JPS60117110A - 流体流量測定方法及びその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は流体の流量を測定する方法及び装置に関し、さ
らに詳細には測定されている流量に感応する音響信号を
用いる方法及び装置に関する。自動車のエンジンのある
種の燃料制御装置においては、空気の重量流量を測定す
ることが望ましく、そのような測定は短い間隔で、空気
流のあらゆる変化に対して急速に応答するように高い分
解能をもって実施されなければならない。その他の用途
においては、流体の流速又は体積流量などの情報をイＺ
Ｉるために空気又はその他の気体の流量あるいは液体の
流量を測定することが望まれる。

１９８４年１０月２５日付提出の「流体の流量を測定す
る方法及び装置」と題する日本出願に述べているように
、従来の音響流量６１１１定装置では測定解像度の低さ
及び／父は流体流量変化に対する応答性の低さが問題と
されてきた。

その上記出願の発明によれば、流路に隣接した上流側及
び下流側の音響変換器が、その変換器間の音響径路にお
いて多くの波長を含む長いパルス列を有する送信信号に
よって動作され、他方の変換器において受信信号を発生
させることができ、この動作方法は受％ｊ信号を安定さ
せるために最初の信号送信の後の遅延時間を待機する過
程と、次に上流方向音響信号伝播を下流方向音響信号伝
播との双方について送信信号と受信信号との位相差を測
定する過程により成っている。なお、上流方向位相差と
下流方向位相差との差は流路を流れる流体の流量の関数
である。

この方法によれば、正確かつ迅速な流量測定が可能とな
り、また位相ずれの差が一波長よシ小さくまた方向が変
化しない程度の流量が小さな場合には、測定される位相
変化の差が流体の流速に比例することになる。その場合
の制約は、各制約が取除かれる時間を示すロールオーバ
回路と回路動作の経歴から真の位相変化の差を累積する
付加回路機構を提供することにより、解決している。こ
のような流量測定装置は、位相差の全量が動作の経歴に
独立して直接に、また測定の解像度及び応答性を損うこ
となく測定できれば、その有用性は高まり、応用性も広
まるであろう。

本発明の目的は、音響流量計における流体流量に帰する
ことのできる全位相変化の測定の方法とその装置を提供
することである。

本発明の方法は、１つの周波数の波列よシ成る伝送信号
に応答して一対の変換器の間の音響経路に沿った流体流
路を通して、上流側及び下流側の音響信号を伝播し、対
応する受信信号を発生させ、第１の周波数及びこれとは
わずかに異なる周波数の第２の周波数で前述の信号伝播
を繰り返す過程と、変換器間の音波数の小数部を決定す
るために高分解能を有する伝送信号と受信信号との間の
位相差を測定する過程と、各変換器へのそれぞれの伝播
の方向における変換器間の音波数の低分解能値を、各変
換器への方向における高周波位相差から低周波位相差を
引くことにより計算する過程と、各変換器への方向にお
いて、変換器間の音波数の高分解能値を得るために、そ
れぞれの伝播の方向において測定された高分解能値に、
低分解能値を加算する過程と、各方向における流体流量
に比例する音波数の差を検出する過程により実施される
。

本発明の装置は、流体が流れる音響経路を規定する上流
側及び下流側変換器と、わずかに異なる周波数において
複数の波列がそれぞれ、両変換器、の方向に連続的に伝
播されるように伝送信号を出力する変換器駆動源と：伝
送された信号と受信された信号との間の位相差を測定す
る回路と；ある方向における２周波数による位相差を決
定し、他の方向における２周波数による位相差を決定し
、それぞれに同一方向の位相ずれの測定値を用いてそれ
らのそれぞれの差を加算し、最後に流体流量による位相
差を決定するために、両変換器間における一方向の合成
信号から他方向の合成信号を引くようにプログラムされ
たコンピュータとを含む。

〔実施例〕

以下、添付の図面を参照して本発明の詳細な説明する。

ここで説明される発明は、自動車のエンジンの燃料制御
に必要なデータを得るためにエンジンの吸込管路におけ
る空気流の体積流量又は重量流量を測定する際に適用さ
れる。空気流の変化により燃料の供給量が厳しい制御基
準に適合し、直ちに変化するように、データはリアルタ
イムで必要とされる。ただし、ここで説明される原理は
このような用途に限定されるのではなく、本発明による
急速応答及び非常に高い分解能という特徴によって、空
気以外の気体の流量測定や液体の流量測定などを含むき
わめて広い用途にこの原理を適用することができる。

第１図に関して説明する。流路１０の壁には、上流側変
換器Ａ及び下流側変換器Ｂとして示される一対の電気音
響変換器が設けられる。「上流側」及び「下流側」とい
う用語は通常の流れ方向を示す矢印１１に閑するもので
あるが、計器はいずれの流れ方向に対しても動作する。

変換器は、いずれか一方の変換器から発生される一連の
音波１２が壁領域１４から反射された後に他方の変換器
へ伝送されるように流路１０の壁の中に互いに角度をな
して配置される。反射方式に制限はなく、たとえば、一
連の音波１２が１回だけ流路を横切るように下流側変換
器Ｂを壁領域１４に配置しても良い。しかしながら、音
響信号の周波数は２つの変換器の間の音波経路に沿って
多数のパルス又は波長が発生するようなものとすること
が重要である。たとえば、変換器の間に公称で１６波長
分の波長の動作音波列が得られるように流路と変換器を
配置し、変換器の間隔が正確に１６波長分となるように
計器を所定の流量（ゼロであるのが好ましい］及び温度
に校正することができる。流量が変化すると波長も変化
するので、有効音波経路の長さは流量が少ないときは１
波長の何分の−かだけ変化し、流量が多いときには１波
長分以上変化する。本発明の回路は、実際には、流量を
決定するためにそのような波長の変化を測定するもので
ある。超音波駆動／分析回路１６は、上流側変換器Ａ及
び下流側変換器Ｂを交互に動作させる伝送信号を発生し
且つ音響エネルギーを受取っている方の変換器から出力
信号を受信するために、双方の変換器にそれぞれ結合さ
れる。

変換器として圧電結晶が使用される。各変換器は送信機
兼受信機として動作するため、同じ特性を有しているべ
きである。変換器の効率をできる限り高くするために、
変換器の共振周波数は動作周波数に近い値に設定される
。共振周波数が動作周波数と等しい場合、圧電結晶のイ
ンピーダンスは最少となり、音響信号の伝送は最良の状
態で行なわれるが、音響信号の受信能力は最少限となる
。動作点を共振点からいずれかの方向へわずかにずらし
て設定することにより、圧電結晶のインピーダンスは適
度になり、送信と受信の双方が良好に行なわれる。たと
えば、共振点が３９ＫＨｚ　％反共振点が４２　ＫＨｚ
であり、インピーダンスがそれぞれ５００オームと、２
２０００オームである圧電結晶は、、７０００オームの
インピーダンスの約４３　ＫＨｚ又は同じインピーダン
スの３７１Ｑ（ｚで動作されるのが好ましい。このよう
にして動作させたとき、１ｏボルトのピークピーク値を
もつ信号を送信すると、受信される信号のビークピーク
値は０．５ボルトである。圧電結晶は本質的には結晶の
共振周波数とは非常に異なる周波数には応答しないので
、そのような周波数の音響ノイズを有効に除去する。自
動車のエンジンに適用した場合、３５〜４０　ＫＨｚの
範囲で発生されるノイズは比較的少ないが、受信機が感
知しｆｚ　イ２０　ＫＨｚ未満のノイズは多い。

超音波駆動／分析回路１６は第２図に詳細に示されてお
り、後述するように、この回路は変換器を駆動し、変換
器からの信号を受信するばかシでなく、受信される信号
の送信信号に対する位相関係を決定し且つその位相情報
を利用回路１８に伝達する出力信号を提供するために信
号を分析することもできる。回路１８は、位相情報から
所望の流体流量出力を取出すようにプログラムされるマ
イクロコンピュータの形態をとるのが好ましい。エンジ
ンの燃料制御の場合、回路１８は、エンジンの動作を制
御するだめの空気流量情報の他に、特にエンジンへの燃
料供給などに関する多数の入力端子を有するマイクロコ
ンピユー　−夕であるエンジン制御モジュールである。

空気の質量流量はエンジン制御アルゴリズムにおける主
要な要素であるので、空気の温度と圧力はマイクロコン
ピュータへの重要な入力データである。超音波駆動／分
析回路１６からの位相情報は温度情報と、流量情報と金
含む。マイクロコンピュータ１８に圧力情報を供給する
のは別の空気圧センサ２０である。

第２図において、クロック５０は分割回路の入力端子に
接続される好ましくは１０　Ｍｌ（ｚ出力信号を発生す
る。分割回路５２から信号線５６に沿って２つの周波数
ｔｉｔ　又はｆｌ、のいずれか一方が出力されるために
、分割回路の除数部分が入力線５４の信号に応答して変
化する。°分割回路からの出力信号は、２つの動作周波
数源である。動作周波数はサイクルカウンタ５７に入力
され、サイクルカウンタ５７は回路の様々な面における
動作を制御するために所定の周期及び所定の関係を有す
るｂ〈つかの出力を発生する。信号線５８に発生される
方向出力は、送信信号により上流側変換器Ａ又は下流側
変換器Ｂが動作されるのを制御し、それにより流路にお
ける音響信号の伝播方向を制御するためにアナログスイ
ッチ６０を介して供給される。本明細書においては、方
向Ａは上流側変換器Ａにおいて受信された音波信号によ
り測定された上流への伝播を示すために使用され、方向
Ｂは下流への伝播を示す。サイクルカウンタのもう一つ
の出力は、信号線６２に発生されるカウント時間出力で
ある。この出力は方向パルスのほぼ中間の時点と終了時
に状態を変化し、少なくともパルス１２８個分の時間だ
け持続するのが好ましい。信号線５４に発生されるモー
ド出力は上流方向が開始された時に始まり、方向周期２
つ分すなわちパルス５１２個亦だけ持続する。このモー
ドシグナルは、上流側への伝播が開始する時間ごとに発
生する低／高動作周波数間に分割回路がその出力を変化
するためのトラブル動作効果を有する。信号線６４のリ
ングダウン時間パルスは方向信号力玉変化するたびに発
生し、パルス約１６個分伸びる。

信号線５６に発生する分割回路の出力は、アナログスイ
ッチ６０を介して選択的に変換器Ａ又はＢに供給され、
音響信号が伝送される。また信号線５６は、比較器６６
の正入力端るに接続される。比較器６６の負の入力端子
は、入力が負から正に変化するたび、に、比較器が正の
出力パルスを発生し、それによりゼロクロス検出器とし
て動作するように接地される。第２の比較器６８の正入
力端子は、アナログスイッチを介して、音響信号を受信
している変換器Ａ又はＢに接続される。比較器６６及び
６８の出力端子は、単安定マルチバイブレータ６９及び
７０に接続されている。

それらの単安定マルチバイブレータの出力端子は信号線
７２及び７４により双安定マルチバイブレータ（フリッ
プフロップ２７６０セツト入力端子とリセット入力端子
とにそれぞれ接続される。フリップフロップ７６への入
力信号の立上り端間の時間は、信号線７，８に発生され
るフリップフロップの出力のパルス幅を決定する。この
パルス幅は比較器６６への送信信号入力と比較器６８へ
の受信信号入力との位相差に比例する。信号８７Ｂに現
われるフリップフロップの出力は３つの入力端子を有す
るＡＮＤゲート８０に供給される。

ＡＮＤゲート８０の第２の入力は信号線６２に発生され
るサイクルカウンタからのカウント時間出力であり、第
３の入力は１０　ＭＨｚのクロック５０から得られる。

従って、カウント時間信号が存在すると仮定すれば、Ａ
ＮＤゲートの出力はフリップフロップ７６の出力のパル
ス幅だけ持続するバーストの形態をとる。Ｉ　ＯＭＨｚ
の周波数の一連のパルスとなる。

すな゛わち、ＡＮＤゲートからの各周波数バーストに含
まれるパルスの数は変換・器における送信パルスと、受
信パルスとの位相差を表わす値となる。

第３図に示されるように、変換器のパルスが同相である
とき、すなわち位相ずれがゼロであるとき、ＡＮＤゲー
トから出力されるパルスの各バーストに含１れる数はゼ
ロであり、位相ずれが大きくなるにつれて、３６０°の
位相ずれに達するまでパルス数は増加する。

３６０００位相ずれに達した時点で不連続が発生し、パ
ルス数はゼロまで減少し、位相ずれが３６００ｆｃ越え
ると再び増加する。同様に、位相ずれが逆方向である場
合、すなわちゼロ未満である場合には、パルス数は大き
な値まで急に増加し、位相ずれがゼロ点からさらに減少
するにつれてパルス数も減少する。

このように、パルス数は位相差を表わす値でアリ、０°
　と３６０°　との間に限って位相ずれに正比例する。

ロールオーバー回路はこのような不連続が発生する時点
を指示するために使用され、不連続を適正に解釈するよ
うに超音波駆動／分析回路及びマイクロコンピュータを
調整する。フリップフロップ８４のセット入力端子は送
信信号によりトリガされる信号線７２に接続され、リセ
ット入力端子は受信信号によシトリガされる信号線７４
に接続される。第２のフリップフロップ８６の入力端子
は、信号線１２及び７４に接続され、このフリップフロ
ップがトグル動作するように、すなわち信号線７２又は
信号線７４にパルスが発生するたびに状態を変える。フ
リップフロップ８４及び８６の出力端子は排他的ＯＲゲ
ート８８に接続される。連続する一連のパルスの発生中
に送信信号と受信信号が交互に現われると、フリップフ
ロップ８４及び８６は同時に状態を変えるので、たとえ
ば、２つのフリップフロップが同時にオン、オフされれ
ば、それらの出力は同相にあシ、排他的ＯＲゲート８８
の出力は「ロー」である。

これに対し、２つの送信パルスが受信パルスの介在なし
に順次発生する場合には、トラブル動作するフリップフ
ロップ８６は状態を変えるが、フリップフロップ８４は
状態を変えないので、フリップフロップの出力は互いに
位相はずれになり、排他的ＯＲゲートはオンされて「ハ
イ」出力を発生する。排他的ＯＲゲートの出力は信号線
９１に発生し、「ロールオーバーフラグ」と呼ばれる。

ロールオーバーは不連続が存在するときにのみ発生し、
このとき、位相ずれはゼロ又は３６ｏ００倍数値を越え
るので、ロールオーバーフラグは回路がその事象を認識
するのを補助するために使用される。

ＡＮＤゲートから出力される第１のパルスは、信号線５
８に発生する方向信号と、信号ａ５４に発生するモード
信号と、ＯＲゲート８８から発生するロールオーバーフ
ラグとの３制御入力を有するアップカウンタ／シフトレ
ジスタ９０に供給される。方向信号の制御Ｆの下に、ア
ップカウンタは入力信号におけるパルス数をカウントし
、一方向の伝播の読取りの終了示す方向信号の状態変化
の時点で、カウント値はシフトレジスタに転送され直列
２進数としてマイクロコンピュータ１８に出力される。

この２通信号は、一方向において測定された位相ずれを
示す。信号線５８に発生する方向信号は、Ａ又はＢ方向
の各信号を識別するために直列出力信号に方向ビットを
挿入するのに有用である。信号線５４に発生するモード
信号は、分割器５２の周波数出力を制御する信号であり
、高／低周波数動作を示すビットを直列出力に挿入する
のに有用である。このようにして、マイクロコンピュー
タは高周波ｆＨ及び低周波ｆＬ　における上流側及び下
流側への伝播の位相ずれ情報ＡＨ及びＡＬ　をそれぞれ
受信し、対応する下流側伝播の位相ずれ情報ＢＥ　及び
ＢＬ　を受信する。

アップカウンタ／シフトレジスタ９０べのロールオーバ
ーフラグは、所定のカウント周期においてロールオーバ
ーが発生すれハ、カウンター出力を０に設定することに
なる。例えば１３５９°を表わす高いカウント率と１゜
を表おす低いカウント率とが平均されて、ある誤った平
均値を得るようなことは、０°　の設定により回避され
る。このことは適切な読取りのための良い近似方法であ
る。

変換器は伝送モード時に振動し、受信モードに変換する
時に振動はある時間継続し、徐々に減衰するリンギング
信号を発生する。これにより、変換器はその受信モード
開始時に受信機として作用しなくなる。リンギング信号
は長時間にわたり持続することができる。

しかしながら、リンギングを抑制するためにリングダウ
ン論理回路９４が設けられ、この回路は比較器６６と接
地点との間に減衰抵抗器９６を接続する。減衰抵抗器９
６は実際には、受信のためにセットされる変換器の両端
に結合されることになる。リングダウン論理回路９４は
信号線５８の方向信号と、信号線６４のリングダウン時
間信号とＫよシ制御される。リングダウン時間は通常は
１６サイクルであるので、信号ａ５８の方向信号にょシ
指示されるように音響信号の方向が変化するたびに、リ
ングダウン論理回路は１６パルス分の８間にわ７’（シ
減衰抵抗器９６を受信中の変換器と結合する。これによ
り、受信中の変換器のリンギング信号９２は確実に急速
に消散されるので、リンギングが入力音響パルスの検出
を妨害することはない。

以上説明した回路について第４図を参照してさらに詳細
に説明する。第４図は、軸ａ及びｂに示されるように変
換器Ａ及びＢにおいて発生する電圧を示す一連の波形図
である。

すなわち、これらの波形は軸す及びｄに示される所定の
時点において回路の様々な部分に記憶される論理状態又
は数を示す。以下、２周波の送信パルスが２５６パルス
のパルス列として提供される好まし込実施例に関して第
４図を説明するが、明瞭にするために各パルス列に含ま
れるパルスの数をごく少なくして図示しである。第４図
のその他の軸についても図面を明瞭にするために同様の
簡略化が行なわれている。言いかえれば、タイムスケー
ルには厳密に真正ではないが、様々な時間軸において発
生する事象のシーケンスは回路内の事象の適正なシーケ
ンスを示す。

軸６の方形波パルスは分割器５２から下流側変換器Ｂへ
の入力電圧であり、これはアナログスイッチが第２図に
示される状態にあるときに発生する。２５６個のパルス
列は、約６．２５ミリ秒の期間に相当する時間ｔ７　か
ら時間ｔ３まで持続する。時間ｔ、において、アナログ
スイッチは状態を変え、変換器Ｂはクロック５０からの
パルス供給を受けなくなるが、変換器の圧電結晶のリン
ギングは徐々に減衰する高電圧信号９２を発生させる。

他方の変換器からの新たな音響パルス列が下流側変換器
Ｂに達した後、変換器Ｂにおいて低電圧の出力信号９８
が発生される。この出力信号の大きさは、センサが入力
信号と飽和して共振し始めるにつれて徐々に増す。その
後、センサの出力は安定し、はぼ二定の振幅で持続する
。変換器を駆動する方形波パルス９１のピークピーク値
は約１０ボルトである。受信′信号１００は約０．５ボ
ルトピ一クピーク振幅に達し、流体の流れの変化が流路
における音響信号伝播に及ぼす影響によってのみその位
相を変化させる。外部ノイズ源からのノイズ信号も個々
のパルスに幾分かの位相ずれを発生させる。リンギング
信号９２及び出力信号９８（受信パルスのビルドアップ
）が発生している各受信期間の開始中に測定値をとるの
を回避するために、回路は送信音波列の最初の１２８パ
ルスについては発生するパルスを全て無視するように調
整され、その後、送信波の残シの１２８パルスについて
受信パルスの読取りが行なわれる。第２図において、信
号線５８のカウント時間信号は、各送信期間（すなわち
、ｔｌ　−ｔ２間と１３−１．間）の最初の１２８パル
スについては、ＡＮＤゲート８０が割込み禁止されるの
を保証し以てデータの読取りが禁止されるように「ロー
」値を有する。カウント時間信号は、時間ｔ２及びｔ４
において「ハイ」の値に変化し、そこで一方ノ変換器に
おける送信パルスと他方の変換器の出力信号からの受信
パルスとの間の位相を読取ることができる。例えば、軸
すに示される信号９２と９８は、時間ｔ３とｔ４の間で
無視され、また軸すで示される受信信号１００と軸ａで
示される送信信号勧　との間の位相比較は、時間ｔ４と
ｔ、の間で読取られる。前述のように、送信パルス及び
受信パルスのゼロクロス点は比較器６４及び６６をひき
おこしくトリガー）、それらの比較器は、位相ずれに比
例する長さの期間にわたりＡＮＤゲート８０を割込解禁
するように単安定マルチバイブレータ及びフリップフロ
ップ７６を制御し、この間、１０　ＭＨｚのクロックパ
ルスがＡＮＤゲート８０を通過する。従って、第４図の
軸ａ及びｂに示されるように、変換器Ａ及びＢは音響源
及び受信機として交互に動作し、上流及び下流への伝播
の速度は送信パルスと受信パルスの相対位相を決定する
。

送信信号は時間もいからｔ５までは高周波数信号ｆｉｌ
　であシ、時間ｔ５からり、までは低周波数信号ｆＬ　
である。このように、低周波数モード時間に発生する信
号波形は前述した高周波数モード時間に発生する信号波
形と全く同じで、二種の周波数は目視による差が明らか
でないほど近いものである。第４図における軸。はアッ
プカウンタ／シフトレジスタ９゜における読取り時間の
増加カウントを示し、各読取りの終了時において、アッ
プカウンタ／シフトレジスタは読取り値をＡｆｆ−１Ｂ
Ｈ１ＡＬ％　Ｂｌ　として累積している。軸ｄに示すよ
うに、各読取り時間の経過につれて、伝播方向Ａ又はＢ
と周波数ｆ、又はｆＬ　を示す適当なフラグビットを供
う２進数の形式で直列に出力される。例えば、ＡＨの値
は時間ｔ３マイクロコンピュータ１８は、上流側及び下
流側伝播方向の音波経路に沿って伝わる二つの変換器間
の音波数をその位相ずれ情報から決定し、また流体流量
に直接比例するそれぞれの音波数値の差を決定するよう
にプログラムされている。上流側方向の伝播における測
定値ＡＩＩ　及びＡＬ　は、それぞれ高周波及び低周波
動作による位相ずれの高分解能小数部を示す。この低周
波数測定値が本発明の主な特徴であるが、高周波又は低
周波のいずれか一方の測定値を使用できることは明らか
である２このシステムは多数の波長の音響経路を有する
ように設計されているので、音響経路における音波数は
、一般に任意の整数と小数とを含む。測定値ＡＬ　は（
ある定数に２を掛けると）確実にその小数となるが、そ
れ自材は音波数の整数部に関して何ら情報を与えない。

しかし、もしも動作周波数がわずかに任意の値、例えば
Ｘパーセント増加すると、測定された小数音波数は音響
経路に沿う波数のＸパーセント倍だけ増加する。従って
、高周波数及び低周波数における位相差測定値の差は、
音響経路における音波数に比例する。数学的には、音波
の数の近似値ＡＡは式 ％式％ に１は定数である。また同一に１．ｎ、、は下流側伝播
における音響経路における音波数の近似値として、式Ｂ
Ａ＝Ｋｒ　（ＢＥＢＬンで表わす。しかし、これらの近
似値は低分解能値であり、それら単独では目的を達する
に不十分である。正確な測定が要求される場合竺、伝播
経路における音波数の総和における上述の計算値は、そ
の経路における音波の数の整数値を与えるにすぎず、そ
れぞれの伝播方向における波長の総数での高分解能の値
又は精度の良い値であるＡＰ　又はＢＰ　を得るために
、高分解能の小数値に２ＡＬ又はに２ＢＬを加算しなけ
ればならない。好ましい実施例においては、分割器５２
の除数は２６８と２７２の間で変化し、動作周波数であ
るｆ、＝　３７．３１３ＫＨ２とｆ　Ｌ＝３６．７６４
　ＫＨｚ　ｋ発生する。これらの波長を用いて、弐に、
（Ａ、−ＡＬ）により音響経路における波長必１／１６
　以内の高波の総数を得ることができる。しかし、高分
解能の小数値に２ＡＬの精度は波長の１／□、０００以
内である。そこで、これらの値がコンピュータにおいて
加算されると、高分解能の音波の総数の値が得られる。

例えば、ＡＡ＝１７．ＩＯ音波数、Ｋ２　Ａ’ｚ　＝　
Ｏ，−０２６とすると、高分解能総数値は１７．０２６
となる。また他において、例えば低分解能総数値をＡ、
、＝１６．９８音波数として、□高分解能値をに２Ａ、
、　＝　０．０２６とすると、高分解能総数値は１７．
０２６音波数となる。第５図に示すフローチャートは測
定された位相ずれから、音波数の差の精度の良い値を決
定する〆めの計算処理を示す。

上流側及び下流側の波数の差（ｈｐ　Ｂｐ　）は流体速
度に比例し、体積流量を得るための面積流量要素と結合
される。また、気体の場合はその音波数の差が重量流量
を得るために温度と圧力の測定値と結合される。従って
、本発明は高速応・答で高分解能の流体流量の情報を得
るために有用であり、かつ流体流量の広範囲なダイナミ
ックレンジにわたシ有用な音響流体流量の測定方法及び
装置を提供することは明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に従って構成され、動作される回路に
結合される流路内の変換器配置を示す略図、 第２図は、本発明による第１図の回路の一部のブロック
線図、 第３図は、第２図の回路により決定される位相ずれと測
定値との関係を示すグラフ図、及び 第４図は、第２図の回路の動作を示す一連の波形図； 第５図は、本発明によるコンピュータープログラム操作
を示すフローチャートである。 ＡＸＢ・・・変換器、 １０・・・流路、 １６・・・超音波駆動／分析回路、 １８・・・マイクロコンピュータ、 ２０・・・空気圧センサ、 ５０・・・クロック、 ５２・・・デイバイダ回路、 ５７・・・サイクルカウンタ、 ６０・・・アナログスイッチ、 ６６．６８・・・比較器、 ６９．７０・・・単安定マルチバイブレータ、７６・・
・フリップフロップ、 ８０・・・ＡＮＤゲート、 ９０・・・アップカウンタ／シフトレジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　交互に動作して音波の上流側及び下流側伝播を起
   こすことにより、多数の音響波長の音響経路を規定する
   ように流体流路に沿って互いに離開して配設される一対
   の音響変換器（Ａ、Ｂ）を有する流体流量測定装置にお
   ける流体流量の測定方法において、前記変換器（Ａ、Ｂ
   ）間の音波数の整数部の最も近い近似値を決定するため
   に上流側伝播の音響波経路における波長の数を十分正確
   に測定する過程と、音響経路の長さが上流側伝播の音波
   数の整数部を超える音波数の小数部を精度よく測定する
   過程と、上流側伝播において、前記変換器（Ａ、Ｂ）間
   の音波数の第１の精度よい値を得るために、前記測定値
   を合成する過程と、下流側伝播において、前記変換器（
   Ａ、Ｂ）間の音波数の第２の精度よい値を得るために、
   下流側伝播において対応する測定と合成を行う過程と、
   流体流量を示す音波数の差を決定するために前記第１の
   精度良い値から、前記第２の精度良い値を引く過程を含
   むことを特徴とする方法。 ２、特許請求の範囲第１項記載の方法において、 ２つの周波数の受信信号を発生させるように、音波の上
   流側及び下流側伝播を起こすために、前記変換器（Ａ、
   Ｂ）を第１の一波数信号（ｆｌｌ　）、続いて第１の周
   波数に近似した第２の周波数信号（ｆＬ）によって交互
   に動作させる過程と、各位相ずれ測定が所淀の伝播方向
   と周波数信号の方向において、各波長で各伝播方向にお
   ける高解像度の位相ずれ測定値を得るために動作信号と
   それに対応する受信信号間の位相ずれを測定する過程で
   あって、整数部を超える音響経路の長さを得るための小
   数部を示すことと、各伝播方向における前記第１及び第
   ２の周波数による前記位相ずれの測定値を比較すること
   により、各伝播方向における波長の小数部に対して正確
   な音響経路において波長の数を近似計算する過程と、上
   流０１υ及び下流側伝播の音響経路における波数の精度
   良い値を得るために、各方向の第１の周波数における前
   記位相ずれ値と、対応する方向の波長数の前記計算値を
   加算する過程と、前記最終の音波数の差を得るために２
   つの精度良い値の差を計算する過程とを含むことを特徴
   とする方法。 ３、特許請求の範囲第１項記載の方法において、 変換器の１つを第１の周波数で送信信号で付勢し、１方
   向に音響パルス列を発生し第１の周波数の受信信号を発
   生する他の変換器を駆動するように、前記変換器（Ａ。 Ｂ）間の伝播時間よりも長く持続する過程と：送信信号
   と受信信号間の位相ずれパルスをパルス単位で測定し、
   受信信号の安定化後に始まり、送信信号が存在する間持
   続する測定周期において位相ずれ測定値を累積し、以っ
   て、位相ずれの高分解能な測定値を発生する過程と；前
   記変換器（Ａ、　Ｂ）の送信変換器及び受信変換器とし
   ての役割を逆転し、位相ずれ測定＜Ｂｉｔ）を繰り返し
   、以って第１の周波数（ｆｎ）による上流側及び下流側
   音響信号伝播における位相ずれ測定値を得る過程と：両
   方向に、前記信号伝送と第１の周波数かられずかにはず
   れた第２の周波数（ｆＬ）による位相ずれ測定（ＡＬ、
   ＢＬ）とを繰り返す過程と；一方の伝播方向の変換器間
   の音波数の整数部及び音波数の小数部に比例する低分解
   能の値（Ａ、（）を得するために、他の周波数（ｆＬ）
   の位相ずれ測定値ＣＡＬ　）から、前記一方向の伝播方
   向の周波数の位相ずれ測定値（Ａ／／Ｊを引く過程と；
   変換器間の一方の伝播方向における音波数の第１の高分
   解能の代表値（ＡＰ）を得るために、同方向における低
   分解能の測定値（ＡＡ）と高分解能の測定値（ＡＬ）と
   を加算する過程と：両変換器間の他の伝播方向における
   音波数の第２の高分解能の代表値（ＢＰ）を得るために
   、その方向において測定するための前記減算及び加算を
   実行する過程と、流体流量を示す音波数の差を正確に決
   定するために、前記第２の代表値（ＢＰ）から第１の代
   表値を引く過程とを含むことを特徴とする方法。 ４、流路（１０）を横切る音響経路を決定するために、
   前記流路（１０）に沿って上流側及び下流側にそれぞれ
   離開して配設された一対の音響変換器を有し、前記音響
   経警が動作音響波長の数倍の長さを有しておシ、前記経
   路（１０）中ア流体流量測定をする音響流量測定装置に
   おいて、 第１の周波数と前記第１の周波数に近似した第２の周波
   数との間で変化する送信信号を発生する手段（５０，５
   ２，５１）と；前記変換器（Ａ、Ｂ）に送信信号を供給
   し、上流側及び下流側の音波信号を発生するために与え
   られた周波数において、交互にそれぞれの変換器を動作
   する手段（６０ンであって、その結果非動作時における
   各変換器からは受信信号が交互に発生されるものと、前
   記伝送信号経路と前記受信信号経路に接続され、各方向
   で各周波数により発生される信号間の高解像度な位相ず
   れ全測定し、対応する位相ずれ信号を発生する手段（６
   ６，６Ｂ、６９．７０．７６．８０．９０）と、前記位
   相ずれ信号を受信し、累積する、コンピュータ手段（１
   ８）とを含み、前記コンピュータ手段（１８）は、 ａ）上流側及び下流側変換器間のそれぞれの伝播方向に
   おける音波数を表わす数分ＩＷ能測定値を得るために、
   それぞれの方向における共なる周波数による位相ずれ信
   号を比較し、 ｂ）上流側及び下流側伝播の音響経路において高分解能
   な測定値を得るために、それぞれの方向の第１の周波数
   における前記位相ずれの測定値と、同方向の前記音波数
   の低分解能である計算値とを加算し、 Ｃ）上流側及び下流側方向の音響経路における音波数の
   高解像度値を計算し、その差が前記流体流量を表わすよ
   うにプログラムされていることを特徴とする音響波流量
   測定装置。 ５、特許請求の範囲第４項記載の音響波流量測定装置に
   おいて、 前記手段（６０）は、各周波数信号に応じ、音響経路の
   伝播時間よりも１長い時間、各変換器に送信信号を供給
   し、送信信号及び受信信号の経路に接続した手段（６６
   ，６８，６９，１０，７６，８０，９０）は前記信号間
   の位相ずれパルス単位で測定し各方向の各周波数におけ
   る測定時間の前記位相ずれ測定値を累積し、対応する高
   解像度は位相ずれ信号を発生する手段（９ｏ）を含むこ
   とを特徴とする装置。 ６、特許請求の範囲第４項記載の音響流量測定装置にお
   いて、 前記送信信号は高周波数Ｃｆ１ｌ）と前記高周波数とわ
   ずかにはずれた低周波数の間で変化し、前記送信信号及
   び受信信号経路に接続した手段（６６，６８，６９，７
   ０、Ｔ６．８０．９０）は上流側伝播における高周波及
   び低周波信号に対応する位相ずれ信号Ａ、とＡＬと、下
   流側伝播における高周波及び低周波信号に対応する位相
   ずれ信号ＢＩＩとＢＬ　を発生し、前記コンピュータ手
   段（１８〕は、それぞれの伝播方向の音響経路において
   、ある波長の小数部以内の音波数を表わす低解像度な値
   、ＡＡ＝　Ｋ＋　（ＡＨＡＬ）とＢ、　＝に、　（Ｂ、
   −ＢＬ）　（ここで、Ｋ、は定数）を得るために、それ
   ぞれの伝播方向における異なる周波数での位相ずれ信号
   を比較し、 ｂ）上流側及び下流側伝播方向の音響経路における音波
   数となる高解像度値ＡＰとＢＰをそれぞれ得るために、
   それぞれの伝播方向の一つの周波数信号における値に２
   Ａｚ　％に、ＢＬ（ここでに２は定数）とそれぞれに対
   応する同じ伝播方向の計算された低解像度音波数値ｋＡ
   −，ＢＡを加算し、 Ｃ）　上流側及び下流側の伝播方向の音響経路において
   、前記音波数の高解像度イ直の差（ＡｐＢｐ）を算出し
   、その差が流体流量速度に比例するようにプログラムさ
   れることを特徴とする装置。