JPS5831876B2 - 移動目標体表示レ−ダ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は移動体表示用レーダ装置に関し、とくに建物
や起伏ある地形などに起因するグラウンドクラックだけ
でなく海」−の波や渡り鳥の大集団や雨雲などに起因す
る移動クラックをも除去して移動目標体（以下ターゲッ
トという）からの反射信号だけを検出表示できるととも
にレンジ方向相対速度が零に近いターゲットをも表示で
き航空管制その他用途に適したこの種のレーダ装置に関
する。

この発明のレーダ装置の用途は後述のとおり航空管制に
限られないが、その分野において最も著しい効果をもた
らすので以下の説明は主としてこの分野との関連におい
て行なう。

レーダ探索空間のパルス走査により得られるレーダ信号
から静止物体反射成分すなわちグラウンドクラッタを除
去してターゲット反射成分だけをレーダ表示装置に導く
ための信号処理手法はＭＴＩ消去法として知られ、この
分野で一般的に広く使われてきた。

ＭＴＩ消去回路は遅延回路と減算回路との組合わせから
成り、いわゆる櫛状濾波特性を有する。

グラウンドクラックはレーダ走査パルス繰返し周波数に
対応する一定周波数間隔の周波数スペクトラム成分をも
つので、この櫛状濾波特性により実質的に除去される。

しかしながら、ＭＴ■消去回路は、レーダ装置を中心と
する円の接線方向に移動する航空機などのようにドツプ
ラ速度成分が零かまたはそれに近いターゲットからの反
射信号をグラウンドクラッタとともに消去してしまい、
そのために所望のターゲット表示が不可能になる。

すなわち、従来のＭＴＩ消去回路ではいわゆるブライン
ドスピードの問題が避けられない。

また、ＭＴ■消去回路ではドツプラ速度成分をもつ移動
クラッタが除去できず、それら反射波がレーダ表示装置
に表示され、所望のクーゲットの表示を不明確にする。

このようなドツプラ速度成分を有する移動体の代表的な
例は海上に生ずる波浪であり、それに起因する妨害反射
波成分は海クラッタ（ｓｅａ ｃｌｕｔｔｅｒ ）と
呼ばれている。

海クラックは秒速数メートルのドツプラ速度成分をもち
、グラウンドクラッタと同様に、その分布はごく近い距
離から数十キロメートルの広範囲に及ぶので、その影響
は太きい。

上述の海クラックのほかに、渡り鳥や昆虫の大集団に起
因するエンジェル°エコー（ａｎｇｅｌ ｅｃｈｏ）や
降雨・雨雲に起因する天候クラック（ｗｅａｔｈｅｒｃ
ｌｕｔｔｅｒ ）などの移動クラックがあり、これらク
ラックが航空管制レーダ網に深刻な影響を与えるので、
近年ますます混雑の度を高めてきた空の交通の安全確保
のためにクラック除去技術の改良が強く求められてきた
。

この要求に応じて提案されたものにＬｏｇ−ＣＦＡＲ（
Ｌｏｇａｒｉｔｈｍｉｃ Ｃｏｎ５ｔａｎｔ Ｆａｌｓ
ｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ ）技術がある（この技術の
詳細についてはＶ、Ｇ。

ＨａｎｓｅｎおよびＨ−Ｒ，、Ｗａｒｄ共著の論文”
Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ
ｔｈｅ Ｃｅ１ｌ ＡｖｅｒａｇｉｎｇＬｏｇ／ＣＦ
ＡＲＲｅｃｅｉｖｅｒ″、 ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏ
ｆＡＥＳ、ＡＥＳ−８，ｐ、６４８．１９７２参照）。

この技術は海クラックや天候クラックの振幅分布がＲａ
ｙｌｅｉｇｈ分布を示すことを利用し、対数増幅器とＣ
ＦＡＲ回路との組合わせによってこれらクラック成分を
受信機固有の雑音と同程度のレベルまで抑えることがで
きる。

しかし、このＬｏｇ−ＣＦＡＲ技術では、ターゲット信
号レベルが上記移動クラックレベルよりも大きくない場
合は、ターゲット検出が不可能になる。

同様な移動クラッタ除去技術として、いわゆるクラッタ
ロッキング技術がある（詳細についてはＦ−Ｅ−Ｎａｔ
ｈａｓｏｎ著の技術書”Ｒａｄａｒ ＤｅｓｉｇｎＰｒ
ｉｎｃｉｐｌｅｓ 、 ｌ）−３２７−３２８＋ Ｍｃ
ＧｒａｗＨｉｌｌ、１９６９参照）。

しかし、この技術では、除去すべきクラッタが二つ以上
の種類のものを含み、しかも両者間のドツプラ速度成分
の差や方位方向ひろがりの差が大きい場合は十分なりラ
ツタ除去効果が得られない。

しかも、クラック除去対象空間からのクラックが全くな
く大振幅ターゲット信号だけが存在する場合は、そのタ
ーゲット信号までも消去されてしまう場合がある。

Ｌｏｇ−ＤＦＡＲ技術およびクラック・ロッキング技術
における上述のような困難な信号処理がすべて時間領域
において行なわれていることから来ている。

同じ理由から、上述のクラッタ除去技術では、レーダ装
置からほぼ等しい距離に存在しドツプラ速度の互いに異
なる複数のターゲットをドツプラ速度ごとに分けて検出
することは不可能である。

この困難を克服するには周波数域におけるレーダ信号実
時間処理が必要である。

そのためには、レーダ受信信号のフーリエ変換により種
々のクラック成分およびターゲット信号を周波数域で互
いに分離し、それら成分をそれぞれ処理する動作を実時
間で行なわなければならない。

そのための高速フーリエ変換アルゴリズム（Ｊ −Ｗ−
Ｃｏｏ ｌｅｙおよびＪ−Ｗ−Ｔｕｒｋｅｙ共著”Ａｎ
Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒｔｈｅ Ｍａｃｈｉｎ
ｅ Ｃａ１ｃｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｏｍｐｌｅｘ
Ｆｏｕｒｉｅｒ ５ｅｒｉｅｓ ″、 Ｍａｔｈｅｍａ
ｔｉｃｓ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ 。

ｐ、 ２５７−３０１ 、Ａｐｒｉｌ １９６５参照
）を実行するハードウェアの小型化実用化が最近のＬＳ
Ｉの進歩により可能になってきており、上記実時間処理
の応用は今後さらに発展するものと期待されている。

しかし、レーダ信号をフーリエ変換していくつかのドツ
プラ速度群に分類したたけではターゲット信号の分離検
出は不可能である。

周波数領域でターゲットをクラッタから分離検出して表
示できるレーダ装置として、米国ＭＩＴのＣ−Ｅ、 Ｍ
ｕｅｈｅらはＭＴＤ （Ｍｏｖｉｎｇ ＴａｒｇｅｔＤ
ｅｔｅｃｔｏｒ ）を提案した（詳細についてはＣ，Ｅ
。

Ｍｕｅｈｅ著”Ｉ）ｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒ
ｏｃｅｓｓｏｒ ｆｏｒＡｉｒ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｏ
ｎｔｒｏｌ Ｒａｄａｒｓ″、 ＩＥＥＥＮＥＲＥＭ
’７４ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ、 ｐ、 ２８−３１
。

０ｃｔｏｂｅｒ １９７４参照）。

このＭＴＤは、信号のディジクル処理を全面的に採用す
るとともにグラウンドクラック除去のための信号処理手
段と移動クラッタ除去のための信号処理手段とを態別に
備え、それら信号処理手段の出力で後述のスレシホール
ドレベル制御を行なっている。

より詳細に述べると、探索空間からのレーダ反射信号は
まずＡＤ変換されたのち、バッファ用コアメモリを経て
、ＭＴＩ消去回路および８段ＤＦＴ （８−ｐｏｉｎｔ
Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒ
ｍ ）回路により零速度を含む８段階のドツプラ速度成
分に区分出力される。

一方、ＭＴ■消去回路および８段ＤＦＴの直列回路と並
列に設けられた零ドツプラ速度戒分検出回路とりカーシ
ブ・フィルタ（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅｆｌｔｅｒ ）とを
経て、上記コアメモリ出力は磁気ディスクメモリに供給
されて蓄積され「クラッタ・マツプ」を形成する。

また、８段ＤＦＴ回路の出力は、各ドツプラ速度成分相
互間の重みつけ処理を経て、各ドツプラ速度成分ごとに
レンジ方向相関処理にかけられたのちレーダ表示装置に
導かれる。

このレンジ方向相関処理はレーダ受信パルスの１つ１つ
につきレンジ方向の一定距離にわたって行なわれる。

すなわち、一定レンジ方向距離に対応する複数の単位区
間の反射波レベルの加算および平均値算出と算出平均値
による走査点対応反射信号レベル検出スレシホールドレ
ベル制御によってこのレンジ方向相関処理は行なわれる
。

ターゲットはレンジ方向にごく限られた範囲に分布する
のでターゲット反射信号はそのターゲットを中心とする
レンジ方向前後の空間に対応する反射信号の平均値によ
る上記のようなスレシホールドレベル制御により検出さ
れる。

これに対して、クラッタはレンジ方向により広い分布を
示すのでこのスレシホールドレベル制御により除かれる
。

一方、上記磁気ディスクメモリ装置は、レーダ探索空間
の全方位方向における零ドツプラ速度成分を微小単位方
位方向領域ごとに記憶する。

より詳しく述べると、この磁気ディスクメモリ装置は、
発信レーダパルス１０個分の期間に対応するコヒレント
処理期間（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ
Ｉｎｔａｒ −ｖａｌ−以下ＣＰＩという）ごとに零ド
ツプラ速度成分を１本の記録トラックに記憶する。

また、方位方向ノ走査１回分（３６００）を４８０ Ｃ
ＰＩに分け、しかも各ＣＰＩを７６８個のレンジ方向単
位領域（同じ個数のレンジゲートにそれぞれ対応）に分
けているので磁気ディスクメモリ装置には全体として４
８０Ｘ７６８＝３６８，６４０個の単位記憶領域が形成
される。

なお、このＭＴＤでは各レンジ方向単位領域の振幅情報
に１０ビツトを割り当てているので所要記憶容量は４８
ｏ×７６４Ｘ１０すなわち３，６８６，４００ビツトと
なる。

このメモリ装置への書込みは上記リカーシブ・フィルタ
の作用により方位方向走査１回ごとに記憶内容の１／８
ずつを更新しながら行なわれるので、この記憶内容は全
方位方向および全レンジ方向における零ドツプラ速度成
分の時間平均情報である〇一方、このメモリ装置の読出
しは、レーダ探索空間のパルス走査と同期して、互いに
相隣る記録跡４本（４ＣＰＩ）分ずつについて同期に行
なわれ、その読出し値の加算平均出力は上記スレシホー
ルドレベル制御のための回路に加えられる。

上述のとおり、レーダ探索空間のパルス走査と同期した
ディスクメモリ読出しは方位方向に４ＣＰＩ分、すなわ
ち走査パルス４０個分について行なわれ、読出値の平均
値がレーダ探索空間パルス走査と同期して上記スレシホ
ールドレベル制御回路に加えられるので、グラウンドク
ラックは除去できる。

また、ディスクメモリによる時間平均処理および方位方
向相関処理は全方向全レンジについて細かく行なわれる
ので、ごく低い速度で移動するターゲットも「接線方向
」だけに移動するターゲットも確実に検出できる。

上の概説から理解されるとおり、Ｍｕｅｈｅ らのＭ
ＴＤ装置は従来技術に不可避的な前述の問題の解決を可
能にした。

しかし、このＭＴＤは磁気ディスクメモリのような大容
量メモリ装置を要するだけでなく、ＭＴ■消去回路依存
に伴う不可避的な問題すなわちクラックのない探索空間
におけるターゲット信号のＳ／Ｎ比の低下という問題は
避けられない（この問題の詳細についてはＧ、 Ｍ。

Ｄｉｌｌａｒｄ著ゝ’Ｓｉｇｎａｌ −ｔｏ−Ｎｏｉｓ
ｅ Ｒａｔｉｏ Ｌｏｓｓｉｎ ａｎ ＭＴＩ： Ｃａ
５ｃａｄｅｄ ｗｉｔｈ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｉｎｔｅ
−ｇｒａｔｉｏｎ Ｆｉｌｔｅｒｓ″、 Ｔｈｅ Ｒ
ｅｃｏｒｄ ｏｆ ＩＥＥＥｌ ９７５ Ｉｎｔｅｒ
ｎａｔ １ｏｎａｌ Ｒａｄａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃ
ｅ 。

１）、１１７−１２２ 、 Ａｐｒｉｌ １９７５参
照）。

したがって、この発明の−っの目的はＭＴＤにおけるよ
うな大容量メモリ装置を用いることなくクラック除去の
ためのレーダ信号相関処理回路の固体化を容易にしＭＴ
Ｄよりもすぐれたクラック除去性能を発揮できる移動体
表示用レーダ装置を提供することである。

この発明のもう一つの目的は零ドツプラ速度に対応する
グラウンドクラック取分の除去を、ＭＴ■消去回路によ
ることなく有限ドツプラ速度成分と全く対等にそれら成
分と並列的に高速フーリエ変換処理にかけることによっ
て行なうようにした移動体表示用レーダ装置を提供する
ことである。

この発明のレーダ装置は、方位方向の相関処理をレーダ
パルフ反射波のすべてについて行なう代わりに予め定め
た個数（たとえば８個）だけ隔たったレーダパルスごと
に一定の方位方向領域（たとえば走査パルス８個おきで
８個分の空間領域）について行なう。

なお、レンジ方向については、必要に応じて上記ＭＴＤ
と同様な相関処理を行なう。

ターゲットの方位方向広がりは、たとえば航空管制用レ
ーダにおいては空中線ビーム幅と空中線回転数と走査パ
ルス繰返し周波数との関係から通常１０ないし１４走査
パルス以上には広からないので、相関処理のための加算
平均値にターゲット信号が寄与する度合は小さい。

一方、クラッタは同方向にある程度のひろがりをもつの
でこの加算平均値への寄与が大きい。

したがって、本質的にクラッタから際立ったレベルを有
するターゲット反射波だけでなくレベルの小さいターゲ
ット反射波もレーダ信号から上記平均値を減算すること
によって確実に検出できると同時に、平均値に近いレベ
ル値を本質的に有するクランク成分はこの減算によって
除かれる。

この発明における相関処理はこのようにして行なう。

方位方向相関処理を上述のように飛越し式にしたために
、相関処理に要するメモリ装置の容量は大幅に節約でき
、市販のＬＳＩメモリで十分に実現できる。

以下図面を参照してこの発明を説明する。

まず第１図を参照すると、この発明の移動体表示レーダ
装置１０は、従来のＭＴＩ レーダ装置の場合と同様な
送受信部１１と、信号処理部１３と、タイミング信号源
１４とを備える。

送受信部１１は周波数ｆ８のマイクロ波を発生する周波
数安定化発振器１１１と、この送受信部１１の信号受信
のための基準信号位相を与える周波数ｆ。

のコヒーレント発振器１１２と、これら発振器１１１お
よび１１２の出力を周波数混合して周波数ｆａ十ｆ。

の出力を生ずる周波数混合器１１３と、その出力を増幅
するクライストロン増幅器１１４と、この増幅器１１４
の出力がパルス状マイクロ波になるように、この増幅器
１１４にパルス変調をかけるトリガパルスの発生器１１
５と、このパルス変調されたマイクロ波をアンテナ１１
６に導くデュプレクサ１１７とを備える。

送受信部１１は、さらにレーダ探索空間からの反射波を
アンテナ１１６およびデュプレクサ１１７を経て受は発
振器１１１からのマイクロ波局部発振出力と周波数混合
して周波数ｆｓの中間周波信号を生ずる周波数混合器１
１８と、中間周波増幅器１１９と、この増幅器１１９に
互い並列に接続され前記コヒーレント発振器１１２の出
力を基準位相信号として直接におよび９０°移相器１２
０を経てそれぞれ受けて中間周波信号をそれぞれ位相検
波する位相検波回路１２１および１２２とを備える。

この構成から明らかなとおり、上記トリガパルスと同一
の繰返し周波数をもつ周波数ｆａ＋ｆ。

のレーダ走査パルスはアンテナ１１６から発射され探索
空間において反射されて受信され周波数混合器１１８に
導かれる。

探索空間に存在する静止物体および移動物体に起因する
反射波中のドツプラ速度成分（零速度成分を含む）すな
わち周波数偏移ｆｄは位相検波器１２１および１２２に
おいて検出されたドツプラ速度情報すなわちドツプラ周
波数情報を形成する。

この実施例をたとえはＡＳＲ（Ａｉｒｐｏｒｔ ５ｕｒ
ｖｅ −１１１ａｎｃｅ Ｒａｄａｒ ）に用いた場合
、この送受信部１１においてダイシングパルス源１４の
端子ａからのパルスに応答したパルス発生器１１５の出
力はパルス幅約０．８マイクロ秒、繰返し周波数（すな
わちクライストロン増幅器１１４の出力マイクロ波パル
スの繰返し周波数） １，０００Ｈｚ 、アンテナ１１
６の方位方向１回転走査の周期は４秒に選ぶ。

したがって、その場合、この送受信部１１は、全方位方
向３６０°を４，０００個の方位方向単位領域に区分し
て、レーダ情報を探索空間から抽出する。

また、レンジ方向については走査マイクロ波パルス幅約
０．８マイクロ秒に対応するレンジ方向単位領域１／１
６ ｎｍｉ （海里）ごとにたとえば最大４８ｎｍｉの
レーダレンジからのレーダ情報を抽出する。

説明の便宜上、以下の説明ではこの実施例がＡＳＲを構
成するものとし、これらの数字を用いることとする。

以上の説明から明らかなとおり、この実施例のレーダ装
置は探索空間を４，０００Ｘ７６８個のレンジ方位方向
単位領域に区分してレーダ情報を抽出する。

すなわち、位相検波器１２１および１２２には、走査パ
ルス１個ことに（すなわち方位方向単位領域ごとに）、
第１から第７６８番目のレンジ方向単位領域の各々につ
いての一対のアナログレーダ情報がこの順序でとり出さ
れ、信号処理部１３に供給される。

第２図を参照すると、この図に詳細なブロック図を示し
た信号処理部１３は、上記位相検波器１２１および１２
２からの上記一対のアナログ。

レーダ情報をそれぞれディジクル化するＡＤ変換器１３
１および１３２と、周波数分析のための複素数入力の実
数部および虚数部としてこれらＡＤ変換器１３１および
１３２の出力をそれぞれ受は走査パルス１個に対応する
ディジクル化レーダ情報が供給されるたびごとに（ただ
しレーダ走査開始時には走査パルス所定個数分のレーダ
情報の蓄積が必要）上記レーダ情報を上記ＭＴＤの場合
と同様に８段階のドツプラ周波数成分子。

−ｆ７に区分出力する８段ＤＦＴ回路１３３とを含む（
このＤＦＴ回路の詳細についてはＨ−Ｈ，Ｈａｌｐｅｒ
ｎおよびＲｌＰ−Ｐｅｒｒ共著の論文ゞゝＤｉｇｉｔａ
ｌ ＭａｔｃｈｅｄＦｉｌｔｅｒｓ ｕｓｉｎｇ Ｆａ
ｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｓ″Ｅａｓ
ｃｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｒｅｃｏｒｄｓ １９
７１ 、 ｐ−２２２−２３０参照）。

ＡＤ変換器１３１および１３２におけるＡＤ変換動作は
走査パルスの各々、すなわち方位方向単位領域の各々に
ついて得られる７６８個のレンジ方向単位領域の一対の
レーダ情報を、すなわち一対の単位レンジ領域レーダ情
報を１０ビツトの２進信号にそれぞれ変換する。

より詳しく述べると、これらＡＤ変換器１３１および１
３２はタイミング信号源１４の端子すからレーダ走査パ
ルスと同期した繰返し周波数１．３ ＭＨｚのクロック
パルスの供給を受け、このクロックパルスに応答して、
各々が７６８対の単位レンジ領域レーダ情報から成り毎
秒１，０００組の割合で入来するアナログレーダ信号を
ビットレート１３ ＭＨｚ の２進信号にそれぞれ変換
する。

要するに、レーダ情報の実時間処理のために、これらＡ
Ｄ変換器１３１および１３２は、一対の単位レンジ領域
レーダ情報の各々を走査パルス幅の約０．８マイクロ秒
以内で２進信号に変換する。

一方、８段ＤＦＴ回路１３３は、ＡＤ変換器１３１およ
び１３２と同じクロックパルスを受け、走査パルスの所
定数たとえば８個分のディジクル情報の初期蓄積ののち
は、それに引き続く同パルス１個分のディジタルレーダ
情報が供給されるたびごとに、そのレーダ情報を８段階
のドツプラ周波数成分子。

−ｆ７に区分ししかも前記第１−７６８番目の単位レン
ジ領域レーダ情報対の各々について走査パルス幅対応の
約０．８マイクロ秒間隔で出力する。

したがって、その機能だけから見れば、ＤＦＴ回路１３
３は、互いに接近した中心周波数とごく狭い帯域幅をそ
れぞれ有する８個の帯域濾波器と等価である。

このＤＦＴ回路１３３は１つの振幅値あたり１４ビツト
を割り当てる。

ＤＦＴ回路１３３における高速フーリエ変換は、Ｅ、０
． ＢｒｉｇｈａｍおよびＲ，Ｅ、 Ｍｏｒｒｏｗ共著
の論文”ｐａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒ
ｍ′／、 ＩＥＥＥＳｐｅｃｔｒｕｍ、 Ｄｅｃｅｍｂ
ｅｒ １９６７ 、 ｐ、 ６３−７０に示されるとお
り、段数８の自乗回すなわち６４回の複素の乗算および
加算を単位レンジ領域レーダ情報の各々について行なう
必要があり、したがってこの回路への上記１．３ ＭＨ
ｚのクロックパルスはこの必要を満たすようにきめであ
る。

上記ＤＦＴ回路１３３の８段階ドツプラ周波数成分出力
ｆ。

−ｆ７は各単位レンジ領域につき１４ビツトの２進信号
として１走査パルス対応分ずつバッファメモリ１３４に
供給される。

上に述べた走査パルス８個分ごとの飛越し加算平均を可
能にするため、バッファメモリ１３４は上記パルス発生
器１４から前記走査パルスと同期し、それを１／８に分
周したゲートパルス（パルス発生器１４の端子Ｃ）と、
上記Ａ／Ｄ変換器１３１および１３２へのクロックパル
スと同じクロックパルスの供給を受ける。

このバッファメモリ１３４は、各々が１４ビツトから成
る単位レンジ領域レーダ情報の７６８個分を８段階ドツ
プラ周波数成分子ｏ−ｆ７の各々について走査パルス８
個分蓄積する必要があるので、その記憶容量は ８Ｘ８Ｘ１４Ｘ７６８−６８８，０００ ビツトとなる。

したがって、上記Ｍｕｅｈｅ らのＭＴＤの場合に比
べて所要メモリ容量は約１１５となる。

上述の飛越式書込みの作用に基づくこの記憶容量のバッ
ファメモリ１３４で６４個の単位方位領域を以下に述べ
る相関処理の対象としていることになる。

バッファメモリ１３４の記憶内容すなわち複素表示のド
ツプラ周波数成分振幅は各成分ごとに振幅計算回路１３
５でつぎの振幅計算にかけられる。

次に第３図および第４図を参照して第２図のブロック図
中の振幅計算回路１３５の詳細を説明する。

まず第３図を参照すると、この図にフロックで示した振
幅計算回路１３５はバッファメモリ１３４からドツプラ
周波数成分子。

−ｆ７を並列的に受は分周器２１ａからの後述のタイミ
ング信号に応答してそれらを一つずつｆ。

−ｆ７の順に順次に出力に導く選択回路２１と、この選
択回路２１で選択された周波数成分子 １ （ｉ＝ｏ
、１．２・・・・・・または７）を後述のタイミング信
号に応答して四つの出力端子に順次に切換え供給する分
配回路２２と、この分配回路の四つの出力をそれぞれ後
述の振幅計算にかける四つの自乗加算平均回路２３Ａ−
２３Ｄと、これら回路２３Ａ−２３Ｄの出力を振幅計算
値バッファメモリ１３６に導くオア回路２４と、タイミ
ングパルス源１４の端子すから１．３ＭＨｚのタイミン
グパルスの供給を受は上記回路２２および２３Ａ−２３
Ｄに導くタイミングパルス入力端子２５とを備える。

この振幅計算回路１３５は走査パルス８個分の期間内に
８種類のドツプラ周波数成分子。

−ｆ７を処理すればよいので、走査パルス１個分の期間
すなわち１ミリ秒間に１つのドツプラ周波数成分の割合
で自乗加算平均を行なう演算能力があれば十分である。

選択回路２１で歩進的に選択されたドツプラ周波数成分
ｆ、の各々を自乗加算回路２３Ａ−２３Ｄで次々に演算
にかけることができるように分配回路２２は走査パルス
幅０．８マイクロ秒の間隔で歩進し、ドツプラ周波数成
分子ｉを回路２３Ａ−２３Ｄに振り分ける。

そのために、分配回路２２へのタイミングパルスの繰返
し周波数は１．３Ｈｚに、すなわちクロックパルス周波
数と等しく選んである。

これら回路２３Ａ−２３Ｄの各々に供給されたドツプラ
周波数成分は走査パルス幅０．８マイクロ秒の４倍の期
間内に互いに０．８マイクロ秒ずつずれた時間関係で自
乗加算平均されその演算結果は次々に出力される。

回路２３Ａ−２３Ｄの各々が１９２回の自乗加算平均演
算を繰り返すと一つの単位方位領域に属する７６８個の
単位レンジレーダ情報のすべての演算が終るのでその時
点で選択回路２１は一段切り換えられて次のドツプラ周
波数成分子 ｉ ＋ １をその出力に導く。

選択回路２１へのタイミングパルスは前記クロックパル
スをパルス分周器２１ａにより１／１９２に分周したも
のを用いる。

以上の構成から、自乗加算平均回路２３Ａ−２３Ｄの時
間順次式動作により、ドツプラ周波数成分子。

−ｆ７についての演算が走査パルス８個分の期間に完了
することが明らかである。

自乗加算平均回路２３Ａ−２３Ｄの構成は互いに共通で
あるので、そのうちの一つである回路２３Ａの詳細を第
４図参照して詳細に説明する。

第４図に示すとおり、この自乗加算平均回路２３Ａは、
各単位レンジレーダ情報のドツプラ周波数成分子ｉをそ
れら成分の複素表示の実数部Ｘと虚数部Ｙとに分けて出
力に導くセレクタ２６と、１４Ｘ１４ビット乗算回路２
７と、分配回路２８と、この回路２６の一方の出力に接
続したレジスフ２９と、この分配回路２８およびレジス
フ２９の出力を加算する加算回路３０と、分配回路のも
う一方の出力と加算回路３０の出力とを比較する比較回
路３１と、この回路３１の出力に応じてそれに近似した
後述の２進符号を生ずる近似値発生回路３２と、この回
路３２の出力、すなわち所望の出力ＪＸ「「智をあられ
す２進符号を格納するレジスフ３３と、端子２５へのク
ロックパルスに応答してこの自乗加算平均回路２３Ａ全
体の動作のタイミングをきめるタイミングパルス源３４
を備える。

分配回路２２から供給される単一レンジ領域レーダ情報
のドツプラ周波数ｆｉ成分の実数部Ｘはまずセレクタ２
６を通過し乗算回路２７で乗算されるとその積Ｘ２が分
配回路２８を通じてレジスフ２９に格納される。

そのデータ格納と同時に虚数部Ｙがセレクタ２６を通過
し乗算器２７に導かれその出力Ｙ２が現われると同時に
レジスフ２９からＸ２が読み出されて、その結果、Ｘ２
とＹ２とが加算器３０に同時に加えられて出力Ｘ２＋Ｙ
２が得られる。

この出力Ｘ２＋Ｙ２の供給を受けた近似値発生回路３２
はタイミングパルスに応答して第１次近似値を、最大桁
ビット１、第２桁以下０、（すなわち、１００・・・・
・・）の形でセレクタ２６に送る。

このセレクタ２６への入力はそのまま通過して乗算回路
２７で自乗され、その出力は分配器２８を通過して比較
器３１に送られる。

比較器３１では、従って演算結果Ｘ２＋Ｙ２とその近似
平方根の自乗との比較が行なわれ、その比較の結果は、
回路３２に再び帰還される。

演算結果Ｘ２＋Ｙ２が近似平方根の自乗よりも大きい場
合は、回路３２は第２近似値として最大桁０１第２桁１
、第２桁以下０（すなわち、０１００・・・・・・）の
形でセレクタ２６経由で乗算回路２７に送る。

逆に演算結果Ｘ２＋Ｙ２が近似平方根値の自乗よりも小
さい場合は、最大桁１、第２桁１、第３桁以下０（すな
わち、１１００・・・・・・）の形で帰還される。

このような比較・帰還を１４回繰り返すことにより、最
上桁から最下桁まで１ビツトずつＪ２ ＋ ｙ２のディ
ジクル値１４ビットが決定され、決定された順にレジス
タ３３に蓄積される。

蓄積の結果はオア回路２４に導かれる。

第３図および第４図に示した構成から明らかなとおり、
バッファメモリ１３４からのドツプラ周波数成分子。

−ｆ７は自乗加算平均回路２３Ａ２３Ｄにおける演算に
より、走査パルス８個分の期間内に次々に２進符号に変
換され振幅値バッファメモリ１３６に周波数成分子ｉご
とに蓄積され。

次に第５図および第６図を参照して第２図の実施例にお
ける相関処理回路１３７の主要部の詳細を説明する。

第５図に示した加算平均回路１３７０は振幅値バッファ
メモリ１３６の出力成分子。

に割り当てられ、これと全く同じ構成の７個の加算平均
回路１３７１−１３７７（第２図に記入）は互いに並列
に配置されて周波数成分子１〜ｆ７をそれぞれ割り当て
られる。

加算平均回路１３７０は、走査パルス８個分の期間ごと
にドツプラ周波数成分子。

に関するバッファメモリ１３６の出力を受ける入力端子
２００と、互いに縦続的に接続したシフトレジスタ群２
０１−２０８とを備える。

これらシフトレジスタ群２０１−２０８の各々は単位レ
ンジ領域の個数７６８とその各々のレーダ情報に割り当
てたビット数１４との積すなわち７６８Ｘ１４段のバイ
ナリ回路から成り、単位レンジ領域７６８個についての
ドツプラ周波数ｆ。

成分を繰返し周波数１２５Ｈｚ（すなわち１０００／８
Ｈｚ ）のタイミングパルスに応答して格納する。

前述の走査パルス８個おきの飛越格納が行なわれるよう
に、レジスタ群２０１−２０８には、繰返し周波数１２
５Ｈｚで幅約０．８マイクロ秒の書込みタイミングパル
スがタイミング信号源１４の端子Ｃから共通に供給しで
ある。

シフトレジスタ群２０１−２０８のこのような間欠的書
込み動作により走査パルス８個おき８個分のドツプラ周
波数ｆ。

成分、すなわち走査パルス６４個で走査される探索空間
内の小領域内のドツプラ周波数ｆ。

のディジクル化振幅値がこれらのレジスタ２０１−２０
８に格納できる。

加算平均回路１３７０は、さらに加算器２１１゜２１２
．２１３、および２１４を備える。

加算器２１１の一対の入力は入力端子２００およびシフ
トレジスタ群２０１の第７６８段目、すなわち最終段の
出力に接続され、加算器２１２の一対の入力はシフトレ
ジスタ群２０２および２０３の各最終段の出力にそれぞ
れ接続され、加算器２１３の一対の入力はシフトレジス
タ群２０５および２０６の最終段の出力に、加算器２１
４の一対の入力は２０７および２０８の各最終段出力に
それぞれ接続される。

また、加算器２１１および２１２の出力は同様の加算器
２２１の入力に、加算器２１３および２１４の出力は加
算器２２２の入力にそれぞれ接続され、これらの加算器
２２１および２２２の出力はもう一つの同様の加算器２
３１の一対の入力にそれぞれ接続される。

加算器２３１の出力は３ビツトシフドレジスク２３２に
おいて十進法で１／８除算を受はインパーク２３３を経
てさらにもう一つの加算器２４１の一方の入力に加えら
れる。

加算器２４１のもう一方の入力にはシフトレジスタ群２
０４の最終段の出力が加えられ、その出力はバッファ用
シフトレジスタ２４２を経て出力端子２４３にとり出さ
れる。

シフトレジスタ群２０１−２０８と加算器２１１２３１
との上述の接続関係から明らかなとおり、単位レンジ領
域７６８個分ずつレジスタ群２０１−２０８に書き込ま
れたドツプラ周波数ｆ。

の振幅値は７６８単位レンジ領域間隔で加算されるので
、同一単位レンジ領域についての振幅値が走査パルス８
個おきに同パルス８個分ずつ（すなわち６４個の単位方
位領域について）加算された結果が加算器２３１の出力
に得られることとなる。

この加算出力は３ビツトシフトレジスタ２３２において
１／８除算にかけられ、方位方向加算平均値となり、単
位レンジ領域につき出力値１つの割合でインパーク２３
３の出力にとり出される。

一方、シフトレジスタ２０４の最終段から加算器２４１
に供給される信号は上記加算平均出力と単位レンジ領域
単位で同期しているので、同加算器２４１における加算
は、所定の、すなわち６４個の単位方位領域における８
単位領域間隔の加算平均値をその中心領域に対応するｆ
。

成分振幅から減算していることを意味する。

第５図に示した加算平均回路１３７０は上述のとおりド
ツプラ周波数成分子。

の処理に割り当てられ、ほかの周波数成分ｆ１〜ｆ７の
処理にはこの回路１３７０と全く同じ構成の回路１３７
１−１３７７が並列に備えられているので、相関処理回
路１３７においてドツプラ周波数成分ｆ。

−ｆ７のすべてについて上記加算平均処理が行なわれる
。

第５図の加算平均回路１３７０による方位方向加算平均
処理によってドツプラ周波数成分ｆ。

に対するクラック除去効果は十分に遠戚できるが方位方
向のひろがりがごく小さくレンジ方向に大きく延びる静
止物体（例えは海岸線の一部）に起因するクラックの除
去にはレンジ方向相関処理の併用が望ましい。

このレンジ方向相関処理は入力端子２００の前段に接続
されるレンジ方向加算平均処理回路１３７Ａによって行
なう。

この回路１３７Ａの詳細を示す第６図を参照すると、こ
の回路は、回路１３７０と同様なシフトレジスタと加算
器との糺合わせから成る。

両者の対応関係を明確にするために参照数字は１００の
位だけを２から３に変え、その他はすべて共通にして示
した。

なお、この回路１３７Ａがドツプラ周波数ｆ。

に対するものであって、同成分子１〜ｆ７については全
く同じ横取の対応回路が回路１３７１−１３７７に設け
られることはいうまでもない。

また、加算器３４１とバッファ用シフトレジスタ３４２
との間にはアンド回路３４１ａが挿入してあり、その一
方の入力端子にはタイミング源１４の端子ｄからタイミ
ングパルスを供給する。

第５図の回路１３７０において加算平均処理にかけられ
ている単位レンジ領域レーダ情報は入力端子３００を経
て８個のシフトレジスタ群３０１−３０８に供給される
。

各々が１４×８ビツトから戒るシフトレジスタ群３０１
−３０８は、したがって単位レンジ領域８個たけについ
て加算平均処理を行なつ。

加算平均処理にかけるべき探索空間の範囲が格段に小さ
いほかは回路１３７Ａの動作は回路１３７０の動作と本
質的に同じであるので詳細な説明は省略する。

上にも述べたとおり、この回路１３７Ａによるレンジ方
向相関処理はほとんどすべての場合省略できる。

必要がある場合でも、その処理（こ必要な回路１３７Ａ
のシフトレジスタの記憶容量は、上記のとおり各単位領
域につき１４ビツトの８領域分をドツプラ周波数成分子
。

−ｆ７の数８個分すなわち １４Ｘ８Ｘ８＝８９６ ビットであり、その実現は容易である。

このようにして、ドツプラ周波数成分子。

−ｆ７の各々について得られた加算平均計算値はスレシ
ホールド回路１３８（第２図）において各成分ごとにス
レシホールディングにかけられ、その出力は出力端子１
３９に通じてレーダ表示装置（図示せず）に供給される
。

次に第７図および第８図を参照してこの発明によるクラ
ック除去効果を説明する。

説明を簡単にするために、ここでは方位方向相関処理に
よる効果たけについて述べるが、相関処理対象領域が格
段に狭いことを除けば同じ説明がレンジ方向相関処理の
効果にもあてはまることは当業者には明らかであろう。

まず第７図を参照すると、同図ａは、同一レンジに属し
方位方向にあるひろがりをもつ探索空間について走査パ
ルス８個ごとの周期で（走査パルス８個分の上記初期立
上り期間はすでに経過しているものとする）次々に得ら
れる振幅計算回路１３５の出力の一つの等価アナログレ
ベルヲ縦軸に、ＤＦＴ回路１３３が定めるドツプラ周波
数区分Ｏ〜７（成分ｆ。

−ｆ７に対応）を横軸にとって示しである。

この図ａに示されるとおり、回路１３５の上記出力はド
ツプラ周波数区分Ｏと６とに出力を有する。

周波数区分Ｏの成分Ｓは静止体反射成分を同区分６の成
分Ｍ６は相対速度のかなり大きい移動体反射成分を示し
ている。

次に同図すは走査パルス８個の数倍の期間が経過したの
ち同一レンジに関する振幅計算回路１３５の出力がドツ
プラ周波数区分０ 、 ］、 、 ２ 、５および６で
それぞれ反射成分５２Ｍ１２Ｍ２２Ｍ５９Ｍ６およびＭ
６′を有することを示している。

周波数区分Ｏ以外の区分における反射成分Ｍ、−Ｍ６’
は５つの互いに異なる移動体がそのレンジ領域に存在す
ることを示している。

同様に同図Ｃおよびｄは上記すの時点から走査パルス８
個および１６個分の期間がそれぞれ経過した時点におけ
る同図ａおよびｂと同様な反射成分Ｓ１およびＭ、−Ｍ
６′の状態を示し、同図ｅは同図ｄの時点からさらに走
査パルス８個の数倍の期間が経過したのちの各反射成分
の状態を示す。

これら第７図ａ−ｅに示される各反射成分のうち区分Ｏ
の静止体反射成分Ｓと区分６の移動体反射成分Ｍ６はほ
とんど変化を示していない。

これは、両反射成分が探索空間において方位方向にかな
り大きく広がった物体からの反射成分、すなわちクラッ
タであることを示している。

一方、反射成分Ｍ、 、 Ｍ２． Ｍ５、およびＭ６′
はその方位方向床がりがごく小さいことを示している。

上に述べた加算平均回路１３７０〜１３７７における方
位方向相関処理は第７図ａ −ｅの各図に表される各ド
ツプラ周波数成分を周波数区分ごとに加算平均してその
平均値を各成分から減算することにほかならないから、
その平均値にほぼ等しい成分ＳおよびＭ６はこの処理に
よって消去され、同平均値にほとんど寄与していない移
動体反射成分Ｍ１２Ｍ２２Ｍ５、およびＭ６′たけがタ
ーゲット反射成分として検出される。

第８図は、第７図と全く同様の縦軸・横軸関係でこの減
算の結果を示している。

これら図解から明らかなとおり、この発明の相関処理に
より、静止クラッタ成分Ｓおよび移動クラッタ成分Ｍ６
はまったく除去され、ターゲット成分は、通常の成分Ｍ
、 、 Ｍ２、およびＭ５だけでなく、振幅レベルが移
動クランクＭ６よりも小さい成分Ｍ６’も確実に検出さ
れている。

この実施例の説明から明らかなとおり、この発明ではレ
ーダ情報の相関処理に要する記憶装置は記憶容量が大き
くないので上記ＭＴＤの場合とちがって数枚のＩＣメモ
リで構成できる。

また、ＭＴＩ消去回路を用いることなく８段ＤＦＴ回路
だけでドツプラ周波数検出部を構成しているので構成が
簡単になり装置の小型化が容易になる。

この実施例において、走査パルスの繰返し周波数は単一
でなく一定間隔で切換えて、いわゆるスタガ一式にして
も差支えない。

また、振幅計算回路１３５における演算は適当にプログ
ラムした汎用計算機で行なうこともできる。

さらに、レーダ信号相関処理動作のためのバッファメモ
リ１３４の書込み時間間隔は走査パルス８個分に限られ
ず４個分でも１６個分でも任意に選ぶことができる。

間隔を大きくとれば相関処理のためのメモリ記憶容量の
節約というこの発明の効果はより著しくなるが、空間的
５ろがりの比較的小さいクラックは除去できなくなる。

逆に間隔を小さくすれば記憶容量節約の効果が減殺され
る。

また、ドツプラ周波数成分の数も８以外に４や１６など
に選ぶことができる。

しかし、４に選んだ場合はドツプラ周波数分解能が不十
分てあり、所望のターゲット表示が静止クラックによっ
て不明確になる。

逆に１６にした場合は信号処理手段がそれたけ複雑にな
り製造コストの上昇を招く。

さらに走査パルス幅０．８マイクロ秒も最大レンジとの
関係で適当に選ぶことができる。

この幅をさらに小さくした場合は、ＤＦＴ回路１３３や
振幅計算回路１３７の応答速度を高める必要が生ずる。

以上説明したように、本発明はレーダ受信信号を周波数
分析して周波数領域の信号に変換した後（各ドツプラ周
波数成分毎の信号に変換した後）、各ドツプラ周波数成
分毎にレンジ方向および方位方向の平均値を求め、その
平均値を求めたときのレンジ方向または方位方向の略中
心にある単位領域に対応するドツプラ周波数成分と、上
記平均値との差をとることによりクラックを除去してい
る。

したがって本発明によれば静止クランク（グランドクラ
ック）であろうと、ターゲットと同程度の速度成分をも
つ移動クラックであろうと、確実にターゲット信号のみ
を抽出することが可能となる。

上述の実施例にはこれら変形のほかさまざまな変形が可
能であるので、この発明の技術的範囲は特許請求の範囲
に定義したレーダ装置のすべてに及ぶ。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一つの実施例のブロック図、第２図
は第１図の実施例の一部である信号処理部のブロック図
、第３図および第４図は第２図に示した信号処理部の一
部である振幅計算回路の詳細に示すブロック図、第５図
および第６図は同じく信号処理部の一部である加算平均
処理回路の概略図、第７図および第８図はこの発明の効
果を図解した波形図をそれぞれ示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 予め定めた周期で予め定めた時間幅のマイクロ波パ
   ルスを定速回転の空中線を通じて探索空間に発射する送
   信手段とこの探索空間に存在する静止物体および移動物
   体からの前記パルスの反射成分を前記マイクロ波パルス
   １個分にあたる方位方向単位領域分ごとにしかも前記マ
   イクロ波パルスの各各の時間幅に対応するレンジ方向単
   位領域に関するレーダデータの連鎖の形で受信しそのレ
   ーダデータに含まれる前記反射成分をドツプラ周波数成
   分に変換し前記連鎖の形で発生する受信手段とを含むレ
   ーダ信号アナログ処理部と、前記受信手段の出力をディ
   ジクル信号に変換する手段とこの変換手段の出力を前記
   ドツプラ周波数に基づき予め定めた複数のドツプラ周波
   数成分ごとに区分する手段とこの区分手段の出力を前記
   マイクロ波パルスの繰返し周期の整数倍の間隔で蓄積す
   るバッファメモリとこのメモリの出力のうち互いに相隣
   る複数の前記方位方向単位領域に関する前記ドツプラ周
   波数成分ごとの出力どうしを平均し前記複数単位領域の
   実質的中心部に対応する前記ドツプラ周波数成分ごとの
   出力との間で減算を行なう相関処理手段とを含むレーダ
   信号ディジタル処理部とを備えて戒ることを特徴とする
   移動体表示レーダ装置。 ２ 前記レーダ信号アナログ処理部の前記受信手段が前
   記ドツプラ周波数成分の実数部および虚数部をそれぞれ
   表わす同相アナログデータ成分および直角位相アナログ
   データ成分を生ずる位相検波手段を備えることと、前記
   ディジクル処理部の前記ディジクル信号変換手段がこれ
   ら同相および直角位相アナログデータ成分をディジクル
   信号にそれぞれ変換することと、前記ドツプラ周波数成
   分区分手段が離散的フーリエ変換手段から戒ることとを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載の移動体表示レー
   ダ装置。 ３ 前記レーダ信号ディジクル処理部の前記バッファメ
   モリ出力平均減算手段が、バッファ蓄積された前記離散
   的フーリエ変換手段出力を前記レーダデーク分ごとに自
   乗平均する振幅計算手段と、この振幅計算手段の出力を
   受けるもう一つのバッファメモリと、このバッファメモ
   リに蓄積された同一レンジ方向単位領域に関し、複数方
   位方向単位領域外の信号のうち互いに相隣り合うｎ方位
   方向単位領域外缶にそれらの信号の振幅値を加算平均し
   その平均値を前記ｎ方位方向単位領域外の実質的中心部
   対応レーダデータの振幅から減算する相関処理手段とを
   含むことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の移動
   体表示レーダ装置。 ４ 予め定めた周期で予め定めた時間幅のマイクロ波パ
   ルスを定速回転の空中線を通じて探索空間に発射する送
   信手段とこの探索空間に存在する静止物体および移動物
   体からの前記パルスの反射成分を前記マイクロ波パルス
   １個分にあたる方位方向単位領域外ごとにしかも前記マ
   イクロ波パルスの各各の時間幅に対応するレンジ方向単
   位領域に関するレーダデークの連鎖の形で受信しそのレ
   ーダデークに含まれる前記反射成分をドツプラ周波数成
   分に変換し前記連鎖の形で発生する受信手段とを含むレ
   ーダ信号アナログ処理部と、前記受信手段の出力をディ
   ジクル信号に変換する手段とこの変換手段の出力を前記
   ドツプラ周波数に基づき予め定めた複数のドツプラ周波
   数取分ごとに区分する手段とこの区分手段の出力を前記
   マイクロ波パルスの繰返し周期の整数倍の間隔で蓄積す
   るバッファメモリとこのメモリの出力のうち互いに相隣
   る複数の前記レンジ方向単位領域に関する前記ドツプラ
   周波数成分ごとの出力どうしを平均し、前記複数単位領
   域の実質的中心部に対応する前記ドツプラ周波数成分ご
   との出力との間で減算を行なう相関処理手段とを含むレ
   ーダ信号ディジクル処理部とを備えて成ることを特徴と
   する移動体表示レーダ装置。 ５ 前記レーダ信号アナログ処理部の前記受信手段が前
   記ドツプラ周波数取分の実数部および虚数部をそれぞれ
   表わす同相アナログデータ成分および直角位相アナログ
   データ成分を生ずる位相検波手段を備えることと、前記
   ディジクル処理部の前記ディジタル信号変換手段がこれ
   ら同相および直角位相アナログデータ成分をディジタル
   信号にそれぞれ変換することと、前記ドツプラ周波数成
   分区分手段が離散的フーリエ変換手段から成ることとを
   特徴とする特許請求の範囲第４項記載の移動体表示レー
   ダ装置。 ６ 前記レーダ信号ディジタル処理部の前記バッファメ
   モリ出力平均減算手段が、ノ゛゛ツファ蓄積された前記
   離散的フーリエ変換手段出力を前記レーダデーク分ごと
   に自乗平均する振幅計算手段と、この振幅計算手段の出
   力を受けるもう一つのバッファメモリと、このバッファ
   メモリに蓄積された同一方位方向単位領域に関し、複数
   レンジ方向単位領域の信号のうち互いに相隣り合うｎレ
   ンジ方向単位領域毎のそれらの信号の振幅値を加算平均
   値し、その平均値を前記ｎレンジ方向単位領域の実質あ
   中心部対応レーダデークの振幅から減算する相関処理手
   段とを含むことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載
   の移動表示レーダ装置。