果それに
続いて投入されるべきインバータトランジスタを介して
付加的、ｔアース短絡電流が流れることができないトラ
ンジスタＴ１が導通に切換された状態で、トランジスタ
Ｔ２が外部から入力された妨害パルスによす導通状態に
切換えられると、コンデンサ８はこれら２つのトランジ
スタＴ１およびｒ２に介して放電する。この放電電流は
コイル９によって制限され、そして、抵抗１３で取出さ
れて素子３０，３１．３２および２９を介し直接トラン
ジスタＴ２．Ｔ４および’Ｉ’６に阻止する過電流測定
信号により遮断される。この遮を斤ｊ妥に、コイル９に
蓄積されたエネルギはダイオード１１および抵抗１２を
介して放電する閾値段３０の阻止信号は、素子３１．３
３゜３４および２７を介してトランジスタＴ１．Ｔ３お
よびＴ５も阻止し、そして素子３５および２１を介して
チョッパ４をも阻止する。オノチカルカプラ２２．２８
および３３の遅延の下に、トランジスタＴ１、Ｔ３およ
びＴ５ならびにチョッパ４は閾値段３０の阻止信号によ
り、トランジスタＴ２．Ｔ４およびＴ６よりも若干遅れ
て開放される。また同時に過電流も電流測定抵抗６を流
れる場合には、チョッパ４も短時間閾値段２５を介して
遮１所される。
他方、トランジスタ’ｒ１．’ｒ３およびＰ５ならびに
チョッパ４は、素子３４および３５の付加的な時定数に
より、トランジスタＴ２．Ｔ４およびＴ６よりも若干遅
れて再び導通に切換えられ、最後にはチョッパ４が閉成
される。この再投入もしくは再閉成の際に過電流がまた
存在する場合には、新たに開放過程がトリガされる。こ
の過程は、過電流が除去されるまで２、繰返される。
トランジスタＴ２．Ｔ４およびＴ６のうちの１つのトラ
ンジスタの閉成直後に接地が生ずると、開放の著しく長
い遅延が起きる。ベース制御回路２４および２９は、最
小閉成および最小開放時間を設定するので、この大きな
開放の遅延は、トランジスタＴ２．Ｔ４およびＴ６の蓄
積および立下り時間と最小投入接続時間の和に等しい。
この開放遅延にも拘らずそれによる障害が起ることはな
い。と言うのは、アースから例えばダイオードＤ２およ
びトランジスタＴ２を介して接地電流が流れても、その
間コイル−１４彦いし１９のうちの少なくとも２つのコ
イルが電流制限作用をなすからである。また、チョッパ
４が開放されている場合には接地゛電流も整流器２の正
極からその充電コンデンサ、インノ々−タ３の電流戻す
線、抵抗１０、平滑コンデンサ８、コイル９、導通して
いるトランジスタＴ１およびコイル１７を介してアース
に流れる。この電流も付加的にコイル９によって制限さ
れることになる。
負荷装置の巻線が短絡した場合、即ち例えばスイッチに
１が閉じた場合には、コンデンサ８はコイル９および２
つのインバータトランジスタ、即ちこの例ではトランジ
スタＴ１およびＴ４を介して放電する。この放電電流は
少なくともコイル９により立上り速度を制限され、そし
て抵抗１０および１３により検出されて遮断される。こ
のインバータ３においては、相続くインバータ出力電圧
の各半波の間に常に少くとも６つのトランジスタが同時
に導通に切換えられるが、全電流全通す各１つのトラン
ジスタを開放するだけで充分である。電流が短絡（Ｋｌ
の開成）前に例えばａ）で述べたようにトランジスタＴ
１．Ｔ４およびＴ５に介して流れるか、あるいはまたｂ
）で述べたようにトランジスタＴ１．Ｔ４およびＴ６’
（ｉ＝介して流れる場合には、ａ）の場合にはトランジ
スタＴ４をそしてｂ）の場合にはトランジスタＴＩ’を
閉成（阻止）するだげで充分である。しかしながらｂ）
の場合にはトランジスタＴ６は短絡が現われる直前に閉
成することができる。はぼ１５μｓの最小閉成時間が設
けられているために、トランジスタＴ６はこの短絡をこ
の時間中維持する。しかしながら、素子３０，３１，３
３，３４，２７゜２８および２９が設けられている線路
を介しての最長の閉成遅延は１０μｓに過ぎない。必要
に応じて、トランジスタＴ１は、上述の線路を経て阻止
されることにより、既にこの短絡の保持を辿１析し得る
。したがって、閾値段３０の阻止信号（はインバータブ
リッジの下側のトランジスタＴ２．Ｔ４およびＴ６だけ
でば々く上側のトランジスタＴｉ、Ｔ３およびＴ５にも
供給するようにするのが有利である。
コイル１７ないし１９は常に、無線妨害阻止コイル１４
ないし１６または限流コイル９と共働スるので、コイル
９および１４ないし１６を相応により大きく設計した場
合には、コイル１７ないし１９全省略することができる
。このようにコイル１γないし１９を省略する場合には
、コイル９および１４ないし１６のインダクタンスｉｌ
″ｊ：２００ないし３００μＨ程度にする必要がある。
他方コイルは、自動短時間遮１析特性に由シ、短絡また
に接地電流だけがコイルにょシ鮒限される場合よりも、
小さい飽和電流に設計することができる。コイルは、過
電流路が遮１祈するまで（約１０マイクロ秒間）、極く
短時間だけ電流立上りを制限するだけでよい。即ち、何
らかの電流監′ＦＪＡを用いて遮１析を行なうまで、コ
イルは飽和状態に移行しないようにする。なぜならば、
コイルはこの飽和状態においては最Ｖや制限作用をなさ
ないからでるる。電流監視を用いない場合には、非常に
高い値への電流の立上りを回避するために、コイルは非
常に大きくしなげれば々らないであろう。しかしながら
この実施例の場合には、コイルは危険な電流増加を、開
放もしくは遮断が行なわれるまでだけ、連理する必要が
ある。
２つの時限素子３４および３５は、故障の除去後インバ
ータ３およびチョッパ４全自動的に再投入する作用をな
す。インバータトランジスタが阻止された後には、過電
流は最早や存在せず、単安定マルチバイブレーク素子３
１はその走行時間（約１５μｓ）の終ジに再投入もしく
は閉成信号を発生し、約０．５　ｓ後に単安定マルチバ
イブレータ３４も閉成信号を発生し、その結果インバー
タは再び閉成されることになる。
その後過電流（例えば短絡）が現われない場合には、さ
らに約０．２ｓ後に遅延素子３５を介してチョッパ４が
再閉成される。故障が持続する場合には、チョッパ４の
開放後にも、平滑コンデンサ８の残留上圧は、全体のイ
ンバータ３を再び開放するほどに大きい短絡電流を生ぜ
しめるほど充分な高さにある。したがってインバータの
開放ｔま平滑コンデンサの電圧が、インバータ３の閉成
時に現われる電流が最早や開放を生ぜさせなくなるほど
降下するまで、繰返される。そのため、インバータは投
入接続された状態に留まり、そしてほぼ０．２ｓ後にチ
ョッパ４は再び動作状態に設定される。しかる後に、平
滑コンデンサ８は再びチョークコイル７を介して充電さ
れる。平滑コンデンサ８の電圧が再び短、絡電流を発生
するのに充分なほどになると直ちに、インバータ３およ
びチョッパ４は再び開放される。この過程は複数回繰返
して行なうことができる。
チョッパ４の再閉成時の遅延を設けないと、短絡による
インバータの各開放時に、チョッパってチョークコイル
７は都度新たに放電しなければならない。チョークコイ
ルのこの繰返し放電は、平滑コンデンサに高い電圧を生
ぜし得る。その理由は、チョークコイル７からのエネル
ギ供給が短絡によるエネルギ消費より太きいからである
。複数回の開放後にインバータの半導体素子は、過電圧
によシ損傷されるおそれがある。
【図面の簡単な説明】
図面は給電装置、ならびに該給電装置によって給電され
る多相誘導交流負荷装置である６相非同期モータを示す
回路略図である。 Ｒ，Ｓ、Ｔ・・・交流回路網、１・・負荷装置、２・・
・整流器、３・・・インノぐ一タ、４・チョッパ、５・
・平滑回路、７・・・平滑コイル、８・・平滑コンデン
サ、９・限流コイル、１０．１３・・・電流測定抵抗、
１４，１５．１６・・チョークコイル、１７．１８．１
９・・・限流コイル、２０・・制御回路、２１・・・デ
ート、２２・・・オプチカルカプラ、２３・デート、２
４・ベース制御回路、２５・・閾値段、２６・・・パル
ス発生器、２７・パルス分配器、２８・・・オプチカル
カプラ、２９　ベース制御回路、３０・・・閾値段、３
１・・単安定スイッチング段、３２・・デート、３４・
・・単安定マルチバイブレータ回路、３５・遅延回路、
Ｄ１〜Ｄ６・・フライホイールダイオード、Ｔ１〜′Ｔ
′６・・・トラ１、事件の表示 昭和５８年特許願第２３６４６５号 ２、発明の名称 交流負荷装置のための給電装置 ３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 名称タンフォス・ニー・ニス ４、代理人 ５、　補正しこより増加する発明数　　１６、補正の対
象 明細書の特許請求の範囲の欄および発明の詳細な説明の
欄補正の内容 （１）明細書の特許請求の範囲を別紙の通り訂正する。 （２）同第６頁を次のように訂正する。 ［離もこの装置例おいて設けられてはいない。 発明の目的 本発明の課題は、制御部と高電圧部との間に電気的分離
装置を設け、例えば過負荷、直列列に設けられた２つの
トラ／）スタの導￥接続、接地接続または短絡の場合の
過電流の迅速な遮断を保障することができる冒頭に述べ
た形式の給電装置を提供することにある。 発明の構成、効果 本発明によれば上記課題は冒頭で述べた交流負荷装置の
ための給電装置において、前記チョッ・ぞおよびインバ
ータトランジスタのなめの制御・ぐルスを、それぞれ１
つのオプチカルカプラを介して所属のベース制御回路に
供給し、そして前記オプチカルカプラと前記チヨツ・ξ
ならびに前記イン・ぐ−夕電流戻り線に接続されている
イン、？−夕のトランジスタのためのベース制御回路と
の間に、過電流時に相応の阻止信号を供給し得るゲート
を設けたことにより解決されている。 さらに本発明によれば、上記の課題は、上記チヨツ・ξ
およびイン・々−タトランジスタのための制御・ξルス
を、それぞれ１つのオプチカルカプラを介して所属のベ
ース制御回路に供給し、そして上記オプチカルカプラと
前言己チョツ・ξならびに前記イン・ぐ−夕電流戻り線
に接続されているインノ々−夕のトランジスタのための
ベース制御回路との間に、過電流時に相応の阻止信号を
供給し得るゲートを設け、さらにイン・ぐ−夕電流測定
信号を閾値段に供給し、該閾値段は過電流に除して遮断
信号を発生し第１の単安定マルチ・ＳＪ ２、特許請求の範囲 チョツノ？およびイン・ぐ−タトランジスタ（Ｔｌ−２
ブリッジ接続のトランジスタおよびフライホイールダイ
オ−Ｆを備えたインバータと、電源から給電される整流
器と、該整流器およびイン・Ｓ−夕闇に設けられたトラ
ンジスタチヨソ・ξと、該チョッパに後置接続されて平
滑コイルおよび平滑コンデンサを有する平滑回路と、前
記チヨツ・ξおよびイン・Ｓ−夕の各トランジスタ毎に
設けられたベース制御回路と、チヨツ・ξ電流のための
電流測定抵抗と、イン・ζ−夕の電流の戻り線に設けら
れた電流測定抵抗と、・ξルス発生器と、該・ξルス発
生器の・ξルスをイン・ζ−タベース制御回路に供給す
る・ぐルス分配器と、イン・ぐ−夕の駆動量に依存しチ
ヨッ・ξのベース制御回路に制御・ξルスを供給する制
御回路とを備え、この場合所属の電流測定抵抗で取出さ
れた過電流測定信号に依存して前記テヨッーぐおよびイ
ン・ζ−タのベース制御回路に阻止信号が供給される交
流負荷装置のための給電装置において、前記チヨツ・ξ
およびイン・ζ−タトランジスタ（Ｔ１−Ｔ７）のため
の制御・ξルスを、それぞれ１つのオプチカルカプラ（
２２，２８）を介して所属のぺ〜ス制御回路（２４、２
９）に供給し、そして前記オプチカルカプラ（２２，２
８）と前記チヨッ・ξならびに前記イン・ζ−タ電流戻
り線に接続されているイン・ぐ−タ（３）のトランジス
タ（Ｔ２．Ｔ４．Ｔ６）のためのベース制御回路（２４
，２９）との間に、過電流時に相応の阻止信号を供給し
得るゲート（２３，３２）を設け、イン・々−タ電流測
定信号を閾値段（３０）に供給し、該閾値段は過電流に
際して遮断信号を発生し第１の単安定マルチ・ζイブレ
ータ（３１）を介して、イン、Ｓ−夕電流戻り線に接続
されているインバータトランジスタ（Ｔ２．Ｔ４．Ｔ６
）のゲート回路（３２）に供給し、さらに第１の単安定
マルチ・ζイブレータ（３１）の出力端から阻止信号を
、オプチカルカプラ（３３）を介し第２の単安定マルチ
バイブレータ（３４）に供給可能にし、該第２の単安定
マルチバイブレータにより閉止信号を伸長して・ξルス
分配器（２７）の阻止入力端ならびに制御回路（２０）
の制御・ｅルスを伝送するゲート（２１）に供給し、さ
らに第２の牟安定マルチ・ぐイブレータ（３＋）と、制
御回路（２０）の制御・ξルスを伝送するゲート（２１
）との間に、閉成遅延素子（３５）を設けたことを特徴
とする交流負荷装置のための給電装置。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １、　ブリッジ接続のトランジスタおよびフライホイー
    ルダイオードを備えたインバータと、電源から給電され
    る整流器と、該整流器およびインバータ間に設けられた
    トランジスタチョッパと、該チョッパに後置接続されて
    平滑コイルおよび平滑コンデンサを有する平滑回路ト、
    前記チョッパおよびインバータの各トランジスタ毎に設
    けられたベース制御回路と、チョッパ電流のための電流
    測定抵抗と、インバータの電流の戻りａ！に設げられた
    電流測定抵抗と、パルス発生器と、該パルス発生器のパ
    ルスをインバータベース制御回路に供給するパルス分配
    器と、インバータの駆動量に依存しチョッパのベース制
    御回路に制御パルスを供給する制御回路とを備え、この
    場合所属の電流測定抵抗で取出された過電流測定信号に
    依存して前記チョッパおよびインバータのぺ〜ス制御回
    路に阻止信号が供給される交流負荷装置のための給電装
    置において、前記チョッパおよびインバータトランジス
    タ（ＴＩ−Ｔ７）のための制御パルスを、それぞれ１つ
    のオプチカルカプラ（２２，２８）を介して所属のベー
    ス制御回路（２４，２９）に供給し、そして前記オプチ
    カルカプラ（２２，２８）と゛前記チョッパならびに前
    記インバータ電流戻り線に接続されているインバータ（
    ３）のトランジスタ（Ｔ２．Ｔ４．Ｔ６）のためのベー
    ス制御回路（２４，２９）との間に、過電流時に相応の
    阻止信号を供給し得るゲー）（２３，３２）を設け、イ
    ンパ〜り電流測定信号を閾値段（３０）に供給し、該閾
    値段は過電流に際して遮断信号を発生し第１の単安定マ
    ルチバイブレータ（３１）を介して、インバータ電流戻
    り線に接続されているインバータトランジスタ（Ｔ２．
    Ｔ４．Ｔ６）のゲート回路（３２）に供給し、さらに第
    １の単安定マルチバイブレータ（３１）の出力端から阻
    止信号を、オプチカルカプラ（３３）を介し第２の単安
    定マルチバイブレータ（３４）に供給可能にし、該第２
    の単安定マルチバイブレータにより阻止信号を伸長して
    パルス芥配器（２７）の阻止入力端ならびに制御回路（
    ２０）の制御パルスを伝送するケ゛−）（２１）に供給
    し、さらに第２の単安定マルチバイブレータ（３４）と
    、制御回路（２０）の制御パルスを伝送するゲート（２
    １）との間に、閉成遅延素子（３５）を設けたことを特
    徴とする交流負荷装置のための給電装置。
JP58236465A 1982-12-17 1983-12-16 交流負荷装置のための給電装置 Granted JPS59122321A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE3246706.0 1982-12-17
DE19823246706 DE3246706A1 (de) 1982-12-17 1982-12-17 Stromversorgungsvorrichtung fuer einen wechselstromverbraucher

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS59122321A true JPS59122321A (ja) 1984-07-14
JPS6338934B2 JPS6338934B2 (ja) 1988-08-02

Family

ID=6180916

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP58236465A Granted JPS59122321A (ja) 1982-12-17 1983-12-16 交流負荷装置のための給電装置

Country Status (12)

Country Link
US (1) US4574341A (ja)
JP (1) JPS59122321A (ja)
CA (1) CA1207022A (ja)
CH (1) CH663122A5 (ja)
DE (1) DE3246706A1 (ja)
DK (1) DK569183A (ja)
FR (1) FR2538187B1 (ja)
GB (1) GB2132828B (ja)
IT (1) IT1160144B (ja)
NL (1) NL8304306A (ja)
NO (1) NO834669L (ja)
SE (1) SE8306967L (ja)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3542752A1 (de) * 1985-11-30 1987-06-04 Licentia Gmbh Schaltungsanordnung zum kurzschlussschutz eines wechselrichters
DE3712244A1 (de) * 1987-04-10 1988-10-27 Danfoss As Wechselstromgespeiste gleichrichterschaltung
US4761726A (en) * 1987-10-23 1988-08-02 Westinghouse Electric Corp. Variable speed constant frequency power system with boost converter auxiliary output
FI85062C (fi) * 1988-11-14 1992-02-25 Kone Oy Foerfarande och anordning foer maetning av stroemmar vid en frekvensomformare.
DE4104105C2 (de) * 1991-02-11 1993-10-14 Hueller Hille Gmbh Einrichtung zum potentialgetrennten Messen des vom Umrichter eines Drehstrom-Asynchron-Motors aufgenommenen Stromes zum Werkzeugüberwachen
DE4114617C1 (en) * 1991-05-02 1992-10-29 Aeg Westinghouse Transport-Systeme Gmbh, 1000 Berlin, De Overcurrent protective circuitry for switchable semiconductors in bridge circuit - operates threshold value switch if measured actual valve of current exceeds max. valve to control separate control modules assigned to each semiconductor
IT1275653B1 (it) * 1994-11-09 1997-10-17 Finmeccanica Spa Sistema di protezione di sovracorrente per convertitore elettronico di potenza a gto
EP2113999A3 (en) * 2001-09-25 2010-01-06 Daikin Industries, Ltd. Phase current detection apparatus
CN100481702C (zh) * 2001-09-25 2009-04-22 大金工业株式会社 相电流检测装置
CA2360652C (en) * 2001-10-31 2005-08-02 Global Thermoelectric Inc. Transformerless two phase inverter
CA2392663A1 (en) * 2002-07-12 2004-01-12 Dwayne Hayworth Pivoting fifth wheel hitch trailer pin assembly
US7892698B2 (en) * 2003-07-18 2011-02-22 Versa Power Systems, Ltd. Electrically conductive fuel cell contact material
US7190568B2 (en) * 2004-11-16 2007-03-13 Versa Power Systems Ltd. Electrically conductive fuel cell contact materials
FR2928056B1 (fr) * 2008-02-21 2010-02-19 Schneider Toshiba Inverter Dispositif de protection d'un variateur de vitesse contre les surintensites.
FR2928057B1 (fr) 2008-02-21 2012-06-01 Schneider Toshiba Inverter Dispositif de protection d'un variateur de vitesse incluant une inductance de filtrage.
FR2928058B1 (fr) * 2008-02-21 2010-02-19 Schneider Toshiba Inverter Variateur de vitesse incluant un dispositif de protection contre les surintensites et les surtensions.
DE102009002860A1 (de) * 2009-05-06 2010-11-18 Robert Bosch Gmbh Wechselrichteranordnung mit einem Entkopplungsschaltelement
DE102012218604A1 (de) * 2012-10-12 2014-04-17 Conti Temic Microelectronic Gmbh Schaltungsanordnung zum Entladen eines elektrischen Energiespeichers und Stromrichter mit einer derartigen Schaltungsanordnung
JP2017163777A (ja) * 2016-03-11 2017-09-14 オムロン株式会社 インバータ装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CH593585A5 (ja) * 1973-12-13 1977-12-15 Danfoss As
DE2508546B2 (de) * 1975-02-27 1978-03-30 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Kollektorloser Gleichstrommotor
DE2624963A1 (de) * 1976-06-03 1977-12-15 Licentia Gmbh Anordnung zur erzeugung von steuerstroemen fuer steuerbare halbleitergleichrichter
DE2632380C3 (de) * 1976-07-19 1982-09-09 Danfoss A/S, 6430 Nordborg Schutzschaltungsanordnung für einen Wechselrichter
US4050006A (en) * 1976-11-22 1977-09-20 Allis-Chalmers Corporation Inverter having constant frequency chopper synchronized to modulation frequency
GB2004137A (en) * 1977-08-25 1979-03-21 Northern Eng Ind Apparatus for supplying electric welding current
JPS5928152B2 (ja) * 1978-11-04 1984-07-11 ファナック株式会社 電動機駆動用インバ−タ回路の保護装置
JPS5928151B2 (ja) * 1978-11-04 1984-07-11 ファナック株式会社 電動機駆動用インバ−タ回路の保護方式
US4465961A (en) * 1981-06-15 1984-08-14 Zycron Systems, Inc. Motor control system
DE3131574C2 (de) * 1981-08-10 1987-01-02 ASR Servotron AG, 1213 Le Petit-Lancy, Genève "Stromregelschaltung für einen über eine Leistungstreiberstufe gesteuerten Verbraucher"

Also Published As

Publication number Publication date
DK569183D0 (da) 1983-12-12
DE3246706A1 (de) 1984-06-20
FR2538187A1 (fr) 1984-06-22
SE8306967D0 (sv) 1983-12-15
NO834669L (no) 1984-06-18
GB2132828B (en) 1987-02-11
GB2132828A (en) 1984-07-11
IT8368313A0 (it) 1983-12-16
DK569183A (da) 1984-07-06
CH663122A5 (de) 1987-11-13
GB8333520D0 (en) 1984-01-25
US4574341A (en) 1986-03-04
IT1160144B (it) 1987-03-04
SE8306967L (sv) 1984-06-18
NL8304306A (nl) 1984-07-16
JPS6338934B2 (ja) 1988-08-02
FR2538187B1 (fr) 1986-10-17
DE3246706C2 (ja) 1987-11-05
CA1207022A (en) 1986-07-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPS59122321A (ja) 交流負荷装置のための給電装置
US4843533A (en) Transient ride-through AC inverter
RU2461912C1 (ru) Шунтирующий модуль
US4924342A (en) Low voltage transient current limiting circuit
US5617012A (en) Power converter protecting apparatus for electric power system
US3558983A (en) Controls for high-current solid-state switches
US4139885A (en) Fault protection circuit
CA2178356C (en) A high voltage electric power line current limiter
US3947748A (en) Fault commutation system for static inverters
EP1852951A1 (en) Power supply system and method
EP3895271A1 (en) Fault current mitigation method and system for solid state circuit breaker
US4670830A (en) Method and apparatus for the protection of converter equipment with GTO thyristors against short circuit
US4674021A (en) Static inverter with an overcurrent circuit upon a short circuit
US4351014A (en) Solid state self-checking relay
US4105897A (en) Cycloconverter apparatus and method for working into an active load
JPS62285615A (ja) Ａｃ回路遮断器
US3530360A (en) High-speed protective means for uninterruptible power systems
EP0104883B1 (en) Reactive load drive and surge protection
JPH06233452A (ja) 限流装置及び限流制御方法
CN111937283A (zh) 补偿滤波器和用于启动补偿滤波器的方法
US2059836A (en) Automatic reclosing circuit breaker system
KR870000710B1 (ko) 고장구간 자동 개방 차단 장치
JP2002199578A (ja) 系統連系保護装置
RU1786589C (ru) Способ защиты тиристорного преобразовател частоты
US2179346A (en) Alternating current apparatus