JPS5910167A - Chopper type switching regulator - Google Patents
Chopper type switching regulatorInfo
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- JPS5910167A JPS5910167A JP11802982A JP11802982A JPS5910167A JP S5910167 A JPS5910167 A JP S5910167A JP 11802982 A JP11802982 A JP 11802982A JP 11802982 A JP11802982 A JP 11802982A JP S5910167 A JPS5910167 A JP S5910167A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
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- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はチロツバ型スイッチングレギュレータに関し、
省に入力和、圧７５：定電圧制御範囲以下に低下した場
合の動作を改善することを目的とする。[Detailed Description of the Invention] The present invention relates to a Chirotsuba type switching regulator,
Input sum, voltage 75: The purpose is to improve operation when the voltage drops below the constant voltage control range.
チロツバ型スイッチングレギュレータは種々のタイプに
り類されるが、その一つに例えば第１図のような降圧型
自励発振方式のものかある。即ち、同図に於いて、（Ｄ
、）（０，）は商用’５Ｚｖｌｉの整流平滑用のダイメ
ートとコンデンサ、（Ｔ）はドライブトランス、（ＴＲ
，）はその１次巻線（Ｎ、）及び帰還巻線（Ｎ３）とで
ブロッキング発振してオン、メツするスイッチングトラ
ンジスタ、（Ｒ，）はその起動抵抗、（Ｃ２） ＣＤ、
）ｎ上記トランジスタ（ＴＲＩ）のターンオン用コンデ
ンサ及びその元型用ダイオード、（Ｄ、）は前記トラン
ス（Ｔ）の２次巻線（Ｎ２）に発生するエネルギ−を出
力点（Ｂ）に供給するフライホイールダイオード、（Ｔ
Ｒ，）はスイッチングトランジスタ（ＴＦ、）のベース
電流（正帰還電、流）をバイノくスする制御トランジス
タ、（’ｒ馬）は分圧抵抗（Ｒ１）〜（Ｒ８）及びツェ
ナーダイオード（Ｄ、）等と相俟って前記出力点（Ｂｌ
の宙。There are various types of Chirotsuba type switching regulators, one of which is a step-down self-oscillation type as shown in FIG. 1, for example. That is, in the same figure, (D
, )(0,) is the dimate and capacitor for rectification and smoothing of commercial '5Zvli, (T) is the drive transformer, (TR
,) is a switching transistor that turns on and off by blocking oscillation with its primary winding (N,) and feedback winding (N3), (R,) is its starting resistance, (C2) CD,
)n The turn-on capacitor of the transistor (TRI) and its prototype diode (D,) supply the energy generated in the secondary winding (N2) of the transformer (T) to the output point (B). Flywheel diode, (T
R, ) is a control transistor that binoplexes the base current (positive feedback current, current) of the switching transistor (TF, ), and ('r horse) are voltage dividing resistors (R1) to (R8) and Zener diodes (D, ) etc., the output point (Bl
The sky.
１：Ｅ変動を検ｄ１する検出トランジスタ、（Ｃ３）は
−上記出力点（Ｂｌのザ渭用コンデンサである。1: A detection transistor for detecting E fluctuation d1, (C3) is a capacitor for the edge of the above output point (Bl).
斯る摺扉のスイノチングレギーレータは既に公知である
から、その各部の常圧、電流波形を第２図に示し詳１１
ｉｌｌな動作説明は省略するが、定常状態での動作は基
本的には次のようになっている。即ち、この回路の出力
電圧に、 （Ｂ点）は、Ａ点の入力電圧ヲＥ１とし、ス
イッチングトランジスタ（ＴＦＩ、）のスイッチング周
期をＴ、オン期間をＴｎとすると、Ｅｏ−Ｔｏ／Ｔ・Ｅ
ｌとなる。それゆえ、定常状態では出力電圧の変１１−
１ Ｋ対して検出トランジスタ（ＴＲ１）がＩＩＪ御ト
ランジスタ（ＴＲ２）のベース電流を変化させ、それ［
ｊつて該トランジスタ（ＴＲ２）のエミｙり電流即ちス
イッチングトランジスタ（ＴＲ，）のベース電流のバイ
パス量が変化し、その結果、上記スイッチングトランジ
スタ（ＴＲ，）のオン期間（Ｔｎ）が制御されて定電圧
動作が行なわれる訳である。なお、定常状態でスイッチ
ングトランジスタ（ＴＲＩ）のターンオフはそのコレク
タ電流がベース電流の６倍になった時点で行なわれ、タ
ーンオンは２次巻線（Ｎ、）から出力点（Ｂ）及びフラ
イホイールダイオード（Ｄ？）を通って還流する電流が
略零になった時点で、ターンオン用コンデンサ（Ｃ７）
の放電電流がスイッチングトランジスタ（ＴＲ，）のベ
ースに流れることによって行なわわる。Since such a sliding door swi-noting regirator is already known, the normal pressure and current waveforms of each part are shown in Figure 2 and detailed.
Although a detailed explanation of the operation will be omitted, the operation in a steady state is basically as follows. That is, the output voltage of this circuit (point B) is Eo-To/T.E, assuming that the input voltage at point A is E1, the switching period of the switching transistor (TFI) is T, and the on-period is Tn.
It becomes l. Therefore, in steady state, the change in output voltage 11-
1 K, the detection transistor (TR1) changes the base current of the IIJ control transistor (TR2), and it [
As a result, the amount of bypass of the emitter current of the transistor (TR2), that is, the base current of the switching transistor (TR,) changes, and as a result, the on-period (Tn) of the switching transistor (TR,) is controlled and constant. This is why voltage operation is performed. In addition, in a steady state, the switching transistor (TRI) is turned off when its collector current becomes six times the base current, and turned on from the secondary winding (N, ) to the output point (B) and the flywheel diode. When the current circulating through (D?) becomes almost zero, the turn-on capacitor (C7)
This is achieved by the discharge current flowing into the base of the switching transistor (TR,).
ところで、第１図の回路では、入力電圧（Ｆｌ）が定電
圧制（財）範囲以下に低下した場合に、次のような問題
が生じる。即ち、この場合は、出力電圧（ｇｏ）が大き
く低下するので、検出トランジスタ（ＴＲ，）が常にオ
フとなって、制御トランジスタ（ＴＲ。By the way, in the circuit shown in FIG. 1, when the input voltage (Fl) falls below the constant voltage control range, the following problem occurs. That is, in this case, since the output voltage (go) decreases significantly, the detection transistor (TR,) is always turned off, and the control transistor (TR.
）がオフ状態に保持されてし１う。このため、オン期間
（Ｔｎ）に帰還巻線（Ｎ３）からの電流が全てスイッチ
ングトランジスタ（ＴＲ，）のベース電流として流れる
ことになる。従って、この状態では入力電圧（Ｅｌ）が
変動してもスイッチングトランジスタ（ＴＲ，）のオン
期間（Ｔｎ）が変化しないため、入力電圧（Ｅｌ）のリ
ップル分が出力点（Ｂｌに直接覗、われることになる。) is held off. Therefore, during the on period (Tn), all the current from the feedback winding (N3) flows as the base current of the switching transistor (TR,). Therefore, in this state, even if the input voltage (El) changes, the on period (Tn) of the switching transistor (TR,) does not change, so the ripple portion of the input voltage (El) is directly reflected at the output point (Bl). It turns out.
斯る欠点ｆＭ消する方法としては、分圧抵抗（Ｒ５）〜
（Ｆｌ、）の例えばＲ３にスイッチング素子を並列に接
続し、このスイッチング素子を入力型ＦＥ（Ｅｌ）の前
述の如き低下時に導通させることによって、出力■〒Ｐ
Ｅ（Ｅｏ）の設定値を低くすることが考乏、られる。As a way to eliminate such a defect fM, the voltage dividing resistor (R5) ~
By connecting a switching element in parallel to, for example, R3 of (Fl, ) and making this switching element conductive when the input type FE (El) drops as described above, the output ■〒P
Consideration may be given to lowering the set value of E (Eo).
しかし、この場合（ては、リップル分を除去して取りＩ
：Ｉ：ｉ Ｉ〜得る出力電圧（Ｅ、、）の下限値は、ツ
ェナーダイオード（Ｄ、）と分ｌ：ｆ抵抗（Ｒｅ）（Ｒ
ｙ）（Ｒｐ、）の値で決まるから、その下限値を充分低
くできないと云う問題があった。However, in this case (in this case, the ripple is removed and the I
:I:i I~The lower limit of the output voltage (E, , ) obtained is the Zener diode (D,) and the component l:f resistance (Re) (R
Since it is determined by the value of y)(Rp, ), there is a problem in that the lower limit cannot be made sufficiently low.
そこで、本発明は斯る問題点を解決したチョッパ型スイ
ッチングレギュレータを提案するものであり、以下、そ
の詳糾１を第ろ図に示す実施例に則して曲、明する。Therefore, the present invention proposes a chopper-type switching regulator that solves these problems, and the first details thereof will be explained below in accordance with the embodiment shown in FIG.
第６図の実症例に於いては、第１図と同一部分は同一記
号を付して説明を省略するが、次の点を特徴としている
。即ち、この実施例では、Ａ点に対して図のように分圧
抵抗（Ｒ９） （Ｒ，ｏ）とリップル除去用のコンデン
サ（Ｃ７）を接続し、その分圧中ｌ１（Ｃ１と制御トラ
ンジスタ（ＴＲ２）のベース（Ｔ）７貞）との間にスイ
ッチングダイオード（Ｄ、’） ｆ図示の方向に接続し
ている。その際、上記０点の電圧（Ｅｒ）は、Ａ点の入
力…圧（Ｅｌ）が定電圧制御範囲内にある時は出力電圧
（Ｅｏ）よりも高くなり、入力電圧（Ｅｉ）か定電圧１
副範囲９下に低下したＦＩ！ｒに出力電圧（Ｅｏ）より
も低くなるように設定芒わでいる。In the actual case shown in FIG. 6, the same parts as those in FIG. 1 are given the same symbols and the explanation is omitted, but it is characterized by the following points. That is, in this embodiment, a voltage dividing resistor (R9) (R, o) and a ripple removal capacitor (C7) are connected to point A as shown in the figure, and during the voltage dividing, l1 (C1 and control transistor A switching diode (D,') f is connected between the base (T) and the base (TR2) of (TR2) in the direction shown. At that time, the voltage (Er) at point 0 is higher than the output voltage (Eo) when the input voltage (El) at point A is within the constant voltage control range, and the input voltage (Ei) is higher than the constant voltage. 1
FI has fallen below sub-range 9! The voltage r is set so that it is lower than the output voltage (Eo).
さて、則る実竹例では、Ｄ点は出力％圧（Ｒ８：。）以
上に々ることｉｄない（ＴＲ，％ ＴＲ２のオン時にＤ
点は略Ｅ。−でなる）から、入力常圧（Ｅｌ）が定電圧
制御範囲内の８ｂ合ＶＣｉｌ″！：、スイッチングダイ
オード（Ｄ６）は元にオフとなっている。それ於、この
場合は第１図と同一の市電圧制御動作を行なう。し、が
し、入力管、圧（Ｅｉ）が定電圧制御範囲以下に低下し
た場合は、スイッチングトランジスタ（ＴＲ，）がター
ンオンすると、０１■述の説明から判るように、スイッ
チングダイオード（Ｄ６）及び制御トランジス／（ＴＲ
３）が２Ｓ通する。そして、この時、検出トランジスタ
（ＴＲ３）はオフになっているから、ｌ！制御トランジ
スタ（ＴＦ、、）のベース電流は上Ｆダイオード（Ｄ６
）を介して流れることＣτ々る。その際、このダイオー
ド（Ｄ６）を流、ねる電流、は０点の常圧（Ｆ、ｒ）に
もじて変化するから、結局、１副トランジスタ（ＴＲ，
）のエミッタ雷流即ちスイッチングトランジスタ（ＴＲ
，）のベース電流のバイパス貴がＡ点の入力電圧（ＦＩ
ｉ）の平均値に応じて１飢されることＫなる。Now, in the example of a real bamboo shoot, point D does not exceed the output % pressure (R8:.) (when TR, % TR2 is turned on, D
The point is abbreviated to E. -), if the input normal pressure (El) is 8b within the constant voltage control range VCil''!:, the switching diode (D6) is originally off.In this case, as shown in Figure 1. Perform the same city voltage control operation.If the input tube pressure (Ei) drops below the constant voltage control range, the switching transistor (TR,) turns on, as can be seen from the explanation in 01. As such, the switching diode (D6) and the control transistor/(TR
3) passes 2S. At this time, since the detection transistor (TR3) is off, l! The base current of the control transistor (TF, , ) is connected to the upper F diode (D6
) flows through Cτ. At that time, the current flowing through this diode (D6) changes depending on the normal pressure (F, r) at the zero point, so in the end, the one sub-transistor (TR,
) emitter current of the switching transistor (TR
, ), the input voltage at point A (FI
K will be reduced by 1 depending on the average value of i).
例えば、入力電圧（Ｅｉ）か低下した時は制御トランジ
スタ（ＴＲ７）のベース電流が増えて、上記バイパス量
も増加するから、スイッチングトランジスタ（ＴＲ，）
のオン期間（Ｔｎ）が短くなり、出力α−圧（Ｅ）ｌ）
が低下する。亨た、入力管Ｉｆ（Ｆｌｉ）が上昇した時
は、炉に出力常圧（Ｅｏ）を上列させる。従って、この
状態では、０点の電圧（Ｅｒ）ｆ／ｌ：応じた電圧が取
り出されるから、０点のリップル分がコンデンサ（Ｃ９
）によって充分平滑されるようにしておけば、定電圧と
けならないがリップル分が略完全に低減された出力常圧
（ＦＩ。）を得ることができる訳である。For example, when the input voltage (Ei) decreases, the base current of the control transistor (TR7) increases and the amount of bypass increases, so the switching transistor (TR,)
The on period (Tn) of is shortened, and the output α-pressure (E)l)
decreases. Moreover, when the input pipe If (Fli) rises, the output normal pressure (Eo) is brought up to the furnace. Therefore, in this state, since the voltage corresponding to the voltage (Er) f/l at the 0 point is taken out, the ripple at the 0 point is taken out from the capacitor (C9
), it is possible to obtain an output normal pressure (FI) in which the ripple component is almost completely reduced, although it is equivalent to a constant voltage.
なお、１轡こ実施例では、０点の参照電圧ＣＥｒ）は入
力引圧ｒＥｉ）を抵抗（Ｒｏ）（Ｒ＋ｎ）で直接分圧ノ
、で得るようにした−が、この他の方法ＶこＪ″りて−
ＩＪｉ？〜′圧（Ｆｒ）を作成するようにしてもよい。In the first embodiment, the reference voltage CEr) at the 0 point is obtained by directly dividing the input suction pressure rEi) using the resistor (Ro) (R+n), but other methods may also be used. J″ritte-
IJi? ~' pressure (Fr) may be created.
１だ、例えば塩４図に示すように分圧抵抗（Ｐ、）（Ｒ
，。）の一方（Ｒ，。）に並列にスイッチトランジスタ
（ＴＲ，）を接続すれば、このトランジスタのオン、オ
フ（でよってスイッチングレギュレータを動作させたり
、不動作にさせたりできるので、電源のオン、オフをリ
モートコントロールする場合に好適である。1, for example, as shown in Figure 4, the voltage dividing resistor (P,) (R
,. ) If you connect a switch transistor (TR,) in parallel to one side (R,.) of Suitable for remote control of off.
更に、こね寸で（徒ブロッキング発振によりスイッチン
グトラン・ジスタをオン、オンさぜる自励発擾方式の実
施例（でついて説明したが、外部発振器等によって一定
の駆動電流をスイッチングトランジスタのベースに周期
的（て供給し、それによってスイッチングトランジスタ
をオン駆動するようしくした他励発振方式のものにも適
用できる。Furthermore, as explained above, it is possible to apply a constant drive current to the base of the switching transistor using an external oscillator, etc. It can also be applied to a separately excited oscillation system in which the switching transistor is turned on by supplying it periodically.
以上説明］７た如く本発明のスイッチングレギュレータ
に依れば、交流、を整流平滑して得る入力電圧が定電圧
制（財）範囲以下に低下した場合でも、リップル分が充
分に低減された出力和８：を得ることかでき、しかも、
その１４１力電匡は入力電圧の平均し−
値、比例して変化するから、リップル分を除去して取り
出し得る出力電圧の下限値をブｒ、分低くできると云う
利点がある。As explained above, according to the switching regulator of the present invention, even if the input voltage obtained by rectifying and smoothing alternating current drops below the constant voltage control range, the ripple component is sufficiently reduced in the output. Sum 8: It is possible to obtain, and,
Since the power output varies in proportion to the average value of the input voltage, there is an advantage that the lower limit value of the output voltage that can be extracted by removing the ripple component can be lowered by a factor of r.
第１図はチョッパ型スイッチングレギーレータの面光ｆ
！／＋１を示す回路図、第２図はその各部の電流１、千
Ｌｆ波形を示す波影図、第６図は大発明の一実施例を示
す回路図、第４図は他の実施例の些部を示す回路図であ
る。
（ＴＲ，） ・スイッチングトランジスタ、（ＴＲ７
）・・１両トランジスタ、（ＴＴ’ｔ３）・・検出トラ
ンジスタ、（Ｔｌ ドライブトランス、（Ｄ６）・ス
イッチングダイオード、（Ｒ１） （Ｒ，Ｊ 分圧抵
抗、（Ｃ１）・・リップル侍去用コンデンサ。Figure 1 shows the surface light f of a chopper-type switching regulator.
! /+1, Fig. 2 is a wave shadow diagram showing the current 1,000 Lf waveform of each part, Fig. 6 is a circuit diagram showing one embodiment of the great invention, Fig. 4 is a circuit diagram of another embodiment. It is a circuit diagram showing a small part. (TR,) ・Switching transistor, (TR7
)...1 transistor, (TT't3)...detection transistor, (Tl drive transformer, (D6) switching diode, (R1) (R, J voltage dividing resistor, (C1)... ripple protection capacitor .
Claims (2)
クターとスイッチングトランジスタのコレクタ会エミッ
タ間と平滑コンデンサを直列に接続すると共に、前記ス
イッチングトランジスタのペース電流をバイパスするＩ
ＩＪｆｆ１１トランジスタを設け、この制御トランジス
タを前記コンデンサから得る直流引力電圧に応じて制御
することによシ、前記スイッチングトランジスタのオン
期間を変化させる方式のスイッチングレギニレータに於
いて、前記ぺ一°２電流のバイパス路内の一点と前記入
力電圧の平均値に比例する電圧を発生する点との間にス
イッチングターイオードを接続し、前記入力電圧が定電
圧制御範囲以下に低下した時に上記ダイオードが導通し
、このダイオードを介して前記ベース電流の一部をバイ
パスさせるようにしたことを特徴とするチ曹ツバ・型ス
イッチングレギュレータ。(1) Connecting an inductor and a smoothing capacitor in series between the collector and emitter of a switching transistor with respect to an input voltage obtained by rectifying and smoothing alternating current, and bypassing the pace current of the switching transistor.
In the switching regulator of the type that changes the on period of the switching transistor by providing an IJff11 transistor and controlling this control transistor according to the DC attractive voltage obtained from the capacitor, A switching diode is connected between a point in the current bypass path and a point that generates a voltage proportional to the average value of the input voltage, and the diode becomes conductive when the input voltage drops below the constant voltage control range. and a part of the base current is bypassed through this diode.
る手段は、入力電圧を分圧する分圧抵抗と、その分圧点
の電圧を平滑するリソグル除去用コンデンサからなる特
許請求の範囲第１項記載のチロツバ型スイッチングレギ
ュレータ。(2) The means for generating the %I level proportional to the average value of the input voltage comprises a voltage dividing resistor that divides the input voltage, and a resoglu removal capacitor that smooths the voltage at the voltage dividing point. The Chirotsuba type switching regulator described in item 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11802982A JPS5910167A (en) | 1982-07-06 | 1982-07-06 | Chopper type switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11802982A JPS5910167A (en) | 1982-07-06 | 1982-07-06 | Chopper type switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5910167A true JPS5910167A (en) | 1984-01-19 |
| JPS6364149B2 JPS6364149B2 (en) | 1988-12-09 |
Family
ID=14726292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11802982A Granted JPS5910167A (en) | 1982-07-06 | 1982-07-06 | Chopper type switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5910167A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62262655A (en) * | 1986-05-08 | 1987-11-14 | Tamura Seisakusho Co Ltd | Power unit |
| EP1501175A1 (en) * | 2003-07-01 | 2005-01-26 | Alcatel | Method to prevent saturation of an inductor coil and inductor coil circuits for realising such a method |
-
1982
- 1982-07-06 JP JP11802982A patent/JPS5910167A/en active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62262655A (en) * | 1986-05-08 | 1987-11-14 | Tamura Seisakusho Co Ltd | Power unit |
| EP1501175A1 (en) * | 2003-07-01 | 2005-01-26 | Alcatel | Method to prevent saturation of an inductor coil and inductor coil circuits for realising such a method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6364149B2 (en) | 1988-12-09 |
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