JPS5851695B2 - デ−タ伝送システム用受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、搬送波の両側波帯直角変調によって得られる
チャンネル信号の形態のアーク信号が伝送され、かつ同
期期間と、データ受信装置において局部発振器の初期同
期および適応形等化器の適正な予備調整を行うための前
記同期期間に直ちに後続する準備期間（本明細書での便
宜上の名称）とを含む同期系列がデータ信号に先立って
伝送されるデータ伝送システムにおけるデータ受信に当
り、同期期間の際のチャンネル信号のスペクトルが搬送
波周波数ｆｃにおけるスペクトル線および搬送波周波数
ｆｃに対し対称位置にある２個のスペクトル線から成り
、準備期間の際このスペクトルが、同期期間の際の搬送
波周波数ｆｃの位相とは反対の位相を有する搬送波周波
数ｆｃにおけるスペクトル線および搬送波周波数ｆｃに
対し対称位置にある多数のスペクトル線から成り、前記
受信装置が該受信装置の入力端子に結合した検出回路を
備え、前記検出回路が、第１の値から始り同期期間の受
信に当り第２の値となり、準備期間および後続データ信
号の受信に当り再び第１の値となる出力信号を発生する
データ伝送システム用受信装置に関するものである。

ここで両側波帯直角搬送波変調は、多相位相偏移変調、
直角振幅変調、並に振幅偏移および位相偏移複合変調の
如き既知の変調技術のクラスを示す。

この種の受信装置においては多数のスイッチング動作の
ために前記検出回路の出力信号を使用する。

この出力信号の第１の値から第２の値への遷移を利用し
て特に搬送波再生用の位相同期ループを一層小さい雑音
帯域に切替え、局部クロック信号発生器の迅速な初期位
相同期を行う一方、この出力信号の第２の値から第１の
値への遷移を利用して特に適応形等化器をその作動状態
ならしめるようにする。

準備期間は同期期間に直ちに後続し、かつ振幅および位
相の値の異なる２つの搬送波信号を以て構成され、これ
ら２つの搬送波信号は不規則に変化する順序で生ずる。

しかし準備期間の開始端は前記２つの搬送波信号のうち
所定の一方の搬送波信号で構成される。

従って適応形等化器の適正かつ迅速なプリセットを達成
するためには、この等化量を適正瞬時に作動状態ならし
めることが必要である。

従来の同期期間および準備期間の検出方法では、同期期
間に際しては受信したチャンネル信号のエネルギーが主
として搬送波周波数ｆｃのスペクトル成分およびこれに
対称な２つのスペクトル成分に分配され、一方準備期間
およびこれに後続してデータ信号を受信する際には受信
したチャンネル信号のエネルギーが全周波数帯域にわた
り分配されるという事実を利用している。

帯域通過フィルタを使用し、その通過帯域を適切に選定
してこのフィルタを通過するエネルギーが同期期間に際
しては極めて小さく、準備期間が開始されると直ちに著
しく増大するようにした場合には、簡単なエネルギー測
定および比較によって同期期間の受信および同期期間か
ら準備期間への遷移を決定することができる。

しかしエネルギー測定を基礎とするこの従来の方法は、
帯域通過フィルタが同期期間から準備期間への遷移に十
分迅速には追従できないのでいわゆる遷移現象が導入さ
れ、これが遷移発生瞬時がある遅延時間後に検出される
原因になるという欠点を有する。

更にこの従来の検出方法は周波数と共に増大する伝送路
減衰に敏感なので、検出回路を細心の注意を払って調整
する必要があるという欠点を有する。

本発明の目的は、データ受信装置の入力端子に結合した
検出回路を有し、前記欠点を除去する上述した種類の受
信装置を提供するにある。

そこで本発明の受信装置は、前記検出回路に、搬送波周
波数ｆｃにおけるチャンネル信号成分を選択する帯域通
過フィルタと、前記帯域通過フィルタに接続され前記チ
ャンネル信号成分の電文さ時に出力パルスを発生する電
文さ検出器と、前記電文さ検出器に接続され第１および
第２出力端を有し、前記電文さ検出器の順次の出力パル
スのパルス間隔を測定し、測定したパルス間隔の長さが
所定範囲内の場合にその都度前記第１出力端にパルスを
発生し、測定したパルス間隔の長さが前記所定範囲内に
ない場合にその都度前記第２出力端にパルスを発生する
パルス間隔測定装置と、前記パルス間隔測定装置の前記
第１および第２出力端に接続したパルスパターン分析装
置とを設け、前記パルスパターン分析装置は前記第１の
値の出力信号を発生し、前記第１の値の出力信号は前記
パルス間隔測定装置の前記第１出力端に所定パターンの
逐次パルスが少くとも１回生じた後に前記第２の値とな
り、前記パルス間隔測定装置の前記第２出力端における
パルスに応答して再び前記第１の値となるよう構成した
ことを特徴とする。

本発明においては、帯域通過フィルタによって選択され
る搬送波成分子ｃの位相反転に起因して準備期間の際に
選択された搬送波成分が先行する同期期間の際には存在
しない著しい位相変動を示すから、準備期間が開始され
る瞬時を極めて正確に決定することができる。

図面につき本発明を説明する。

第１図において数字１は、チャンネル信号の形態で送信
されかつ搬送波の両側波帯直角変調によって得られるデ
ータ信号を受信する受信装置を示す。

チャンネル信号は帯域通過フィルタ２を介して受信装置
１に供給し、帯域通過フィルタ２の通過帯域は、第２図
に示すように、１８００Ｈｚの搬送波周波数ｆｃに対し
４５０Ｈｚから３１５０Ｈｚにわたる。

データ信号の受信に当り搬送波同期およびビット同期並
に所要の等化は受信データ信号から導出した信号を介し
て行われる。

しかしかかる信号は、データ信号の受信に先立って搬送
波発生用局部発振器およびクロック信号発生器の初期同
期並に適応形等化器３の適正プリセットまたは事前調整
を受信装置において行わなければ導出することができな
い。

これらを行う目的のためデータ信号に先立って、それぞ
れ前記初期同期および等化量の事前調整が行われる同期
期間およびこれに直接隣接する準備期間を含む同期系列
または同期シーケンスを送信するのが普通である。

同期期間に際しては受信されるチャンネル信号の線スペ
クトルは、第３図に示すように、搬送波周波数ｆ ｃ＝
１８００Ｈｚにおけるスペクトル線と、ｆｃに対し対
称に位置する周波数６００Ｈｚおよび３０００Ｈｚにお
ける２個のスペクトル線とからなり、一方準備期間に際
してはこのスペクトルは、第４図に示すように、同期期
間の際における搬送波周波数ｆｃの位相と反対位相で搬
送波周波数ｆｃ＝１８００Ｈｚにおけるスペクトル線と
、ｆｃに対し対称位置にある極めて多数のスペクトル線
とからなる。

適応形等化器３の適切な事前調整を達成するには、更に
、等化作用を適正瞬時即ち準備期間が始ると直ちに開始
することが必要である。

この目的のため受信装置に同期系列検出回路４を設け、
この検出回路４は受信装置１の入力端子５に接続されか
つ出力信号を発生し、この出力信号は第１の値から始り
同期期間の受信に当り第２の値となり、準備期間および
後続するデータ信号の受信に当り再び第１の値となる。

前記第２の値の出力信号をリード線６を介し適応形等化
器３に起動信号として供給する。

本発明においては前記検出回路４に、搬送波周波数ｆｃ
におけるチャンネル信号成分を選択する帯域通過フィル
タ７と、このフィルタ７に接続され、前記チャンネル信
号成分が零点と交さするとき出力パルスを発生する電文
さ検出器８と、電文さ検出器８に接続され、第１および
第２出力端子１０および１１を有するパルス間隔測定装
置９と、このパルス間隔測定装置９の第１および第２出
力端子１０および１１に接続したパルスパターン分析装
置１２とを設ける。

かかる構成の検出回路４により、準備期間の開始時と正
確に一致する適応形等化器起動信号が得られ、パルス間
隔測定装置９は電文さ検出器８の順次の出力パルスの間
の間隔を測定し、測定したパルス間隔の長さが所定範囲
内にあればその都度第１出力端子１０にパルスを発生し
、測定したパルス間隔の長さが前記所定範囲外であれば
その都度第２出力端子１１にパルスを発生し、パルスパ
ターン分析装置１２は前記第１の値の出力信号を発生し
、この第１の値の出力信号はパルス間隔測定装置９の第
１出力端子１０に所定パターンの逐次パルスが少くとも
１度生じ後に前記第２の値となり、パルス間隔測定装置
９の第２出力端子１１にパルスが発生するとこれに応動
して再び第１の値となる。

検出回路４の実施例の詳細なブロック図を第６図に示し
、第６図において第１図と対応する部分は同一数字で示
す。

第６図に示した検出回路も、受信装置１の入力端子５に
結合した帯域通過フィルタＩと、このフィルタ７に接続
した電文さ検出器８と、この電文さ検出器８に接続され
かつ第１および第２出力端子１０および１１を有するパ
ルス間隔測定装置９と、これら出力端子１０および１１
に接続したパルスパターン分析装置１２とを備えている
。

帯域通過フィルタ７は１８００Ｈｚの搬送波周波数成分
子ｃの両側で狭い帯域を選択するため第５図に示すよう
なフィルタ特性を有する。

このフィルタ７の出力端子に接続する電文さ検出器８は
、スライサ１３およびこれに接続した微分回路１４で構
成する。

パルス間隔測定装置９はディジタルカウンタ１５を備え
、ディジタルカウンタ１５は計数パルスを供給される第
１入力端子１６と、電文さ検出器８から遅延回路１８を
介し正の電文さパルスをリセットパルスとして供給され
る第２入力端子１７を有する。

更に、ディジタルカウンタ１５にデコーダ１９を接続し
、デコーダ１９は計数範囲を制御し、計数値が前記計数
範囲内にある場合、この計数値において前記計数範囲内
にある部分の大きさによって決まる持続時間を有する出
力パルスを送出する。

更にパルス間隔測定装置９は前記第１および第２出力端
子１０および１１を備え、これら出力端子は２個のＡＮ
Ｄゲート２０および２１の出力端子で構成し、ＡＮＤゲ
ート２０はデコーダ１９の出力端子に直接接続しかつＡ
ＮＤゲート２１はインバータ２２を介しデコーダ１９の
出力端子に接続し、更にこれらＡＮＤゲート２０および
２１に電文さ検出器８から正の電文さパルスを供給する
。

パルス間隔測定装置９の第１および第２出力端子１０お
よび１１に接続したパルスパターン分析装置１２はディ
ジクルカウンタ２３を備え、ディジタルカウンタ２３は
パルス間隔測定装置９の第１出力端子１０に生ずる出力
パルスを計数パルスとして供給される第１入力端子２４
と、カウンタ２３をその起動位置にリセットするための
第２入力端子２５とを有する。

更に、ディジタルカウンタ２３にデコーダ２６を接続し
、デコーダ２６は所定数の連続計数パルスからなる所定
パターンのパルスが計数された場合に出力パルスを送出
する。

デコーダ２６に双安定回路２７を接続し、この双安定回
路２７は検出回路４が休止状態の場合第１安定状態にあ
り、デコーダ２６の出力パルスにより第２安定状態にセ
ットされ、パルス間隔測定装置９の第２出力端子１１に
生ずる出力パルスに応動して再び第１安定状態にリセッ
トされる。

パルス間隔測定装置９の第２出力端子１１に生じた出力
パルスはリセットパルスとしてディジクルカウンタ２３
の第２入力端子２５にも供給する。

次に本例の同期系列検出回路の動作を第７図Ａ〜Ｇの波
形図につき説明する。

休止状態即ちチャンネル信号が受信されない場合には、
カウンタ２３悌６図）は零状態にあり、双安定回路２７
は第１安定状態にあり、その出力端子２８に生ずる信号
は第７図Ｇに示すように第１の値（低レベル）を有する
。

データ信号の受信に先立ち同期系列を受信した場合、チ
ャンネル信号の線スペクトルは、帯域通過フィルタ７に
よって選択されかつスライサ１３に供給される搬送波周
波数ｆ □＝１８００Ｈｚにおける線スペクトルを含ん
でいる。

その場合第７図Ａに示した長方形信号がスライサ１３の
出力端子に発生する。

この長方形信号が微分回路１４に供給される。

微分回路１４の出力端子には第７図Ｂに示した電文さパ
ルスが生じ、このパルスは第７図Ａに示した長方形パル
スの後縁と一致する。

この電文さパルスは遅延回路１８に供給して第７図Ｃに
示すように僅かな遅延τを導入する。

このように遅延した電文さパルスを、入力端子１；・６
に供給される計数パルスを計数するディジタルカウンタ
１５ヘリセツトパルスとして供給する。

リセットされる以前においてカウンタ１５の到達した計
ｉ値は、順次のリセットパルスの間のパルス間隔の目安
となり、従って帯域通過フィルタ７により選択された搬
送波周波数ｆｃの信号の１周期における持続時間の目安
となる。

カウンタ１５に接続したデコーダ１９は計数範囲を監視
し、第７図りに示した出力パルスを送出し、この出力パ
ルスの持続時間は当該計数値において前記計数範囲内に
入る部分の大きさによって決まる。

前記計数範囲の値を適切に選定して、同期期間の受信に
際しては周波数オフセット、位相ジッタおよび雑音の影
響にも拘らず搬送波周波数ｆｃの順次の信号の順次の周
期における持続時間を示す計数値が常にこの計数範囲内
に入るようにし、一方準備期間の受信に際してはこの受
信に際して起る大きい位相変動に起因して前記計数値が
常にこの計数範囲外の値となるようにする。

パルス間隔測定装置９においては微分回路１４の出力端
子に生ずる第７図Ｂに示した電文さパルスを２個のＡＮ
Ｄゲート２０および２１に供給する。

ＡＮＤゲート２０はその制御入力端子に供給されるデコ
ーダ１９の出力パルス（第７図Ｄ）の持続時間の間作動
可能状態になる。

ＡＮＤゲート２１はＡＮＤゲート２０が作動可能状態で
はないときに作動可能状態になる。

カウンタ１５に供給される第７図Ｃに示したリセットパ
ルスは電文さパルス（第７図Ｂ）に対し若干遅延されて
おり、かかるパルスはカウンタ１５によって測定するパ
ルス間隔が計数範囲内にある場合その都度ＡＮＤゲート
２０を介して転送される。

電文さパルスは測定したパルス間隔が前記計数範囲外に
ある場合その都度ＡＮＤゲート２１を介して転送される
。

ＡＮＤゲート２０を介して転送された電文さパルスを第
７図Ｅに示し、ＡＮＤゲート２１を介して転送された電
文さパルスを第７図Ｆに示す。

同期期間に当りスライサ１３の出力端子に生ずる第１周
期の長方形信号（第７図Ａ）の持続時間は帯域通過フィ
ルタ２および７の過渡現象により延長され、測定したパ
ルス間隔て計数範囲外の長さとなるから、第７図Ｆに示
した電文さパルスの第１パルスが発生する。

第７図Ｆに示した電文さパルスの形態のこの第１パルス
はリセットパルスとしてカウンタ２３および双安定回路
２７に供給されるが、カウンタ２３および双安定回路２
７は既に休止状態にあるのでこれは何等影響を及ぼさな
い。

準備期間の受信およびこれに後続するデータ信号の受信
に当り測定された各周期の持続時間は偶発的に計数範囲
内に入ることがあり、かつ同期期間の受信は確実に決定
されなければならないので、決定の基準として、パルス
間隔測定装置９の第１出力端子１０に逐次発生する所定
数（例えば２４個）のパルスをカウンタ２３によって計
数することが必要である。

このカウンタ２３が決定基準として用いる所定数の逐次
パルスを計数すると直ちに、カウンタ２３に接続したデ
コーダ２６が出力パルスを発生し、この出力パルスによ
り双安定回り路２７が他方の安定状態に切替えられ、そ
の場合出力端子２８に生ずる第７図Ｇに示した出力信号
はその第１の値（低レベル）から第２の値（高レベル）
となり、パルス間隔測定装置９の第２出力端子１１に生
ずるパルスの指令に応答して再び第１の値になる。

出力端子２８における出力信号が第１の値（低レベル）
から第２の値（高レベル）へ切替えられることにより同
期期間の受信が指示され、この出力信号が第２の値（高
レベル）から第１の値（低レベル）へ切替えられること
により同期期間に後続する準備期間の受信が指示される
。

帯域通過フィルタ７によって選択された搬送波周波数ｆ
ｃの信号は同期期間に後続する準備期間の開始時に直ち
にその位相を急激に反転し、フィルタ２および７はこの
急激な位相反転に直ちには追随できず、その結果スラ１
す１３の出力端子に生ずる長方形信号およびこれから導
出した電文さパルスにおいて著しい位相変動が生ずる。

従ってカウンタ１５を介して測定するパルス間隔が準備
期間の開始時に直ちに計数範囲外の長さとなり、その結
果パルス間隔測定装置９の第２出力端子１１に出力パル
スが生じ、この出力パルスはリセット指令としてカウン
タ２３および双安定回路２γに供給される。

従って双安定回路２γはその第１安定状態に復帰し、そ
の結果出力端子２８に生ずる第７図Ｇに示した出力信号
は第２の値（高レベル）から第１の値（低レベル）に復
帰する。

リセット指令は一回のパルス間隔測定後、特に準備期間
の開始時に既にパルス間隔測定装置９の第２出力端子１
１に発生しているので、双安定回路２７の出力信号が第
２の値（高レベル）から第１の値（低レベル）に変化す
る瞬時により、準備期間の開始される瞬時が極めて正確
に指示される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の受信装置の概要を示すブロック図、第
２，３，４，５図は本発明の作動説明図、第６図は第１
図の検出回路の実施例を示すブロック図、第７図Ａ−Ｇ
は第６図の作動説明図である。 １・・・・・・受信装置、２，７・・・・・・帯域通過
フィルタ、３・・・・・・適応形等化器、４・・・・・
・検出回路、５・・・・・・受信装置１の入力端子、８
・・・・・・電文さ検出器、９・・・・・・パルス間隔
測定装置、１２・・・・・・パルスパターン分析装置、
１３・・・・・・スライサ、１４・・・・・・微分回路
、１５．２３・・・・・・ディジタルカウンタ、１８・
・・・・・遅延回路、１９，２６・・・・・・デコーダ
、２７・・・・・・双安定回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 搬送波の両側波帯直角変調によって得られるチャン
   ネル信号の形態のデータ信号が伝送され、かつ同期期間
   と、データ受信装置において局部発振器の初期同期およ
   び適応形等化器の適正な予備調整を行うための前記同期
   期間に直ちに後続する準備期間とを含む同期系列がデー
   タ信号に先立って伝送されるデータ伝送システムにおけ
   るデータ受信に当り、同期期間の際のチャンネル信号の
   スペクトルが搬送波周波数ｆｃにおけるスペクトル線お
   よび搬送波周波数ｆ（３に対し対称位置にある２個のス
   ペクトル線から成り、準備期間の際前記スペクトルが、
   同期期間の際の搬送波周波数ｆｃの位相とは反対の位相
   を有する搬送波周波数ｆｃにおけるスペクトル線および
   搬送波周波数ｆｃに対し対称位置にある多数のスペクト
   ル線から成り、前記受信装置が該受信装置の入力端子に
   結合した検出回路を備え、前記検出回路が、第１の値か
   ら始り同期期間の受信に当り第２の値となり、準備期間
   および後続データ信号の受信に当り再び第１の値となる
   出力信号を発生するデータ伝送システム用受信装置にお
   いて、前記検出回路に、搬送波周波数ｆｃにおけるチャ
   ンネル信号成分を選択する帯域通過フィルタと、前記帯
   域通過フィルタに接続され前記チャンネル信号成分の零
   交さ時に出力パルスを発生する零交さ検出器と、前記零
   交さ検出器に接続され第１および第２出力端を有し、前
   記零交さ検出器の順次の出力パルスのパルス間隔を測定
   し、測定したパルス間隔の長さ力５所定範囲内の場合に
   その都度前記第１出力端にパルスを発生し、測定したパ
   ルス間隔の長さが前記所定範囲内にない場合にその都度
   前記第２出力端にパルスを発生するパルス間隔測定装置
   と、前記パルス間隔測定装置の前記第１および第２出力
   端に接続したパルスパターン分析装置とを設け、前記パ
   ルスパターン分析装置は前記第１の値の出力信号を発生
   し、前記第１の値の出力信号は前記パルス間隔測定装置
   の前記第１出力端に所定パターンの逐次パルスが少くと
   も１回生じた後に前記第２の値となり、前記パルス間隔
   測定装置の前記第２出力端におけるパルスに応答して再
   び前記第１の値となるよう構成したことを特徴とするデ
   ータ伝送システム用受信装置。 ２ 前記零交さ検出器に、済波されたチャンネル信号を
   供給されるスライサと、前記スライサの出力端子に接続
   され零交さパルスを導出する微分回路を設けたことを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の受信装置。 ３ 前記パルス間隔測定装置に、計数パルスを供給され
   る第１入力端子および零交さパルスを遅延回路を介しリ
   セットパルスとして供給される第２入力端子を有するデ
   ィジタルカウンタと、前記デイジタルカウンタに接続さ
   れ、所定計数範囲につき監視を行い、計数値が前記計数
   範囲内にあるかまたは前記計数範囲を越えた場合に出力
   パルスを発生するデコーダとを設け、前記出力パルスの
   持続時間は計数値において前記計数範囲内に入る部分の
   大きさによって決めるようにし、前記パルス間隔測定装
   置の第１および第２出力端を第１および第２ＡＮＤゲー
   トで構成し、前記第１ ＡＮＤゲー°トを前記デコーダ
   の出力端子に直接接続しかつ前記第２ＡＮＤゲートをイ
   ンバータを介して前記デコーダの出力端子に接続し、更
   に前記第１および第２ＡＮＤゲートに前記電文さ検出器
   から電文さパルスを供給するよう構成したことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の受信装置。 ４ 前記パルスパターン分析装置に、前記パルス間隔測
   定装置の前記第１出力端に生ずる出力パルスを供給され
   る第１入力端子、および初期位置にリセットするための
   第２入力端子を有するディジタルカウンタと、前記ディ
   ジタルカウンタに接続され、所定パターンの逐次パルス
   を計数した場合に出力パルスを発生するデコーダと、前
   記デコーダに接続さ札前記デコーダの出力パルスにより
   一方の安定状態に設定され、前記パルス間隔測定装置の
   前記第２出力端に生ずる出力パルスにより他方の安定状
   態に設定される双安定回路を設けたことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の受信装置。