JPS5887902A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
- Publication number
- JPS5887902A JPS5887902A JP18601081A JP18601081A JPS5887902A JP S5887902 A JPS5887902 A JP S5887902A JP 18601081 A JP18601081 A JP 18601081A JP 18601081 A JP18601081 A JP 18601081A JP S5887902 A JPS5887902 A JP S5887902A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- loop filter
- output
- vco
- demodulator
- loop
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はＦＭ復調器に関し、とくにＰＬＬ （Ｐｈａ
ｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ＋位相同期ループ）を
備えた負帰還位相検波方式のＦＭ復調器に関するもので
ある。
ｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ＋位相同期ループ）を
備えた負帰還位相検波方式のＦＭ復調器に関するもので
ある。
周知のように、ＦＭ受信方式特有のスレッショルド（’
ｌ”ｈｒｅｓｈｏｌｄ ）現象は、ＦＭ復調器に入る雑
音のピーク値が信号のピーク値をしばしば越えるときに
起こる。そこで、ＦＭ微弱信号の復調にあたっては、
ＰＬＬ復調器を用いてこのスレッショルド現象の数倍を
はかることが行なわれている。
ｌ”ｈｒｅｓｈｏｌｄ ）現象は、ＦＭ復調器に入る雑
音のピーク値が信号のピーク値をしばしば越えるときに
起こる。そこで、ＦＭ微弱信号の復調にあたっては、
ＰＬＬ復調器を用いてこのスレッショルド現象の数倍を
はかることが行なわれている。
しかしながら、ＦＭ放送波のように周波数偏移の大きい
電波を受信する場合は、弱電界受信時においてＰＬＬ復
調器への入力信号が小さくなり、ループ利得が減少して
ロックレンジが狭くなり、その結果信号対雑音比（Ｓ／
Ｎ ）がよいにもかかわらず大きな歪が生じ、かつロッ
クはずれによる雑音が発生する。
電波を受信する場合は、弱電界受信時においてＰＬＬ復
調器への入力信号が小さくなり、ループ利得が減少して
ロックレンジが狭くなり、その結果信号対雑音比（Ｓ／
Ｎ ）がよいにもかかわらず大きな歪が生じ、かつロッ
クはずれによる雑音が発生する。
さらに、電圧制御発振器（以下ＶＣＯと略記する）手の
自走周波数の経時変化、温度ドリフトは、前述のＰＬＬ
復調器の欠点をさらに助長する。自走周波数が大きくず
れると、ロックはずれによりスレッショルド現象の改善
は全く行なわれなくなり、またロックはずれが起こらな
くとも以下に述べるように歪の原因となる。とくに、車
載用受信機は電界のフェージングやマルチパスによる電
界の落ち込みがはげしく、電界の落ち込み点でのロック
はずれは大きな問題となる。
自走周波数の経時変化、温度ドリフトは、前述のＰＬＬ
復調器の欠点をさらに助長する。自走周波数が大きくず
れると、ロックはずれによりスレッショルド現象の改善
は全く行なわれなくなり、またロックはずれが起こらな
くとも以下に述べるように歪の原因となる。とくに、車
載用受信機は電界のフェージングやマルチパスによる電
界の落ち込みがはげしく、電界の落ち込み点でのロック
はずれは大きな問題となる。
第１図は従来のＰＬＬ方式のＦＭ復調器のブロック回路
図を示している。図において、端子（１）から入力され
るＦＭ信号は、ｖｃｏ （４）からの出力と位相比較器
（２）で位相比較される。位相比較器（２）の出力であ
る位相誤差電圧はループフィルタ（３）に入力され、そ
の出力電圧によりｖｃｏ （４）の発振周波数を制御す
る。端子（５）からは、ＦＭ信号の変調周波数に応じた
低周波の復調出力が得られる。
図を示している。図において、端子（１）から入力され
るＦＭ信号は、ｖｃｏ （４）からの出力と位相比較器
（２）で位相比較される。位相比較器（２）の出力であ
る位相誤差電圧はループフィルタ（３）に入力され、そ
の出力電圧によりｖｃｏ （４）の発振周波数を制御す
る。端子（５）からは、ＦＭ信号の変調周波数に応じた
低周波の復調出力が得られる。
このような回路において、入力電界が変化したときの復
調出力の変化は第６図に示すようになる。
調出力の変化は第６図に示すようになる。
すなわち、位相比較器（２）への入力中心周波数をｆ・
として、ｆｏからの偏移を横軸に、それに対応する復調
出力を縦軸にとると、入力電界が比較的大きいときには
カーブＡに示されるいわゆるＳカーブ出力が得られる。
として、ｆｏからの偏移を横軸に、それに対応する復調
出力を縦軸にとると、入力電界が比較的大きいときには
カーブＡに示されるいわゆるＳカーブ出力が得られる。
入力電界が弱くなると、復調出力はＢに示されるような
Ｓカーブとなるので、周波数偏移が大きいと出力がクリ
ップして歪が生じる。図では、周波数偏移が（ｆｔｆｏ
）を越えると歪が生じる。
Ｓカーブとなるので、周波数偏移が大きいと出力がクリ
ップして歪が生じる。図では、周波数偏移が（ｆｔｆｏ
）を越えると歪が生じる。
ＳカーブＡ、ＢはＶＣＯ（４）の自走周波数が入力中心
周波数ｆ、に一致している場合の特性であるが、経時変
化や温度ドリフトなどによりΔｆだけ自走周波数がずれ
ると、入力信号が大きい場合はＳカーブはＣで示される
ようになり、ｆｏが少々ずれても出力の歪に影響を与え
ないが、弱入力信号での歪はさらに大きくなる。ＤＯＳ
カーブがそれを示す。Ｄの場合、ｆ、からの偏移がわず
かであっても出力がクリップして歪んでしまう。
周波数ｆ、に一致している場合の特性であるが、経時変
化や温度ドリフトなどによりΔｆだけ自走周波数がずれ
ると、入力信号が大きい場合はＳカーブはＣで示される
ようになり、ｆｏが少々ずれても出力の歪に影響を与え
ないが、弱入力信号での歪はさらに大きくなる。ＤＯＳ
カーブがそれを示す。Ｄの場合、ｆ、からの偏移がわず
かであっても出力がクリップして歪んでしまう。
この発明は、このようなＶＣＯの自走周波数のずれによ
り、弱信号受信時に雑音や歪が発生するのを防止し、安
定した出力の得られるＦＭ復調器を提供することを目的
としている。
り、弱信号受信時に雑音や歪が発生するのを防止し、安
定した出力の得られるＦＭ復調器を提供することを目的
としている。
以下、この発明の実施例を図面にもとづいて説明する。
第２図において、第１図と同一部分には同一符号を付し
である。（６）は位相比較器（２）の出力を受け、ＦＭ
信号の変調周波数に応じた復調出力を端子（５）に与え
るループフィルタで、このループフィルタ（６）は、ｖ
ｃｏ （４）が端子（１）に入力される入力信号に追従
できるように、第５図のＥに示すような広帯域特性をも
っている。そしてループフィルタ（６）は、利得の大き
い増幅器（６）、抵抗（８）、（至）およびキャパシタ
ンスα・とから構成され、抵抗（８）、（ホ）とキャパ
シタンスα１とによってループ帯域特性が決められてい
る。
である。（６）は位相比較器（２）の出力を受け、ＦＭ
信号の変調周波数に応じた復調出力を端子（５）に与え
るループフィルタで、このループフィルタ（６）は、ｖ
ｃｏ （４）が端子（１）に入力される入力信号に追従
できるように、第５図のＥに示すような広帯域特性をも
っている。そしてループフィルタ（６）は、利得の大き
い増幅器（６）、抵抗（８）、（至）およびキャパシタ
ンスα・とから構成され、抵抗（８）、（ホ）とキャパ
シタンスα１とによってループ帯域特性が決められてい
る。
（７）はｖｃｏ （４）が入力信号に追従しないように
第５図のＦで示される狭帯域特性をもったループフィル
タで、このループフィルタ（７）は利得の大きい増幅器
α］、抵抗（９）およびキャパシタンスαυとから構成
され、抵抗（９）とキャパシタンスα１）とによってル
ープ帯域特性が決められている。そしてこのループフィ
ルタ（７）は、第５図からもわかるように、直流開ルー
プ利得を十分大きくしである。
第５図のＦで示される狭帯域特性をもったループフィル
タで、このループフィルタ（７）は利得の大きい増幅器
α］、抵抗（９）およびキャパシタンスαυとから構成
され、抵抗（９）とキャパシタンスα１）とによってル
ープ帯域特性が決められている。そしてこのループフィ
ルタ（７）は、第５図からもわかるように、直流開ルー
プ利得を十分大きくしである。
上述した互いに異なる特性をもつループフィルタ（６）
、 （７）の出力は、それぞれ抵抗α４１．（ｌｆ９
を介して互いに結合され、その合成出力によってｖｃｏ
（４）を制御するようにしである。したがって、いま
ＶＣＯ（４）の自走周波数がなんらかの原因により位相
比較器（２）の入力中心周波数ｆ・からずれたとしても
、微弱信号が位相比較器（２）に入力されれば、ＶＣＯ
（４）は長い時定数でｆ・にロックされるため、自走周
波数が常にｆｏであることとほぼ同様の結果となる＠と
くにカーラジオのように、短時間の電界落ち込みがひん
ばんに起こる場合でも、電界落ち込み以前の状態つまり
ｖｃｏ （４）が入力中心周波数ｆ、で動作する状態と
なるため、その効果は大きい。
、 （７）の出力は、それぞれ抵抗α４１．（ｌｆ９
を介して互いに結合され、その合成出力によってｖｃｏ
（４）を制御するようにしである。したがって、いま
ＶＣＯ（４）の自走周波数がなんらかの原因により位相
比較器（２）の入力中心周波数ｆ・からずれたとしても
、微弱信号が位相比較器（２）に入力されれば、ＶＣＯ
（４）は長い時定数でｆ・にロックされるため、自走周
波数が常にｆｏであることとほぼ同様の結果となる＠と
くにカーラジオのように、短時間の電界落ち込みがひん
ばんに起こる場合でも、電界落ち込み以前の状態つまり
ｖｃｏ （４）が入力中心周波数ｆ、で動作する状態と
なるため、その効果は大きい。
なお、オーディオ復調はループフィルタ（６）によって
行なわれるが、このループフィルタ（６）としては、第
２図に示Ｌ７たアクティブ型のものの他に、第４図に示
すような抵抗Ｑ１）、（イ）およびキャパシタンス（ハ
）によって構成されるラグリード型のものを用いること
もできる。
行なわれるが、このループフィルタ（６）としては、第
２図に示Ｌ７たアクティブ型のものの他に、第４図に示
すような抵抗Ｑ１）、（イ）およびキャパシタンス（ハ
）によって構成されるラグリード型のものを用いること
もできる。
第３図はこの発明の他の実施例を示す。第２図の場合は
、ループフィルタ（７）は位相比較器（２）の出力端と
ＶＣＯ（４）の入力端との間に設けられていたが、この
第３図の場合には、ループフィルり（７）はループフィ
ルタ（３）の出力端とＶＣＯ（４）の入力端との間に設
けられている。ここで、ループフィルタ（３） ハ１１
図のそれと同じものであって、オーディオ復調出力が得
られるよう、つまり変調周波数に追従できるよう広帯域
特性をもっている。そして、その出力は抵抗α力を介し
てループフィルタ（７）の出力と結合され、両フィルタ
（３） 、 （７）の合成出力によってＶＣＯ（４）が
制御される。なお、第３図で第２図と同一部分には同一
符号を付して重複説明は省略する。
、ループフィルタ（７）は位相比較器（２）の出力端と
ＶＣＯ（４）の入力端との間に設けられていたが、この
第３図の場合には、ループフィルり（７）はループフィ
ルタ（３）の出力端とＶＣＯ（４）の入力端との間に設
けられている。ここで、ループフィルタ（３） ハ１１
図のそれと同じものであって、オーディオ復調出力が得
られるよう、つまり変調周波数に追従できるよう広帯域
特性をもっている。そして、その出力は抵抗α力を介し
てループフィルタ（７）の出力と結合され、両フィルタ
（３） 、 （７）の合成出力によってＶＣＯ（４）が
制御される。なお、第３図で第２図と同一部分には同一
符号を付して重複説明は省略する。
この第３図の回路においては、オーディオ復調に対する
ループは位相比較器（２）、ループフィルり（３）、抵
抗α７） 、 ＶＣＯ（４）によって形成されている。
ループは位相比較器（２）、ループフィルり（３）、抵
抗α７） 、 ＶＣＯ（４）によって形成されている。
また、無変調時のＶＣＯ（４）の自走周波数は、微弱信
号が存在する限り、位相比較器（２）、ループフィルタ
（３）、ループフィルタ（７） 、 ＶＣＯ（４）のル
ープによってｆ、に固定され、短時間に信号入力が落ち
込んでも変化することがない。
号が存在する限り、位相比較器（２）、ループフィルタ
（３）、ループフィルタ（７） 、 ＶＣＯ（４）のル
ープによってｆ、に固定され、短時間に信号入力が落ち
込んでも変化することがない。
以上実施例について述べたことから明らかなように、こ
の発明によれば、狭帯域特性をもちかつ直流開ループ利
得の十分に大きな第２のループフィルタを設けたことに
より、ＶＣＯの自走周波数のずれによって電界落ち込み
時にロックはずれに基因する雑音や歪が発生するのを防
止できるので、瞬間的に受信電界が零に落ち込むような
カーラジオ等の移動無線機のＦＭ復調器において大きな
効果を得ることができる。
の発明によれば、狭帯域特性をもちかつ直流開ループ利
得の十分に大きな第２のループフィルタを設けたことに
より、ＶＣＯの自走周波数のずれによって電界落ち込み
時にロックはずれに基因する雑音や歪が発生するのを防
止できるので、瞬間的に受信電界が零に落ち込むような
カーラジオ等の移動無線機のＦＭ復調器において大きな
効果を得ることができる。
第１図は従来のＦＭ復調器を示すブロック回路図、第２
図はこの発明のＦＭ復調器の実施例を示すブロック回路
図、第３図はこの発明の他の実施例を示すブロック回路
図、第４図はループフィルタの他の実施例を示す回路図
、第５図はループフィルタの開ループ特性を示す特性図
、第６図はＦＭ復調器の復調出力特性を示す特性図であ
る。 （２）・・・位相比較器、（３） 、 （６）・・・第
１のループフィルタ、（４）・・・ＶＣＯ（電圧制御発
振器） 、（７）・・・第２のループフィルタ。 なお、図中同一符号は同一または相当部分を示すＯ 代理人 葛野信−（外１名） 第３図
図はこの発明のＦＭ復調器の実施例を示すブロック回路
図、第３図はこの発明の他の実施例を示すブロック回路
図、第４図はループフィルタの他の実施例を示す回路図
、第５図はループフィルタの開ループ特性を示す特性図
、第６図はＦＭ復調器の復調出力特性を示す特性図であ
る。 （２）・・・位相比較器、（３） 、 （６）・・・第
１のループフィルタ、（４）・・・ＶＣＯ（電圧制御発
振器） 、（７）・・・第２のループフィルタ。 なお、図中同一符号は同一または相当部分を示すＯ 代理人 葛野信−（外１名） 第３図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ０）電圧制御発振器と、ＦＭ信号入力および上記電圧制
御発振器の出力を位相比較する位相比較器と、この位相
比較器の出力を受は上記ＦＭ信号の変調周波数に応じた
復調出力を与える広帯域特性をもった第１のループフィ
ルタと、狭帯域特性をもちかつ直流開ループ利得の十分
に大きな第２のループフィルタとを備え、上記第１．第
２のループフィルタの合成出力によって上記電圧制御発
振器を制御するようにしたことを特徴とするＦＭ復調器
。 （２）第２のループフィルタは、位相比較器の出力端と
電圧制御発振器の入力端との間に設けられている特許請
求の範囲第１項記載のＦＭ復調器。 （３）第２のループフィルタは、第１のループフィルタ
の出力端と電圧制御発振器の入力端との間に設けられて
いる特許請求の範囲第１項記載のＦＭ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18601081A JPS5887902A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | Ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18601081A JPS5887902A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | Ｆｍ復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5887902A true JPS5887902A (ja) | 1983-05-25 |
Family
ID=16180789
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18601081A Pending JPS5887902A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5887902A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60127019U (ja) * | 1984-02-03 | 1985-08-27 | パイオニア株式会社 | 位相変調信号の復調回路 |
| EP0610052A3 (en) * | 1993-02-05 | 1995-07-19 | Kendall Square Research Corp | Method and device for clock control. |
| JPH07273556A (ja) * | 1994-04-01 | 1995-10-20 | Nec Corp | Ｆｍ復調器 |
-
1981
- 1981-11-18 JP JP18601081A patent/JPS5887902A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60127019U (ja) * | 1984-02-03 | 1985-08-27 | パイオニア株式会社 | 位相変調信号の復調回路 |
| EP0610052A3 (en) * | 1993-02-05 | 1995-07-19 | Kendall Square Research Corp | Method and device for clock control. |
| JPH07273556A (ja) * | 1994-04-01 | 1995-10-20 | Nec Corp | Ｆｍ復調器 |
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