JPS5882969A - 並設エレベ−タ−の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、複数台の直流エレベータ−を並設したエレベ
ータ−の制御装置に関する。

一般に直流エレベータ−は、交流電源を制御整流して得
られる直流電力を直流電動機に供給し、この直流電力を
指令に応じて制御するように構成されている。

このような直流エレベータ−の制御装置を第１図に示す
。

第１図において、ケージ７とカウンターウェードアとは
、直流Ｖ、電動機９に連絡されたシーブ５にロープ８を
介してつるべ状につシ下げられており、電動＠１９によ
ってケージ７は上・下に走行する。

ケージ７とカウンターウニニトロがつるべ状に構成して
いることや、大きな慣性を加速、減速する必要から駆動
電動機１９は大きな正又は負のトルクを発生する必要が
ある。。

第１図に示すものは、電機子電流ＩＬを一方向にして、
界磁電流を正、負両方向に流し、界磁束を正又は負にし
て正、負のトルクを得る方式である。

このように構成することで、大きな電機子電流を制御す
る大容量のサイリスタブリッジが１組でよく経済性だけ
でなく、信頼性の優れた装置ができる特徴がある。

この制御方式の動作について説明する。

駆動電動機１９の速度を速度発電機９で検出して実際の
速度Ｖと速度指令ｐｐを速度制御部１０に入力する。速
度制御部１０は両者の偏差が零になるように動作し出力
を発生し、所要トルク指令Ｔとして作用する。

速度制御部１０の出力Ｔが小さな領域では関数発生器Ｆ
ａは小さな一定値の出力Ｓ、を発生し、　　・電機子電
流指令となる。関数発生器Ｆｔは正又は負の出力ｉ、を
発生し、界磁電流指令となる。

出力Ｔが大きな領域では関数発生器ＦＭは正又は負の最
大の出力ｉｆを発生し、定格界磁電流指令となシ、関数
発生器Ｆ、は一方向の大きな出力Ｓ、を発生し、大きな
トルクを発生するように作用する。

このように構成することによシ、所要トルクの小さい領
域で界磁の銅損と鉄損が少なくできるので、電機子回路
に３相全波サイリスタブリッジ２組備えた静止レオナー
ド方式よシ消費電力が少ないという特徴を有している。

しかし、これらサイリスタを用い位相角を制御して３相
交流電源から可変直流電圧を得て、それを駆動電動機の
電機子に与えるようにしてなるエレベータ−の制御装置
は、力率が低いという欠点がある。

一方、上記力率を改善する方法としては、全波−ブリッ
ジ回路の正側アームに電流遮断機能を有する素子を接続
する方法が本発明者等によって最近提案されている。そ
の−例を第２図に示す。第２図は、電流遮断機能を有す
る素子としてＧＴＯ１３，１４，１５を用い、三相交流
電源１２の一相ＵにはＧＴＯ１３のアノードとサイリス
タ１６のカソードが接続され、以下Ｖ、Ｗの二相につい
ても同様にＧＴＯ１４，１５、サイリスタ１７゜１８が
接続されておシ、ＧＴＯ１３，１４，１５−のカソード
とサイリスタ１６，１７．１８のアノードには直流電動
機１９が接続されている。図において、ＧＴＯ１４，１
５，１６を所定の周期でチョッピング動作させることに
よシ、第４図に示すような相電圧と相電流の位相関係を
維持し、チョッピングパルス幅を可変することにより、
出力電圧を制御するものである。ただし、チョッピング
パルス幅により制御困難な出力の小さい部分については
、位相による制御もおこなう。

すなわち、第３図において、αを位相角（αは第３図の
ＧＴＯ１３で説明すると、Ｖ−Ｗ相の電圧が負から正へ
反転した点からの遅れ角である。）Ｓ７を電圧指令（Ｓ
ｖは出力電圧の定格電圧に対する比率）、Ｐを通流率と
すると、出力電圧が高い区間はパルス幅制御をおこない
、出力電圧が低い区間２３では位相制御をおこなう、と
いう制御方式である。ここで、第３図中にあるＦ、、Ｌ
、及びＥ　、、　Ｌ　、、は、フロントリミット値及び
エンドリミツト値と呼ばれるもので、パルス幅制御と位
相制御の境界点を示す。

第４図はこの方式の動作説明図であり、相電圧Ｕ、Ｖ、
Ｗ、出力電圧Ｅ、及びＵ相電流工。の波形を示す。

第４図に於て、（ｂ）は前記区間２３の場合の一例であ
シ、（Ｃ）は前記区間２２の場合の一例である。

この方式によれば、第４図に示すように出力電圧が高い
区間２３では、交流電源の電圧に同期しＧＴＯ１３，１
４，１５を点弧するので交流電圧と電流が同相となり、
力率を１に近づけることができる。しかし、この方式で
は高周波数でチョッピングをおこなうため、交流側電流
にチョッピング周波数付近の高調波を含むことが予想さ
れる。

そこで、−例として、出力電流２０Ａ、チョッピング周
波数１．２ＫＨ２Ｏ通流率５０％としたときの、ＧＴＯ
方式コンバータ（以下ＧＴＯ方式と略す）の高調波２４
と、従来のサイリスタ方式コンバータ（以下従来方式と
略す）の高調波２５をシミュレーションにより求めた結
果を第５図に示す。

このように、ＧＴＯ方式では、チョッピング周波数（２
３次高調波）付近の高調波成分が大きいという欠点が解
った。

したがって、このような直流エレベータ−を複数台並設
すると、その高調波成分が電源に与える影響は、最大台
数倍となる。

こ０４うに非常に大きな高調波成分が電源に含まれるこ
とは、制御装置をコンピュータで構成する傾向にあるエ
レベータ−においては好ましくなく、ノイズ誤動作等に
よる安全性低下の要因となる。

本発明の目的は、電流遮断機能を有する素子を所定周期
で開閉するコンバータによって制御される直流エレベー
タ−を複数台並設した場合も、高論波の発生を抑制し、
安全性の高いエレベータ−制御装置を提供するにある。

本発明の特徴は、交流電源を共通にした複数台の直流エ
レベータ−を並設したものにおいて、各エレベータ−の
上記コンバータを構成する電流遮断機能を有する素子を
、各エレベータ−毎に所定の時間差を設けて開閉するよ
うに構成したところにある。

以下、本発明の一実施例を第６図により説明する。第６
図は本発明を採用した並設エレベータ−制御装置の主回
路構成図である。三相交流電源２６にフィルタ２７を接
続し、フィルタ２７の出力である三相変流にはコンバー
タブリッジ３６゜３７が接続されている。フィルタ２７
の出力の一相Ｕには、コンバータブリッジ３６０ＧＴＯ
２８のアノードとサイリスタ３１のカソード、及びコン
バータブリッジ３７のＧＴ０３８のアノードとサイリス
タ４１のカソード、が接続される。以下同様に、フィル
タ２７の出力の一相■には、コンバータブリッジ３６の
ＧＴＯ２９のアノードとサイリスタ３２のカソード、及
びコンバータブリッジ３７０ＧＴＯ３９のアノードとサ
イリスタ４２のカソード、が接続され、Ｗ相には、コン
バータブリッジ３６０ＧＴＯ３０のアノードとサイリス
タ３３のカソード、及びコンバータブリッジ３７０ＧＴ
Ｏ４０のアノードとサイリスタ４３のカソードが接続さ
れている。さらに、フンバータブリッジ３６のＧＴＯ２
８，２９，３０のカソードとサイリスタ３１，３２，３
３のアノード間には、第１のエレベータ−駆動用直流ｋ
ｉＩｌ１機３４が接続されている。他方、コンバータブ
リッジ３７０ＧＴＯ３８，３９，４０のカソードとサイ
リスタ４１．４２．４３のアノードには、他のエレベー
タ−駆動用直流電動機４４が接続されている。コンバー
タブリッジ３６のＧＴＯ２８，２９，３０とサイリスタ
３１，３２．３３には、そのゲートを開閉するゲート信
号が信号線４５を介してゲート制御装置３５から供給さ
れる。同様に、コンバータブリッジ３７のＧＴＯ３８，
３９，４０とサイリスタ４１，４２．４３にも信号線４
６を介しゲート制御装置３５からゲート信号が供給され
る。

ゲート制御装置３５は、その同期をとるために三相交流
電源２６が接続されている。次にゲート制御装置３５を
第７図によシ説明する。発振器４７は、ＧＴ″００点弧
タイミングを決定するもので、その出力はコンバータ３
６のＧＴＯ及びサイリスタのゲート信号を出力する制御
装置４８と、ワン／ヨツト回路４９へ接続されている。

ワンショット回路４９には、コンデンサ５０，５１．５
２及び容量切替え装置５３が接続されておシ、コンデン
サの容量によってワンショット回路４９の出力の遅れ時
間を任意に設定できる。このワンショット回路４９の出
力は、コンバータ３７のＧＴＯ及びサイリスタのゲート
信号を出力する制御装置５４に接続されている。このよ
うな構成にすると。

複数台（この場合は２台）の各コンバータの位相を任意
に設定することができる。このような構成で各コンバー
タの位相をずらした場合の例を第８図及び第９図に示す
。第８図は、２台のコンバータ３６，３７が共に通流率
５０％で等しい電流値の場合を表わしたもので、コンバ
ータ３６．３７の電流波形を夫々５５．５６で表わし、
その合成電流波形を５７で表わしている。このようにコ
ンバータ３６，３７が単独で運転している場合よシも、
位相をずらして合成した場合の方が高調波が低減される
ことがわかる。また、第９図は、コンバータ３６，３７
の電流値が等しく、通流率がそコンバータ３６，３７の
電流波形を５８．５９で表わし、その合成波形を６０で
表わしている。このように合成波形にリップルを含んで
いる場合でもそのリップル分については各コンバータ共
通のフィルタ２７で緩和してやることができ、やはり高
調波を低減することができる。

次に位相をずらすことによる高調波低減効果の一例を、
シミュレーションによる結果を基に説明する。第１０図
ｔｉＧＴＯ方式で位相をずらした場合と、その他の場合
の高調波を比較したものである。２つのコンバータ３６
，３７の出力電流を共に２ＯＡ、デユーティを共に５０
％、チョッピング周波数を１．２ＫＨ２，電源周波数を
５０Ｈ２とし、ＧＴＯ方式で位相をずらさずに並列運転
したものを６１、位相をずらして並列運転したものを６
４．１台のみで運転したものを６２、また従来方式でコ
ンバータの出力電流を共に２ＯＡとし２台並列運転した
ものを６３、でそれぞれ示している。この波形数から明
らかなように、位相をずらすことによシ高調波を低減で
きることがわかる。

さらに第１０図と条件をかえた場合を第１１図及び第１
２図に示す。第１１図はコンバータ３６の出力電流を２
ＯＡ、デユーティを５０％、またコンバータ３７の出力
電流を２ＯＡとし、コンバータ３７のデユーティをパラ
メータとした場合の高調波を示しており、コンバータ３
７のデユーティが、１０％のときを６６．３０％のとき
を６８．５０％のときを６９．７０％のときを６７．９
０％のときを６５で表わしている。また、第１２図はコ
ンバータ３６の出力電流を２０Ａ１デユーテイを５０％
、コンバータ３７の出力電流をＩＯＡとし、コンバータ
３７のデユーティをパラメータとした場合の高調波を示
しており、コンバータ３７のデユーティが、１０％のと
きを７１．３０％のときを７３．５０％のときを７４．
７０％のときを７２．９０％のときを７０で表わしてい
る。

これをみると双方ともデユーティが５０％のときが最も
高調波φ；低減され、デユーティが５０％から差がでて
くるにつれて、チョッピング周波数付近の高調波が大き
くなるが、このシミュレーションはフィルタのない条件
でおこなっており、この部分の高調波はフィルタによシ
かなシ吸収でき恩。

本発明の変形例を第１３図に示す。前記実施例と異なる
ところは、第６図のゲート制御装置３５で、上記実施例
では第７図のような構成であるが。

これを第１３図のような構成に変形したものである。第
１３図において、コンバータ３６のＧＴＯ及びサイリス
タのゲート信号を発生する制御装置８４は信号線４５を
介しコンバータ３６に接続されている。制御装置８４は
その同期をとるため三相交流電源２６に接続されている
。また、コンバータ３７のＧＴＯ及びサイリスタのゲー
ト信号を発生する制御装置８５は信号線４６を介してコ
ンバータ３７に接続されている。三相交流電源２６の一
相Ｕには抵抗７５．７６が直列に接続され、それらの抵
抗を結ぶ結線にはコンデンサ７７が接続されている。ま
た、■相にも抵抗７８．７９が直列に接続され、それら
の抵抗を結ぶ結線にはコンデンサ８０が接続され、Ｗ相
にも抵抗８１゜８２が直列に接続され、それらの抵抗を
結ぶ接続点にはコンデンサ８３が接続されている。三相
交流電源２６よりこれらの素子を介して見られた出力は
制御装置８５の同期電源として接続されている。そして
、前記コンデンサ７７．８０，８３には容量切替え装置
８６が接続されている。また制御装置８４．８５は移相
器で構成されておシ、その移相器によシゲート信号を発
生する。したがって前記移相器はその入力の位相に応じ
たパルスを発生するので、三相入力の位相がずれると、
ゲート信号の位相もずれる。したがってこのような構成
にすると、制御装置８４，８５への三相入力の位相を任
意に設定することができ、複数台（この場合は２台）の
各コンバータの位相を任意に設定することができる。

その結果、前記実施例と異なシ、ワンショット回路を使
用していないため、ノイズに強く信頼性が向上する長所
があ１゜ 本発明の他の変形例を第１４図に示す。前記第１の実施
例と異なるところは、第６図のゲート制御装置３５で、
前記実施例では第７図のような構成にしたが、これを第
１４図のような構成にするものである。第１４図におい
て、コンバータ３６と３７のＧＴＯ及びサイリスタのゲ
ート信号を発生するゲート制御装置３５は、信号線４５
．４６を介してそれぞれコンバータ３６，３７に接続さ
れておシ、ゲート制御装置３５はその同期をとるため三
相交流電源２６に接続されている。ゲート制御装置３５
には１位相指令関数発生器１０３の出力を受けて、コン
バータ３６，３７のそれぞれのフロントリミット値及び
エンドリミット値を決定するフロントエンドリミッタ回
路８７．８８を含んでいる。フロントエンドリミッタ回
路８７はダイオード９１．９４と抵抗９０．９２と可変
抵抗８９．９３及び装置９５で構成されている。フロン
トエンドリミッタ回路８８はダイオード９８゜１０１と
抵抗９７．９９と可変抵抗９６，１００及び装置１０２
で構成されている。フロントエンドリミッタ回路８７で
は、位相関数発生器１０３の出力にダイオード９１のカ
ソードど装置９５及びダイオード９４のアノードが並列
に接続され、ダイオード９１のアノードには可変抵抗８
９と抵抗９０が並列に接続され、可変抵抗８９には正電
圧が印加されている。またダイオード９４のカソードに
は可変抵抗９３と抵抗９２が並列に接続され、可変抵抗
９３には負電圧が印加されている。

また、フロントエンドリミット回路８８でも同様に、位
相関数発生器１０３の出力にダイオード９８のカソード
と装置１０２及びダイオード１０１のアノードが並列に
接続され、ダイオード９８のアノードには可変抵抗９６
と抵抗９７が並列に接続され、可変抵抗９６には正電圧
が印加されている。またダイオード１０１のカソードに
は可変抵抗１００と抵抗９９が並列に接続され、可変抵
抗１００には負電圧が印加されている。このような構成
にすると、位相関数発生器１０３から装置９５への入力
電圧の最大値、最小値を可変抵抗８９．９３で制御する
ことができ、また、位相関数発生器１０３から装置１０
２への入力電圧の最大値、最小値を可変抵抗９６，１０
０で制御することができる。したがって、コンバータ３
６゜３７のフロントリミット値及びエンドリミット値を
可変抵抗８９，９３，９６，１００で制御することがで
きる。第１５図はこのときの動作説明図である。第１５
図はコンバータ３６，３７のフロントリミット値をそれ
ぞれＦ、Ｌ、３６．　Ｆ、Ｌ、３７゜エンドリミット値
をそれぞれＥ、Ｌ、３６．　Ｅ、Ｌ。

３７としたときのＵ相電圧Ｅ、と、それぞれのＵ相電流
Ｉ　＋＋３５　ｔ　Ｉ　＊ｓｔの関係を、前記第３図及
び第４図と関連させて示したものである。このように、
第１４図のような構成にすると、コンバータ３６゜°３
７に位相差をもたせることができる。

その結果、上記実施例のように、コンデンサの値で位相
角を決定するのと異なシ、可変抵抗で制御できるため、
厳密な位相を決められる長所がある。

以上述べたように、本発明によれば、複数台の直流エレ
ベータ−を並設した場合であっても、その高調波の発生
を１台分以下に抑制することができる。

１１Ω１

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のサイリスク方式コンバータを用いたエレ
ベータ−制御装置の概略図、第２図はＧＴＯ方式コンバ
ータの概略図、第３図は電圧指令Ｓｖと位相角αの関係
の一例、第４図は第２図に示すコンバータの相電圧と相
電流の波形図、第５図は従来方式とＧＴＯ方式の高調波
波形図、第６図は本発明による並設エレベータ−制御装
置の主回路構成図、第７図はゲート制御回路図、第８図
および第９図は本発明の動作説明用電流波形図、第１０
図は本発明の効果説明用高調波波形図、第１１図および
第１２図はコンバータの条件を変えた場合の本発明の効
果説明用高調波波形図、第１３図および第１４図は本発
明の他の実流例になるゲート制御回路の構成図、第１５
図は第１４図の動作説明図である。 １・・・トランス、５・・・シーブ、６・・・カウンタ
ーウェイト、７・・・ケージ、８・・・占−プ、９・・
・速度発電機。 １０・・・速度制御部、Ｆ−、Ｆｔ・・・関数発生器。 １３．１４，１５，２８，２９，３０，３８゜３９．４
０・・・ケートターンオフサイリスタ、２７・・・フィ
ルタ、３５・・・ゲート制御回路、３４．４４・・・エ
レベータ−駆動用直流電動機、３６．３７・・・コンバ
ータブリッジ、４８．５４・・・ゲート信号発第１図 〈 「　　　　　　　　　第２図 ｙ１３図 ′！Ａ５図 票＝ 第６　図 ５１１ ￥Ｊｒ７Ｉ２１ ３５ 第８図 第　９　図 ￥’＋　１０図 第１シ関 Ｅｕ 第１頁の続き ０発　明　者　片山恭紀 日立市幸町３丁目１番１号株式 ％式％ 勝田市市毛１０７０番地株式会社日 立製作所水戸工場内 ■出　願　人　日立エンジニアリング株式会社日立市幸
町３丁目２番１号

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電動機によって駆動されるエレベータ−を被数
   台並設したものにおいて、電流しゃ断慎能を有する開閉
   素子から成シ、交流側を共通の交流電源に接続し、直流
   出力側を夫々上記エレベータ−駆動用直流ｔ′＠ｍに接
   続した複数台のコンバータと、エレベータ−毎に上記開
   閉素子を所定周期で開閉して上記直１ｉ電動機を制御す
   るゲート制御手段と、谷エレベーター毎に上記開閉タイ
   ミングに時間差を設ける手段とを備えたことを特徴とす
   る並設エレベータ−の制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記共通の交流電
   源にフィルタ回路を接続し、このフィルタ回路出力を上
   記複数台のコンバータの交流側に夫夫接続したことを特
   徴とする並設エレベータ−の制御装置。 ３、特許請求の範囲第２項において、上記ゲート制御手
   段は、上記フィルタ回路を介さずにその電源側から同期
   信号を得るように構成した並設エレベータ−の制御装置
   。 ４、特許請求の範囲第１項において、上記ゲート制御手
   段は単一の発振器を備え、上記時間差設定手段扛、上記
   発振器出力を上記コンバータ毎に夫夫異なるタイミング
   信号に変換する手段で構成した連設エレベータ−の制御
   装置。 ５、特許請求の範囲第１項において、上記ゲート制御手
   段は、エレベータ−の所要トルクに応じて上記開閉する
   時間幅を可変する手段を備えた並設エレベータ−の制御
   装置。 ６、％許請求の範囲第４項において、上記ゲート制御手
   段社、エレベータ−の所要トルクが小さい範囲において
   、上記開閉する位相角を可変する手段を備えた並設エレ
   ベータ−の制御装置。 ７、特許請求の範囲第６項において、上記ゲート制御手
   段は、ゲート信号のフロントリミット値およびエンドリ
   ミット値を決定する手段を有し、上記時間差設定手段は
   、エレベータ−毎に上記フロントリミット値およびエン
   ドリミット値に差を設けるように構成した並設エレベー
   タ−の制御装置。