JPS5872009A - 超音波流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発１３１Ｊは超音波流量計に関し、特に、ば１′測槽
度を維持しながら計測時間を短縮し、さらに構成を簡略
化できる超音波流量計に関する。

超音波流量計は従来より良く知られており、徳々の分野
で広く実用に洪されている１、第１図に、ンングアフウ
ンド（Ｓｉｎｇ　Ａｒｏｕｎｄ　）法として知られてい
る従来の超音波流量計の概略ブロック図を示す。

図において、１はその内部を流体（気体または液体など
）が流れているパイプ、２ａ、２ｂは、それぞれ前記流
体に対して、パイプ１の中心軸線１ａに対して角度θを
なす方向に、超音波パルス信号を入射させる超音波送信
器（以下、単に送信器と略称する）である。

３ａ、５ｂは、送信器２ａ、２ｂから放射され、流体中
を伝播してきた超音波パルス信号を、再び電気信号に変
換する超音波受信器（以下、単に受信器と略称する）、
４ａ、４ｂは受信器３ａ。

３ｂの出力信号パルスの波形を整形する波形整形器であ
る。

５ａ、５ｂは、各波形整形ａ４ｍ、４ｂの出力パルスに
、１°ってトリガされるモノマルチバイブレータ、６８
．６ｂはモノマルチバイブレータ５ａ。

５ｂの出力パルスをＪｖ４１隅して前記送信’／、４２
　ａ　。

２ｂに印加し、これら送信器を励損する増＋１Ｖ、Ｉ器
である。

動作時には、まず最初に、適当なり・段に１′って、例
えばモノマルチバイブレータ５ａをトリガする。

モノマルチバイブレータ５ａの出力パルスは、増幅器６
ａを介して送信器２ａに供給される。これにより、送信
器２ａが超音波パルス撮動を生じ、これがパイプ１内の
流体を伝播して受信′Ｉ！に３ａに到達する１、 受信器６ａは、超音波パルス撮動にＬＬ’ｈじた＋１ｉ
気出力パルスを発生する。前記電気出力パルスは、波形
整形器４ａを経てモノマルナバイル−タ５ａＫ供給され
る。これによって、モノマルチパ５− イブレータ５ａがトリガされ、再び出力パルスを発生す
る。

以上のような動作の（り返しによって、送信器２ａから
は、パイプ１内の流体に向って、つぎつぎに超音波パル
ス振動が送出される。したがって、このループ系は、送
信器２ａおよび受信器３ａ間の距離および流体内の音速
によって決まる一定周期で発振する。

ここで、パイプ１内の流体が静止していると仮定すると
、前記発振ループ系における発振周波数Ｆａｏは（１）
式であられされる。

ただし、Ｃ：流体中の音速 Ｌａ：送信器２ａおよび受信器 ６ａ間の距離 全く同様にして、送信器２ｂ、受信器６ｂ、波形ＪＩＥ
形ｉ４ｂ、モノマルチバイブレータ５ｂおよび増幅器６
ｂよりなる他の発振ルーズ系においても、（２）式であ
られされる周波数Ｆｂｏの発振周波数が得られる。

６一 ただし、Ｌｂ；送信器２　ｂ　Ｊ、＋よびｊｌ−１Ｆｒ
Ｈ”ｉ３ｂ間の距離 つぎに、パイプ１内の流体が、第１図に矢印で示したよ
うに、右方向へ一定流速Ｖで流れていると仮定すると、
その１譬な受けて、前記発振周波数Ｆａｏ、　Ｆｂｏが
変化する。

明らかなように、各送信器２ａ、２ｂかも、それぞれ対
応する受（Ｎ器３ａ、３ｂに同うパルス状超音波の伝播
速度に与える流速Ｖの１昏は、送受信器の取付角度が両
発振ループ系で相等しく、共にθであると仮定すると、
（３）式であられされる。

ｙ　＝　Ｖ邸０　　　　・・・・・・（、Ｉ）したがっ
て、前記各発掘ループ系における発振周波数Ｆａ、　　
Ｆｂはそれぞれ（４）　（５１式であられされる。

そこで、２つの発振ループ系における送受信器間の距離
を等しく、共にＬに選び、両発せ辰ループ系について、
それぞれの発振周波数Ｆａ、Ｆｂ　を計測し、両者の周
波数差ΔＦを求めると、（６）式が得られる。また（６
）式から、 ΔＦ　＝　Ｆａ　−Ｆｂ Ｖ このときのパイグー内における流体の流速Ｖは、（７）
式であられされる、１ それ故に、パイグー内における流体の流ｊＩＱは、（８
）式であられされる。

Ｑ　　＝　　ＡＶ ただし、Ａ；パイプ１の〜［面積 前述のような流量ｆｉｌ１１定法を、例えば」ｊｆ截用
内燃エンジンの吸入空気鎗の測定に適用１−ようとする
と、はぼ第１表のような仕様もしくは性能が必要となる
。

第　１　表 ここで、次の条件の時に於ける■Ｉ測、Ｐ＃度と、１１
測時間を求めてみる。

１）　目　標　梢　度　　］：１１％以下２空気流普Ｑ
　　１．７　ｂ　Ｘ　１０＝　（ｔｒ？／秒）５）　　
’ＪＢｔ　人’ｔｆ　ｌＦｒ　面Ｍ　Ａ　　　１．９６
４　ｘ　１０−３（？＋＋”）４）　音　　速　　Ｃ３
４０（ｍ／抄）５）送受信器取付角θ　　　３５６（度
）９− ６）送受信器取付距離Ｌ　　　０．０９４３４　　（ｍ
）明らかなように、前述のソングアラウンド法を適用し
た場合の各発振ループ系の発振周波数Ｆａ。

Ｆｂは＋ｓ）　０１式のようＫなる。

＝０．７２５　　Ｃｍ／秒） それ故に、適当なカウンタで、各発振ループ系で発生さ
れるパルス数を１秒間計斂すると、それぞれの発振周波
数が得られる。上記の場合、各ループ系の発振周波数Ｆ
ａ、Ｆｂ　は、 Ｆａ　＝　３６１５又は　６６１４ Ｆｂ　＝　５５９７又は　３５９８ １０− となる。

これから、周波数差ΔＦ（−ＩＩ″ａＦｂ）を求めると
、ΔＦは１１〜１５となる。周波、Ｎ差Δ１−のｉＨ側
精度を１桁上げるには、田測時間を１０秒間にすればよ
い。このときは、周波数差ΔＩｉ“として１５６〜１５
５の値が得られる。；Ｙた、・−のどきのＮ［測精度は
約１／１５４　＝　０．６５　（％）と／、「す、前記
ＩＪ標梢度を勇足する。。

以上の＃算結果を第１表と比較すハ、ば明らかなように
、従来のソングアラウンド法では、計測（８度と基準ク
ロツク周波数の面では、費、水を満足できるが、所要計
測時間が長すぎ、巽求を満すことができない。

前述のシングアラウンド法の欠点も・改善し、所要計測
時間を短縮するための一つの手法として、時間差法が提
案されている。

時間差法では、各送１汀器２ａおよび２ｂから、それぞ
れ対応する受信５３ａ、３ｂにノイイη波パルスが到達
するに便する伝４ｉ時間Ｔａ、’ｆ’ｂをｉｒｌ氾１１
し、この値に基づいて、各発振ルーグ糸の発振周波数を
求める、 各伝播時間Ｔａ、Ｔｂ、音波伝播速度に与える流量Ｖの
影響Ｖ、流体中の音速Ｃおよび送受信器間の距離り、な
らびＷ各発振ルーグ系の発振周波数Ｆａ、Ｆｂの間には
、それぞれｏメ（６）式が成立する。

Ｆａ　−−し＝　Ｃ＋　Ｐ　　　　　　・・・・・・ａ
季Ｔａ　　　　Ｌ 、、−１−Ｃ二ｌ−・曲・に） Ｔｂ　　　　Ｌ すなわち、時間差法は、シングアラウンド法に８いて、
１秒の時間をかけて測定した各ループ系の発振周波数を
、それぞれ１サイクルで求めるものである。それ故に、
所要計測時間を大幅に短縮　　　　　　　（することが
できる。　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
４なお、明らかなように、パイプ１内における流　　　
　　　　一体の流ｊｔＱは、シングアラウンド法におけ
ると全く同様に（８）式で求めることができる。

ここで、超音波の伝播時間Ｔａ、Ｔｂを、次の条件を仮
定して求めてみる。

１）目　標　精　度　　１１％以下 ２）空気流ｔ　Ｑ　　１．７５Ｘ１（１−３（、ｙ／／
抄）５）吸入管断面ｍＡ　　　１．９６４　Ｘ　１Ｏ−
ｓＣｎ？）４）　音　　　速　　　Ｃ３４０（ｍ／秒）
５）　送受信器重付角度ｕ　　　３５．６　　（度）６
）送受信器取付距１ＩＩＩｔＬ　　　１１．［］９４３
４　　Ｃｍ）音波の伝播速度に与える流速■の影響Ｖは
（１１式％式％ したがって、この条件下における送信器・受信器間の超
音波の伝播時間Ｔａ、Ｔｂは、（Ｊ４　Ｃ１１式であら
れされる。

＝　２７６．８Ｂ　Ｘ　１０−’　（抄）＝　２７６．
８８（μ秒）＝　２７８．０６　Ｘ　１０−’（抄）　
＝　２７８．０６　（μ秒）　・・・（ｌｉｊ１５− 前記伝播時間Ｔａ、　　Ｔｂを１００ＭＨｚの基準クロ
ック周波数で計測すると、００１μ秒まで計測できるの
で、前記両者の時間差ΔＴは０９式のようになる。

ΔＴ　＝　Ｔｂ　−Ｔａ　＝　２７８．０６−２７＆８
８　（μ秒）＝　　１．１８　（μ秒）　　　　　　　
　　・・・・・・・・・０時すなわち、時間差法によれ
ば、２つの送信器２ａ、２ｂかも同時にパルスを発射し
た場合、所要計測時間は約６００μ秒、また計測積度１
／１１Ｂ　＝０．８５％　となり、第１表の仕様もしく
は性能を満足することができる。

しかしながら、前記伝播時間Ｔａ、Ｔｂの測定は、周波
数Ｉ　ＭＨｚの基準クロックでは不可能であり、精度よ
く測定するためには１００ＭＨｚ　の基準タロツク発振
器が必要となる。

一般に１デジタル回路では、１０ＭＨｚ位までの周波数
クロックが使用されており、マイコンでは１Ｍ〜４ＭＨ
ｚのクロックが多用されている。１００ＭＨｚ　　のク
ロックを使用するとなると、特別な発振器を備えること
が必要となるので、コストおよ１４− びスペースの面で不利になるという欠点がある。

前述のシングアラウンド法の欠点を改善し、所要計測時
間を短縮するための他の手法として、各発振ループ系に
おいて発生する発振周波数を、それぞれてい倍し、これ
に基づいて周波数差ΔＦを検出する周波数てい倍法が提
案されている。

以下に、周波数てい倍の手段としてＰ■、Ｌ回路を用い
た場合について説明する。

第２図は、ＰＬＬ回路のブロック図であり、１１は位相
検波器、１２はローパスフィルタ、１６は’ｒｌ■圧制
御発振器、１４は１／ｎ分周カウンタ、１５は周期＝を
測器である。また、第３図はその名部出力波形を示すタ
イムチャートである。

位相検波器１１には、それぞれの周波数がル゛ａ。

Ｆａ’の２つの電圧パルスが供給され、そこで両電圧パ
ルスの位相比較が行なわれろ。

位相検波器１１の出力ΔＰのパルス幅は、よく知られて
いるよ５に、一方の入力パルスＩ＋’ａの位相が、他方
の入力パルスＦａ’の位相に比較して、進んでいるか、
遅れているかに応じてＸ化する。

すなわち、第３図から容易に理解されるように、−万の
入力パルスＦａの周波数が、他方の入力パルスＦａ’の
それに比較して高くなり、したがって前者の位相が進ん
でくると、位相検波器１１の出力ΔＰのパルス幅は広く
なる。反対に、一方の入力パルスＦａの周波数が、他方
の入力パルスＦａ’のそれに比較して低くなり、したが
って前者の位相が遅れてくると、前記出力ΔＰのパルス
幅はせまくなる。

位相検波器１１の出力パルスΔＰは、ローパスフィルタ
１２に人力され、そこで平均化されて電気信号ＶｆＫ変
換される。

醒圧制＃発振器１３は、前記直流′電圧信号ｖｆに応じ
た周波数のパルス信号ｎ−Ｆａ’を発生する。

すなわち、前記電圧制御発振器１３は、入力パルスＦａ
の周波数がＦａ’のそれに比べて高いほど、高い周波数
のパルス信号を発生する。

１７ｎ分周カウンタ１４は、電圧制御発振器１６の出力
パルス信号ｎ−Ｆａ’をｎ分の１に分周し、これを位相
検波器１１Ｋ、他方の入力Ｆａ’として供給すいま、位
相検波器１１の一方の入力パルスＦａの周波数が、他方
の人力Ｆａ’のそれよりも高いと仮定すると、位相検波
器１１の出力パルスΔＰの幅が広＜　すｒ）　、ローパ
スフィルタ１２の＋ｉ’ｆ　ａｌｃ出カＶｆが上昇する これＫよって、電圧制御発振器１６の出力パルス周波数
ｎ−Ｆａ′が上昇し、前記他方の入力Ｉｌｌ、ｌの周波
数が上昇する。その結果、入力パルスＦａとＦａ’との
位相差が減少し、ＦａとＦ、Ｉが等しくなったところで
、このＰＬＬ回路はバランス状ＤＩとなる。このとき、
電圧制御発振５１５に一’ｒ、　ｎ−Ｆａの周波数のパ
ルス信号を発生している。

位相検波器１１の一方の入力パルスＦａの周波数が、他
方の入力Ｆａ’のそれよりも低くなったときも、全く同
様にして、ＰＬＬ回路は、Ｆａ　　とＰａ’とが等しく
なるように動作して安定する。

それ故に、前述のシングアラウンド法によって得られる
各発振ループ系の信号”　＋　　Ｆｂをそれぞれ別個に
準備されたＰＬＬ回路の位相検波器に１１７− 一方の入力として供給してやれば、容易にｎてい倍する
ことができる。

そして、明らかなようにｎてい倍した信号ｎ−Ｆａまた
はｎ−Ｆｂを用いて、その周波数測定を行なえば、計測
時間は、同じ測定積度を得るためＫは、１／ｎの時間で
済むことＫなる。ここで、ｎを１０程度に選ぶことは容
易である。

すなわち、さきに説明したシングアラウンド法Ｋ、この
周波数てい倍法な適用すれば、＠２表の程度の針側性能
を得ることができる、 第　２　表 しかし、ｇ１表との対比から明らかなよ５Ｋ。

このような手法によってもなお、計測時間の面で仕様も
しくは目標を満たすことができず、改善が望まれる。

なお、ＰＬＬ回路の周波数てい倍数ｎを大きく１８− 選べば、改善が可能なように思われるが、てい倍数ｎが
余りに大きいと、Ｐ　Ｌ　Ｌ回路の安定性と応答性が劣
化するという別の欠点を生じ、実用には供され得ない。

前記てい倍数ｎはｌｌｌ１ｎ程度が限度である□ 以上の現状に鑑み、本発明者らは、創測梢度、所要時間
および基準クロック周波数のすべての而で、実用上の要
求−特に、車載用内燃エンジンの吸入空気量計測に際し
ての実用上の要求−一を満足することのできる超音波流
ｉｌｌを提案した（同日出願の特願５６−　　　　　　
号お照）、。

前記の提案においては、シングアラウンド法で発生され
る２つの発振周波数の差の逆数を、いわば同相検出法に
よって直接計測し、これ傾基づいて流体の流量を演算す
るようにしている。

まず、第４図を参照して、前記提案の基本的な測定原理
である同’４Ｂ検出法について説明する。

なお、ここで、周波数Ｆｍは周波数Ｆｂ、１９も高いと
仮定する。また、第４図に示すＪ：５に、周波数Ｆａの
各パルス列の立上り時点をＡ１＋Ａ２・・・・・・Ａｋ
とし、−万、周波数Ｆｂの各パルス列の立上り時点をＢ
ｌ＋Ｂ２・・・・・・Ｂｋ−１とする。

いま、周波数Ｆａの各パルス列の立上り時点ＡＩ。

Ａ２・・・・・・と、周波数Ｆｂの各パルス列の立上り
時点ＢＩ　Ｂ２・・・・・・との時間差すなわち位相差
をΔＰＩ。

ΔＰ２・・・・・・とすると、θカ式が成立する。

さきに仮定したＦａ＞Ｆｂ　の条件の下では、ΔＰｉは
、五の増加と共に徐々に大きくなる。しかし、ΔＰ、が
ある値を超えると、周波数Ｆｂの（Ｉｃ−１）番目のパ
ルスと周波数Ｆａのに番目のパルスとの位相差Δｐｋが
、当初の位相差ΔＰＩに等しくなり、に）式が成立する
瞬間が生ずる。

Δｐ、、　”　Ｂｋ−Ｉ　　Ａｋ ＝Δ馬　　　　・曲・（ハ） この間の時１■ΔＴは、シングアラウンド法における両
発振ループ系の各発振周波数ＦａおよびＦｂの差ΔＦの
逆数に等しくなる。すなわち、０１式が成立する。なお
、以上において、ΔＰ１はゼロ−すなわち、両パルスが
同位相であってもよいことは当然である。

ΔＴ＝Ａｋ−Ａ。

したがって、このときのパイプ１内の流体の流量Ｑは、
前記０１式を（８）式に、代入することにより、四式で
あられされる。

第５図に、周波数Ｆａ、Ｆｂ　の両パルスの位相差Δｐ
ｋが、当初の位相差ΔＰ、と等しくなる瞬間を検知して
ΔＴを演算するための、四Ｔｉ恢出回路の一例を、ブロ
ック図で示す。

同図において、２１はフリーランニングカラ／り、２２
は基準クロック発嶽器、２３はオア回路、２４はすルジ
スタ、２５はす２レジスタ、２６はす１加算器、２７は
す１減算器、２８は桁上げ検出器、２９は２１　− ナ３レジスタ、３０は＋４レジスタ、３１はコンパレー
タ、６２はす２加算器、６５はす２減算器、６５はシー
ケンス制御部である。

動作時においては、フリーランニングカウンタ２１は基
準クロック発振器２２から基準クロツクパルスを供給さ
れ、常時カウントアツプされ、満桁時−すなわち、最大
数までカウントアツプされた時にはゼロに戻るカウンタ
動作を（り返している。

シングアラウンド法でＦ４ｊられる周波数Ｆａの任意の
パルス−例えば、第４図における第１番目のパルス−が
、オア回路２３を介してフリーランニングカウンタ２１
に供給されると、前記パルスの立上り時点における７リ
ーランニングカウンタ２１のカウント値Ａ１がすルジス
タ２４に記憶される。

そのタイミング制御は、シーケンス制御部６５によって
行なわれる。

その直後に、周波ａＦｂのパルスが、オア回路２３を介
してフリーランニングカウンタ２１に供給されたとき、
その立上り時点における前記カウンタ２１のカウント値
Ｂ、がす２レジスタ２５　Ｋ　ｄａ憶される。

２２− 七のタイミング制御は、シーケンスｍ＋４１１回路６５
によって行なわれる。

なお、他のブロック要素のタイミング制御もすべて、シ
ーケンス制御回路３５によって行なわれるので、以後の
説明においては、タイミング制御に関する説明は省略す
る。

ナラレジスタ２５に６己憶された値Ｂ、は、ナ１加算器
２６を介して◆１減算器２７に転送されう１．φ１減算
器２７では、Ｒ，からＡ１を減する演痺が兇行され、両
者の位相差ΔＰ１が得られる。

桁上げ検出器２Ｂは、フリーランニングカラ／り２１が
満桁になり、桁催起を生じたことを検出すると、ナ１加
算器２６の最上位桁に１を加呻する。これによって、前
述のように１す１減′に器２７において行なわれる演Ｈ
＜　Ｂ、　　ＡＩ　）の結果（差）が負になるのが防止
される。

すなわち、７リーランニ／グカウンタ２１として、４ビ
ツト１６進カウンタを用いたとすると、このカウンタは
、ｏｏｏｏから１１ｔつカウントアンプし、最大数ＦＦ
ＦＦに達すると、再び００００　Ｋ戻るようなカウント
動作をくり返すことになる。

それ故に、例えば、前記Ａ１がＦＦＦＦであり、またＢ
、が０００１であったと仮定し、これらをそのままで減
算すると、位相差ΔＰ、はぐ１式となる。

明らかに、これは負数になっている。

ΔＰ、　＝　Ｂ、　−Ａ。

＝　０００１　−　ＦＦ’ＦＦ　　　・・・・・・ぐ１
）しかし、第５図の構成によれば、フリーランニングカ
ウンタ２１が満桁−すなわら、ＦＦＦＦになり、０００
０　Ｋ戻ると桁上げ検出器２８がこの桁姦扛を検出して
、ナ１加算器２６の最上位桁に１を供給する。

したがって、ナ１加算器２６の出力は（１００００＋Ｂ
、）となる。すなわち、前の例ではＢ、の値０００１を
１０００１に増加させる。それ故Ｋ、ナ１減算器２７に
おいて実行される減痺は＠式のようＫなり、その差が負
になることが防止される。

ΔＰ、　＝　８．−　Ａ。

＝　１（１００１−ＦＦＦＦ　　　・・・−・０３以上
のよ５ＦＣして得られた当初の位相差ΔＰ、は、ナ６レ
ジスタ２９に記憶される。また、一方φルジスタ２４に
記憶された値Ａ、は、ナ４レジスタ３０に転送され、記
憶される。そのｍＡ、は、後に、周期ΔＴを演算するた
めに用いられる。

つぎＫ、周波数Ｆａの第２番目のパルスが才子回路２６
を介して入力されると、その立上り時の７リーランニン
グカウンタ２１のカウント値Ａ２がすルジスタ２４に記
憶される。引きつづいて、周波数Ｆｂの第２番目のパル
スが才子回路２３を介して入力されると、その立上り時
の７リーランニング２１のカウンタ値Ｂ２がす２レジス
タ２５に記憶される。

そして、カウント値ＡＩ＋　Ｂｌに関して前述したのと
同様にして、両カウント値Ａ２＊　ｎ、の差（Ｂ、、−
Ａ２）−すなわち、位相差ΔＰ、が、ナ１減片器２７に
おいて演算される。このようにして求められた位相差Δ
Ｐ２は、コンパレータ３１に供給される。

コンパレータ６１は、さきにす６レジスタ２９Ｋ［Ｉｉ
２憶された当初の位相差ΔＰ、と、新たに演痒された位
相差ΔＰ、とを比較し、これらがある予定位相差範囲内
にあるかどうかを判定する。

２５− 位相差ΔＰ、が、予め決められた予定位相差範囲内に入
っていないときは、さらＫつぎの波形について位相差Δ
Ｐ、が演算され、同様の比較が行なわれる。このような
位相差の検出演算および比較がつぎつぎにくり返される
。

前に述べたように、周波数Ｆａのに番目の波形と周波数
Ｆｂの（ｋ＋１）番目の波形との位相差ΔＰｋは、ある
時間後Ｋ、当初の位相差ΔＰ、に対して予定位相差範囲
内に入るようになる。このような状態になったとき、コ
ンパレータ５１が出力を発生する。

コンパレータ３１の前記出力はシーケンス制御部３５に
供給される。シーケンス制御部６５は、前記出力に応答
し、その時にすルジスタ２４に記憶されている値Ａｋを
、ナ２加算器３２に転送させる。ナ２」算器６２の出力
−−すなわち、値Ａｋはす２減算器３５に供給され、そ
こで（Ａｋ−ＡＩ）、すなわちΔＴの演算が行なわれる
。

なお、前記す２加算器６２は、ナ１加尊器２６と同ＩＫ
、フリーラ／ニングカウンタ２１の招電し時に、２６− 値Ａｋの最上位桁に１を加算し、ナ２減算器６３におけ
る減算結果が負にならないようにするものである。

以上のようにして求められた周期ΔＴ−すなわち、ナ２
減算器６３０出力ΔＴは、流ｆ演算器（図示せず）Ｋ供
給され、ｉｊＯ記Ｋｊ式の閾鉤が行なわれ、その時のパ
イプ１内の流体（Ａｔ、　ｂ！が演孟ｆｆされる、 ここで、下記の１）〜６）の条件の下（オ、「ｊ１１述
の同相検出法により、２つの周波数Ｆａ、Ｆｂの周波数
差ΔＦの周期を計測する場合の＋Ｆ＊　１Ｍ二と）９１
費時間を求めてみると、つぎのようになる、。

１）目　標　精　度　　±１％以下 ２）空気流量θ　１．７５　Ｘ　１０　＝　（＊／／抄
）６）吸入管断面ｊｊ＊　Ａ　　　１．９６４　Ｘ　１
０−３（＋ｕ”）４）　音　　　速　　　Ｃ３４０（ｍ
／抄）５）　送受信器取付角ｏｓ５．ｔｓｃ度）６）送
受信器取付距＊　　　　０．０９４３４　　Ｃｍ）シン
グアラウンド法で発振する周波数は、Ｉｆｌｌ　ｌｉ己
の（９）に）式により Ｆａ　＝　６６１６．２　　（Ｈｚ） Ｆｂ　　＝　３５９７．８　　（Ｉｌｚ）である。した
がって、周波数差ΔＦは ΔＦ＝Ｆａ−Ｆ’ｂ ＝　３６１６．２−３５９７．８　＝　１５．４　　（
Ｈｚ）であり、また周期ΔＴは ＝１０ａ　　−６４９３５（ｙｙｉ秒）となる。

すなわち、この場合の＃ｔ　ｌ１ｌｌｌ　？＃度は０滲
式であられされる。

一〇、４３　　（％）　　　　・・・・・・　（ハ）ま
た、この場合の所要計測時間は６５（ｍ秒）となる。

いままでの説明から明らかなように、同相検出法を用い
て、シングアラウンド法で得られる２っの発振周波数Ｆ
ａ、Ｆｂの差ΔＦの逆数−すなわち、周期ΔＴを直接計
測するようにすれば、１Ｆ測精度および基準クロック周
波数の面ではｉｉ１′！１表の仕様もしくは性能を満足
することができる。

しかし、所要計測時間は、第１表の仕様の６倍以上にな
っており、車載用内燃機関に用いるためには、その短縮
が必要である。

シングアラウンド法によって流体流量をｕ１測する場合
Ｋ、測定精度を劣化させることなしに、所要計測時間を
短縮するためには、第２図および第３図を参照して前述
したように、各発振ループ系における発振周波数をてい
倍してやればよい。

周波数てい倍手段としてＰＬＬ回路な用い、かつ同相検
出回路を採用した場合の、前記提案による超音波流を計
の一構成例のブロック図を、第６図に示す。

第６図において、＠１図と同一の符号は同一部分を示し
ており、５０は第５図に示した同相検出回路、５１は乗
算器、５２は流量演算器である３、また、第６図中の１
１ａ〜１４ａ、　ｌｌｂ〜１４ｂは、それぞれ２９− 添字ａ、ｂを除いた符号１１〜１４で示された第２図の
各ブロックと同一または同等のものであり、それぞれが
ＰＬＬ回路を構成する、 既に説明したところから明らかなように、各発振ループ
系２ａ〜６ａおよび２ｂ〜６ｂは、ソングアラウンド法
により、それぞれ周波数ＦａおよびＦｂで発振する。こ
れらの信号は、それぞれ対応して設けられているＰＬＬ
１路の位相検波器１１ｍ、１１ｂに如えられ、ｎてい倍
される。

そして、ｎてい倍されて、各周波数がそれぞれｎ−Ｆａ
、ｎ＊Ｆｂ　になった信号が、同相検出回路５０に供給
され、そこで画周波数の差ｎ　（Ｆａ　−Ｆｂ）の逆数
に等しい周期ΔＴ′がその出力として求められる。

すなわち、前記ΔＴ′はＱ４式であられされる。したが
って、求める周期ΔＴ は、乗算器５１において０９式の演算を行なうことによ
って得られる。

３０− ΔＴ　＝＝　ｎ　・ΔＴ′　　　　　　　・・・・・・
　（ハ）乗算器５１の出力ΔＴは、流址演讐器５２に供
給され、前記（ホ）式の演算が行なわれ、その１１！Ｊ
のバイフ゛１内の流体流目が演任される。

第６図に示した構成例において、分周カウンタ１４ａ、
１４ｂの分周比ｎをＩＯＫ選んだとすると、周期ΔＴ′
は、　０４式から明らかなように、周期ΔＴの１／１ｏ
、すなわち６５ｍ秒となる。

それ故に、この構成例による場合のＪ９【要田側時間は
、６．５ｍ秒となり、第１表の要求を十分に満たすもの
となる。なお、この場合の１１ｔ　１ｌｌ１１４’＃度
は、同相検出回路の説明に関して述べたのと同じｒｌ、
４３％であり、第１表の要求を満たしていイ）。

以上の説明から明らかなように、前記のｌ〃案によれば
、つぎのようなすぐれた効果を達成する超音Ｉ＆流ｔ＃
ｔ′を実現することができる。

１　計測確度を落さずに計測時間が短縮できる。

２、　基準クロック周波数を低（することができる。

しかしながら、第６図の構成にＪ：る超音波ｔ＆綾計で
は、超音波の送信器と受信器が２組必要となるため、構
造が複雑化すると共に信頼性が低下し、コストの増加を
もたらすなどの欠点がある、。

本発明の目的は、第６図の構成による効果を損なうこと
なしＫ、前述の欠点を改善することのできる超音波流量
針を提供することにある。

前述の目的を達成するために、本発明においては、超音
波の送信および受信の両機能を兼ね備えた送受信器を用
い、これらを切換えて作動させるようにしている。

以下に１図面を参照して、本発明の詳細な説明する。

第７図は本発明の一実施例のブロック図である。

図において、第６図と同一の符号は同一または同等部分
をあられしている。

第７図において、２０および４０は、これら両者を結ぶ
線がパイプ１を横切るように、互いに対向配置された１
対の超音波送受信器（以下、単に送受信器と略する）　
、５３ａ、　５５ｂは波形整形器４ａ。

４ｂとモノマルチバイブレータ５ａ、５ｂとの間に、そ
れぞれ配設されたゲートである。

また、５４ａ、５４ｂは位相検波器１１ａ、　　１１ｂ
とローパスフィルタ１２ａ、１２ｂとの間に、それぞれ
配設されたアナログゲート、５５はモノマルチバイル−
タ５ａ、５ｂ、ゲート５３ａ、５３ｂお」：びアナｐグ
ゲ−）５４ａ、５４ｂなどの動作タイミングを１１川岬
するための／−ケンス制御Ｒテｈ　偕、明らかなように
１モノマルチバイア’Ｌ／−夕５ａ−ｌ＠幅器６ａ−送
受信器４０−１呆受イバン：：；　２１１−一波形幣形
器４ａ−ゲート５３ａ　−モノマルチバイブレータ５ａ
□１：りなるループは、ノングアラウンド法における第
１の発振ルーツ°糸を形成（−ている。

一万、モノマルチバイブレータ５１１−一増幅器６ｂ−
送受信器２〇−送受信１’４４０−−−−波形イｉに形
器４　ｂ　−’ｉ’　−）　５５　ｂ−モノマルチバイ
ブレータ５ｂよりなるループは、ンングアノウンド法に
」ｄける第２の発（辰ループ系を形成している。。

また、位相検波器１１　ｍ　、　１１　ｂ　、　　アナ
ログゲート５４ｍ、５４ｂ、　　ローパスフィルタ１２
ｍ、１２ｂ、’ｄｌＬ圧制御発振器１３ａ、１３ｂ、お
よび分周カウンタ１４ａ。

３３− １４ｂよりなる各ルーズは、それぞれ第１および第２の
ＰＬＬ回路を形成している。

つぎに、第７図の実施例の動作を説明する。なお、ここ
では、図中岐点様で示した分周カウンタ１４ａ、　１４
ｂ、および乗妹器５１は省略され−（いるものとする。

まず、ゲート５５ａが開かれている状Ｍ、Ｑで、モノマ
ルチパイプレーク５ａがトリガされると、その出力パル
スはＭａ幅器６ａを介して送受酒器４０に供給される。

送受信器４０かも、パイプ１内の流体に同けて超「波が
発射される。

前記超音波は、送受信器４０で受信されて再び電気的な
パルス信号に変換され、彼形督形器４ａおよびゲート５
３ａを峠て、モノマルチバイブレータ５ａに、トリガ信
号として供給される。

以上のようにして、第１の発振ループ系において、／ン
グアラウンド法忙よる発振周波数Ｆａの信号が得られる
。なお、このとき、第２の発振ループ系のゲート５６ｂ
は閉じられているので、第２の発振ルーズ系の動作は禁
止されている。

３４− 第１の発振ループ系の発振周波数Ｆａの信号は、第１の
ＰＬＬ回路の位相検波器ｉｆ　ａ　Ｋ　イＪＬ給される
。

このとき、アナログゲー）５４ａは開かれている。

したがって、周知のように、第１のＰ　Ｌ　Ｌ　的Ｉ　
Ｍの′電圧制御発振器１３ａは、前記シングアラウンド
周波数Ｆａの信号を発振出方する３゜ ここで、シーケンス制御部５５からの制側１信号により
、アナログゲート５４ａを閉じると、ローパスフィルタ
１２ａ内のコンデンサに蓄積さＪｌてぃた′重荷がその
まま保持（記憶）されるようＶ／、【る。

このため、モノマルチバイブレータ５ａからの発振出力
が無（なっても、第１のＰ丁、５回路の電圧制御発振器
１５ａは、その直前の発振周波数Ｉｉ’ａの信号を引き
つづいて発振出力する。前記発振周波数Ｆｍの信号は、
同相検出回路５０に供給される。

シーケンス制御部５５からの制御信号によって、ゲート
５３ａが閉じられると、第１発嵌ループ系は、そのシン
グアラウンド動作−すなゎし〕、発条を停止する。

引きつづいて、ンーケンス？１ｌＩＩＩ９１部５５がら
の制御信号により、ゲート５６ｂが開かれ、モノマルチ
パイプレーク５ｂがトリガされる、これにより、第１の
発振ルーズ系に関して前述したのと全く同様にして、第
２の発振ループ系がシングアラウンド動作を開始し、周
波数Ｆｂで発振する。

前記発振周波数Ｆｂの信号は、第２のＰＬＬ回路の位相
検波器１１ｂＫ／Ｉ［Ｉえもれる。第２０ＰＬＬ回路は
、同じ周波数Ｆｂの信号を発振出力し、これが同相検出
回路５０に供給される。

＠１のＰＬＬ回路に関して前述したように、第２０ＰＬ
Ｌ回路においても、アナログゲート５４ｂが閉じられる
と、このＰＬＬ回路の発振周波数Ｆｂは一定に保持（記
憶）される。

以上から明らかなように、同相検出回路５ｏには、第１
および第２の発振ループ系による周波ａ　ＦａおよびＦ
ｂの信号が同時に供給されるので、第６図に関して前述
したようＫして、２つの周波数の差ΔＦ’　（＝　Ｆａ
　−Ｆｂ　）の逆数ΔＴが求められる。

さらＫ、前記逆数ΔＴから、その時のパイプ１内の流体
の流ｔＱが前記に）式から求められる。

また、第７図に点線で示した１／ｎ分周カウンタ１４ａ
、１４ｂを、それぞれのＰ　Ｌ　５回路のルー・ノ“内
に配置し、′電圧制御発振器１３ａ、１５ｂの発振周波
数を、それぞれ入力周波数１ｉ’Ｂ、［＋″ｌ）のｎ倍
に選定しておけば、同相検出回路５０には、１１・ＩＩ
′ａお」：びｎ−Ｆｂの周波数の信号が供給され６゜こ
のように構成しておけば、第６図に関する説明からも明
らかなように、所要検出時間を１／ｎに短縮することが
できる。なお、この場合は、第７図に点線で示した乗算
器５１が必要となることは明らかであろう。

以上の説明から明らかなように１本発明に、１：れば、
第６図の装置によるつぎのような効果、（＋１　ｉ！を
測梢度を落さずにＭｌ−副時間が短縮で１ざる。

（２）基準クロック周波数を低くすることができる３゜
の他に１さらに、超音波送受信器が１組で済ｆｒので、
構成が簡単になり、信頼性の向上やコス］・低減が達成
されるというすぐれた効果が実現される。

なお、以上では、本発明のＭ１音波流哨計を単位論理素
子の組合せとして構成した例のみＫついて５７− 説明したが、当業者には容易に理解されるように、本発
明は、マイコンなどの電子計痒機を用いて実施すること
もできるものである。また、周波数てい倍回路としては
、ＰＬＬ回路以外のものを用いることもできることは明
らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図はノングアラウンド法による従来の超音波流１計
の概略ブロック図、第２図はＰＬＬＩ！１８ＩｗＩのブ
ロック図、第３図は第２図の動作を説明するためのタイ
ムチャート、第４図は同相検出法の動作原理を説明する
ためのタイムチャート、第５図は同相検出回路のブロッ
ク図、第６図は本発明者らが提案した超音波流１１計の
ブロック図、第７図は本発明の一実施例の概略ブロック
図である。 １・・・パイプ、　　２ａ、２ｂ・・・超音波送信器、
６ａ、６ｂ・・・超音波受信器、　４ａ、４ｂ・・・波
形整形器、　　５ａ、５ｂ・・・モノマルチバイブレー
タ、　１１ａ、　１１　ｂ　−位相検波器、１２ａ、１
２ｂ・・・ローパスフィルタ、５８− １３　ａ　、　１３ｂ　・・・′ｉ［ｔＩＥｍｌＪ御発
振器、　１４　ａ　、　１４１）　−１／ｎ分周カウン
タ、　５０・・・同相検出回路、５１・−・乗算器、　
り２−Ａ　ｉ　頷ｎ器、　５６ａ、５３ｂ・・・ゲート
、　５４　ａ　、　５４　））　・＝　’７ツーＬＪク
ゲート、５５　・＝　７−ケンス’ｉｕリイｊｉｌ都代
理人弁理士　）Ｐ−木　、１”１　人／／１１名 ３９− 才１図 才２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）（−１＞被測定流体をはさんで、互いに対向する
   ように配置され、前記流体に回けて交互に超音波を発射
   し、かつ受信する一対の超音波送受信器と、各一方の超
   音波送受信器の出力信号に応答してパルス信号を発生し
   、これをそれぞれ他方の超音波送受信器に供給する手段
   とよりなり、シングアラウンド法によって発振出力を生
   ずる第１および第２の発振ループ系、 （口Ｊ＠記配糖および第２の発躯ループ系の一万が作動
   しているとき、他方の発振ループ系の作動を禁止する手
   段、 ｅ→前記第１および第２の発振ループ系において発掘さ
   れた出力を予定時間の間床持記憶する手段、 に）一方の発振ループ系の出力パルス信号、およびこれ
   に引つづいて発生される他方の発振ループ系の出力パル
   ス信号の位相差（または時間差）を検出する手段と、前
   記位相差（または時間差）の変動の一周期を計測する手
   段と［りなる同相検出回路、ならびに りう前記同相検出回路において得られた一周朋の時間、
   前記一対の超音波送受信器間の距離、被測定流体の断面
   積、前記一対の超音波送受信器を結ぶ直線の、流体流路
   に対してなす角度に基づいて、流体流量を演算する流量
   演算器、（へ）を具備したことを特徴とする超音波流量
   計。 （２ｊ（１１被測定流体をはさんで、互いに対向するよ
   うに配置され、前記流体に向けて交互に超音波を発射し
   、かつ受信する一対の超音波送受信器と。 各−万の超音波送受信器の出力１３号に応答してパルス
   信号を発生し、これをそれぞれ他方の超音波送受信器に
   供給する手段とよりなり、シングアラウンド法によって
   発振出力を生ずる第１および第２の発振ループ系、 （ロ）前記第１およびＭ２の発振ループ系の一方が作動
   しているとき、他方の発振ループ系の作動を禁止する手
   段、 （ハ）前記第１および第２の発振ループ系にｉａいて発
   振された出力をｎてい倍し、これらをそれぞれ予定時間
   の間保持記憶する手段、 に）−万の発振ループ系の発振出方をｎてぃ倍した出力
   パルス信号、およびこれに引つづいて発生される他方の
   発振ループ系の発（縁由力を！ｌてい倍した出力パルス
   信号の位相差（または時間差）を検出する手段と、前記
   位相差（ｆ、たけ時間差）の変動の一周期を計測する手
   １りとよりなる同相検出回路、ならびに ←９前Ｈｅ同相検出回路において得られた一周１υ１の
   時間をｎてい倍する乗′Ｓ器、 （へ）前記乗算器の出力、前記一対の超音波送受信器間
   の距離、被測定流体の断面積、前記一対の超音波受信器
   を結ぶ直線の流体（Ａｔ、路に対してなす角度に基づい
   て、流体流量を演宵する流曖演算器、 （ト）を具備したことをｒｙ徴とする超音波流量計。