JPS5862920A - 帯域分割フイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は帝緘分１１１フィルタ、特＃ＣＪＩｇの周波数
成分を含むアナログ人力信号を受け、このアナログ人力
信号から谷周波数成−分を、必要とする周波数帝械別に
ろ波し増出すことがｔ・きる帯域通過特性を有するｆＪ
Ｉ数のフィルタよ）なる帯域外１１フィルタに関する。

複数の周波数成分を含むアナログ人力信号の各周波数′
成分をそれぞれ別個に抽出し、入力信号の特徴を分析し
たり、また各Ｊ１波数ごとに出方として利用する場合に
は、入力信号を必＊、＝する周波赦帝埴ａｌにろ波して
と９出すた込の帯域分割フィルタが必！である。

従来、この徳の帯域分割フィルタは、アナログ人力信号
が含む各周波数成分ことに必要とする通過帯域特性をも
たせたｌＩ数４１１のアナログフィルタを組合せｌ使用
するか、もしく社人カ信号を低域ろ波器を介してＡ−Ｄ
コンバータにょ）デジタル化し、高速フーリエおよび高
速逆フーリエ演算をデジタル処理するデジタルフィルタ
によってろ波し、その出力をふた〜びＤ−Ａコンバータ
でアナログ化したのち、低域ろ波器を介して出力するデ
ジタルフィルタが利用されている〇 上記の帯域分割フィルタのうち、アナログフィルタは実
装する場合のスペース効率が悪く、またデジタルフィル
タでは処理速度も遅いという欠点がある。

また、電荷転送素子をアナログ遅延ラインとして利用し
トランスバーサルフィルタに構成したデバイスも広く使
はれているが、フィルタトシテの特性はデバイスごとに
固定のものであり、特に入力を複数の帯域通過特性、で
ろ波するような場合には、これらのデバイスをその都度
必要とτる数だけ多数組合せて並列使用しなければなら
ず、従って回路構成も複雑になり、実装上のスペース効
率も悪くなるという欠点がある０ 本発明の目的は上記欠点を除去し、実装上のスペース効
率が良く、処理速度も早い帯域分割フィルタを提供する
ことにある。

本発明のフィルタは、予め定めた周波数のクロックを発
生するクロック発生回路と、複畝段の蓄積素子を含み前
記クロックに応答して入力信号を前記蓄積素子に読み込
み一次次段の蓄積素子に転蓬する電荷転送素子と、この
電荷転送素子の所定段から読み出した複数個の出力の各
々に対して予め定め九重み係数を乗算する乗算器とこの
複数Ｉｎの乗算器の出力を７ＸＪメする加算器からなる
複数個の重み関数演算回路とを備えて構成される。

次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。第
１図は本発明の一実施例を示すブロック図である０電荷
転送デバイスｌは電荷転送電極を含んで構成されるＮｔ
ｄのアナログメモリＤ、　、　Ｄ、　。

Ｄｌ、・＝　Ｄｓ−ｔ　、ＤＮ　ｔ−有し、ＢＨＤ（バ
ク、ト　プリゲートデバイス、　Ｈｕｃｋｅｔ　Ｂｒｆ
ａｄｅ　ｆ）ｅｖｉｃｅ）　。

ＣＯＤ　（チャージ　カップルド　デバイｘ、Ｃｈａ−
ｒｇｅ　Ｃｏｕｐｌｅｄ　Ｄｅｖｉｃｅ）　、８ＣＦ（
スイｔｐｆド　キャパＶｆｉ　　７４ル／、８ｗ１ｔｃ
ｈｅｄＣａｐａｃｉｔｏｒｐｉ　ｌ　ｔｅｒ）　　等の
どの電荷転送デバイスを利用してもよく、仁れらがアナ
ログメモリとしで利用できること線よく知られている。

まえ、一般に電荷転送デバイスは、アナログ入力を一時
的にストアするためのキャパシタが各電荷転送電極ごと
に設けられ、さらにクロックパルスでテンプリングして
頑次各アナログメモリをシフトさ、せていくた・めの入
力シフトレジスタ回路、およびストアされ九データｔｍ
す、九めの出力シ７トレジスタ回−路等を有し、これら
がワンチップで構成されている１ものが多い。　　、複
数の周波数成分を含むアナログ入力信号１０１が電荷転
送デバイスｌに入力すると、クロック発生回路４の続込
みクロックパルス４０１によって電荷転送デバイス１０
円賦するシフトレジスタ回路によｎ＊次次ンプリングさ
れ、このサンプリングされたアナログ入力信号データは
、それぞれ独立したアナログメモリＤ、　、ｉ）、　、
　Ｄ、　、・・・ＤＮ−１，１）Ｍに読込みクロックパ
ルス４０１の繰返しの時系列で火成に連続的にストアさ
れ転送して行き、従り。

てアナログメモリＤ、、Ｉ）、、Ｄ、、・・・ＤＮ−１
，ＤＮの出力は、読込みクロックパルス４０１の繰返し
時間すつづれたサンプリング出力８１．８２．静、−。

８Ｎ−１，１９Ｎとして電荷転送デバイスｌの内蔵する
出力回路を介して外部Ｋｊ［ｌｊ出すことによってアナ
ログ遅延ラインとして動作する０前記内蔵する出力回路
も一般にはシフトレジスタ構成ト１ｋ−ｚてお９、クロ
ック発生回路４から出力される続出しチ゛−ロックハル
ス４０２で絖出すことができる。

上述したように、電荷転送デバイスｌはアナログ人力信
号１０１を受け、続込みクロックパルス４０１でサンプ
リングされた出力として内蔵するアナログメモリから取
出すことができるので、トランスバーサルフィルタ方式
による遅延ラインとして利用することができ、また電荷
転送デバイスｌは０近くから畝メガヘルツに互る広範囲
なサンプリングレートで動作し、さらに電荷転送デバイ
スを相互［４続して動作させることも可能であ多、広範
囲なダイナミックレンジを持つ多段遅ｉＡ５イン構成も
可能である。このような電荷転送デ、テ（イスを利用し
て、アナログ人力１１Ｍをサンブリざグし特定の遅延時
間Δｔを有するパ、ルス時系列として取出し帯域通過フ
ィルタとして構成する−ためには、入力するアナログ信
号を繰返し時間Δｔ（≦３４、ｆＮ、ｆＮは入力信号の
含む最高周波数）のす／ブリングパルスでサンプリング
し、電Ｉｆ１転送デバイス１の有するＮ個のアナログメ
モリよりなる遅延ラインを介してΔｔずつ順次遅延した
Ｎｉｌ！ｌの各サンプリング出力８１．８２．８３．・
・・８Ｎ−１，８Ｎを果め、それぞれのサンプリング出
力に対して谷帝埴通過フィルタの中心周波数を含む通過
帯域特性イ列 に対応して決定することができる重み係数に比４する量
の重みを、重み係数乗算器２Ａ、２Ｂ、−２Ｌによって
つけたうえ加算器３Ａ、３Ｂ、−３Ｌ　で加算し、負荷
とのイノピーダンス整合や必要とする増幅等を行う出力
回路５Ａ、５Ｂ、・・・５Ｌ　を介してｆ＊＊ｆ雪；”
・ｆＮの成分として出力すればよ−。前述したようにΔ
ｔがｆｔの２倍かそれ以上の−返し周波数のサンプリン
グレートモサンプリングすれば原波形を再現できること
は標本化足壇によりよく知られている・　　　　　　“
・ 重み関数゛演Ｊ！回路６Ａ、６Ｂ、−・・６Ｌのうち、
帯域分割フィルタを構成する各フィルタの畝ＬＫ等しい
１威のムみ係ＩＩＬ乗算器２Ａ、２Ｂ、−２１ａは、そ
れぞれ電荷転送デバイス１の各アナログメモリＤ１．Ｄ
、　、−ＤＩ−１、ＤＨからｔンフ１７　ン／信号８１
゜８２．８３．・−８Ｎ−ｘ、ＳＮを受けるとこれらに
対し−てフィルタの帝城通過ｍを形成するために必要な
重み係数乗算を行う。

たとえば、重み係数乗算ｋｚｈａ、中、心周波ａｆｓｔ
Ｄ帝域通過フィルタを形成する九めのＮ個の重み関数Ｈ
１１、）１１２　、ｎ１３　、ｗｅ　ＨＩＮ　を与える
Ｎ個の重み係数乗算器２Ａ−１、２Ａ−２、２Ａ−３、
−２Ａ−Ｎを有し、サンプリング信号８１．８２，８３
．−・８Ｎに対し前記の重み関数で重み付けを行う・ζ
〜で用いる重み関数Ｈ１１，Ｈ１２，Ｈ１３，・・Ｈｘ
Ｎは以下のようにして決定することができる・まず、実
現すべき帯域通過フィルタの周波数帯域特性を仮足し、
これｔフーリエ変換することによりこの７本ルタのイン
パルスレスポン゛スヲ計算する０”次にこのインパルス
・レスポンスの蛾初からΔｔおきの１ｌｉｔ求めて仁の
直を宜みｍ数Ｈ１ｌ、ｎ１２、ｎ１３．−４１Ｎとして
用−る。

仁の１４合、本実施例で実現すべき各フィルタは一般に
帯域通過フィルタである丸め、これに対するインパルス
レスポンスは、これらの帯域−過フィルタの中４Ｊ１１
４波数付近の周波数で減衰振動する振動成分を強く含ん
で−る０従うて、これから上述のようにしく導かれる重
み関数Ｈ１１，Ｈ１２，Ｈ１３、−ＢＩＮもその絶対値
がつぎつぎに変化するばか９でなく、その極性も正およ
び負の両方の符号をとる仁とになる。

このような重み関数を与えるための重み係叙乗算器２人
は、上述の各重み関数Ｈ１１，Ｈ１２，１１１３、−１
（ＩＮ　　ｔその利得および極性としてもつ個々の演算
増幅器２Ａ−１，，２人−２、２Ａ−３、−２Ａ−への
組として実現することができる。

あるいはまた、パッシブな抵抗回路網等により、それぞ
れの重みの絶対値を実現し、そのあとで正極性の重みを
もつべき出力群と、負極性の電みをもつべき出力群とを
それぞれ別個にまとめ、負極性をもつべき出力−は演算
増幅器により極性を反転してから正極性をもつべき出力
群と合成加算するという方法をとることにより実現する
こともできる。このような方法をとることにより、必要
とする演算項４器の数を大幅に減する仁とができる。

こうしてｆ、を中心周波数とする帯域通過フィルタ金実
現することができるが、本実施例に上れば、これと帯域
通過轡性の異る第２．第３．・−第４の帯域通過フィル
タも同じ電荷転送デバイス１からめ出力を用−いて、上
述の第１の帯域通過フィルタと全く同様にして、重み関
数１ｉ２１．ｎ２２，１ｉ２３．−−Ｈ２Ｎ、・・・、
ＨＬｌ、）ｌＬ２．ＨＬ３．・・、ＨＬ、Ｎを決定し、
これらを重み係数乗算器２Ｂ、−２Ｌに与え、これと加
算器３Ｂ、・・・３Ｌとよりなる重み関数演算−路６Ｂ
、・・・６Ｌと出力回路Ｓ　Ｂ−、−５Ｌとを組合せで
複−畝の帯域通過フィルタを１つ帯域通過フィルタを実
現することができる。

なお、上述の実施例で拡、重み関数の数Ｎはすべてのｆ
城通過フィルタに対して同一の値を用いたが、この１４
関数の数は帯域通過フィルタのインパルスレスポンスの
時間軸上の長さとどれほど良くそれを近似するかの程度
によって異る。インパルスレスポンスは帯域通過フィル
タの帯域＠に反比例して時間軸上で長くなるので、狭い
帯域をもつ帯域通過フィルタを忠実に実現する場合には
、重み関数の数を多くしなければならない。従って、必
要に応じて各フィルタごとにこの重み関数の数を変えて
もよい。

また上述の実施例では、重み関数を決定するために、最
初に各帯域通過フィルタの帯域通過特性を仮定して与え
、これをフーリエ変換を用いて時間軸上のインパルスレ
スポンスに変換し、さらに仁れをΔｔおきにサンプリン
グすることにより求め喪が、これとは別の“一点に立つ
て最初から時間軸上で所望の特性をもつ関数としてこの
イン／（ルスレスポンスを与えることもできるＯたとえ
ば、入力信号の含むある周波数成分を堆出すために、そ
の周波値成分の訳が入力し九場合にそれらの波の成分が
できるかぎり同相で加え合わさるようにイ、パｋＡＶユ
ポプｖ決オレ、Ｃゎ、重み関数おして使用する仁ともで
きる０ あるいはまた、ある帯域周波ａｖＩ性に相当する一組の
適当な重み関数を決定し、他の各帯域通過フィルタにこ
の同一の重み関数を用いることもできる。これにより、
各帯域フィルタは中心周波数が異なる、比帯域の同一な
相似形の帯域通過特性ｒもつフィルタとして実現するこ
とができる０仁の場合には、各帯域通過フィルタの中心
周波数を変えるために、特定の帯域通過フイルノのイン
パルスレスボタ腎対するサンプリング間隔（〕ｔｓ）を
各帯域通過フィルタの中心周波数に反比例するように選
ぶ必要がある。各帯域フィルタに対するこのよりな槽々
の異なるサンプリング間隔を電荷転送デバイスｌの出力
点から選べるようにする丸めには、電荷転送デバイスｌ
自身Ｏサンプリング間隔Δｔはこれらの谷のサンプリン
グ間罎ノｔ−の整数分の１になっていなければならな匹
ので、このサンプリング周波数は入力信号の最高周波数
成分の２倍で決定さ些るサンプリング周液数よりも充分
旙（遺ぶ必ｌ！−ある〇 上述しえような方法のうちのいずれを−とるかは、葡域
分−フィルタの使用目的またはハードフェア構成上のＩ
！利さから適当に選択することができる。

以上説明したように本発明によれば、電荷転送デバイス
のアナログメモリを遅延ラインとし、別に独立し九複数
の重み関数演算回路を備えるという簡単な回蹄構成によ
シ、アナ筒グフィルタにくらべて実装する場合のスペー
ス効率を大幅に改善し、デジタルフィルタよりも本質的
に処理速度を向上させ、また帯域通過特性も自由に設定
できる帯域分割フィルタを構成することができるという
効果がある０

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である０ １−−−−−−電荷転送デバイス、２人、、２Ｂ、−・
・２Ｌ・・・・・・重み係数乗算器、３Ａ、３Ｂ、−７
３Ｌ−・−・・・加算器、４・・・−・り９．ツタ発生
回路、５Ａ、５Ｂ、−・５Ｌ・・・・・・出力回路、６
Ａ、６Ｂ、−６Ｌ・・・・・・恵み関数演算回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 予め定めた周波数のクロックを発生するクロック発生回
   路と、複数段の蓄積素子を含み前記クロックに応答して
   入力信号を前記蓄積素子ＶｃＩｔｌｔみ込み順次次段の
   蓄積素子に転送する電荷転送素子と、この電荷転送素子
   の所定段から読み出した４１Ｗ！１個の出力の各々に対
   して予め定めた重み係数を乗算する乗算器とこの複数個
   の乗算器の出力を加算する加算器力！らなる複数個の重
   みｍ値演算回路とを備え、この複数個の重み関数演′＃
   回路のそれぞれの各乗算器に与える重み係数を、□６重
   み関数演算囲路に対応した帯域特性で定まる係数とした
   ことを％値とする櫂域分割フィルタ０