JPS5831788B2 - 送話増幅回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電話機における送話増幅回路の改良に関する
。

一般に、電話機の送話器は必要とする直流電流に比べ音
声信号の電流振幅が非常に小さいので、電話機の多数並
列通話は困難である。

電話機の多数並列通話を可能にするには、送話器の出力
を増幅器によって増幅することが考えられるが、並列に
接続される電話機の数がいくら多くなっても、増幅、例
えばＡ級増幅に要する直流電源電流は増加せず、しかも
、並列接続される電話機の数が多くなるにつれ送話出力
電流は増加することが望ましい。

また、多数並列通話中使用しない電話機には直流電流が
流れず、無駄な電流を消費しないことも望まれる。

そこで、本出願人は、先に特願昭５４−４９７２号にお
いて、上記の要求をみたし、電話機の多数並列通話に好
適な送話増幅回路を提案した。

その送話増幅回路は、例えば、第１図において抵抗器ｒ
ａとダイオードＤａとを除いたような回路である。

図において、Ｌｌ、Ｌ２は電話線接続端子で、ここに、
図示しない共通の直流電源がチョーク・コイルを介して
接続されると共に他の同型電話機の電話線が接続される
。

Ｍは送話器、Ｒは受話器、Ｔｒは増幅用トランジスタを
示す。

このトランジスタＴｒは、エミッタホロワとして接続さ
れ電流増幅回路を構成している。

また、そのため、出力インピーダンスが低く電話線が短
絡されたような状態になるので、受話回路の側音減衰に
は適当なインピーダンスを有するノ・イブリッド回路Ｈ
ｙを用（、てＬ・る。

Ｔは、送話器Ｍと上記の電流増幅回路Ｔｒを結合すると
共に、送話器Ｍのインピーダンスと電話線のインピーダ
ンスの差を整合するためノドランスでアル。

Ｇ、はバイパス・コンデンサ、ｒは直流バイアス用可変
抵抗器である。

図のエミッタホロワ回路では、トランジスタＴｒのコレ
クタが交流的接地点となっている。

図から分かるように、送話器Ｍと電流増幅回路Ｔｒとは
直流的に直列接続となっているから、並列接続とする場
合に比べ直流電流の消費が少ない。

というのは、送話器Ｍは一定の直流電流を消費するが、
増幅回路Ｔｒと直列すれば、増幅回路Ｔｒを流れる直流
電流を送話器Ｍの直流電流とほぼ等しくすることによっ
て送話器Ｍの直流電流の消費分をなくしうるからである
。

そして、送話器Ｍと増幅回路Ｔｒの直列回路を流れる直
流電流は、常にほぼ一定であって、端子Ｌ１．Ｌ２に並
列に接続される電話機の数が増しても殆ど変わらない。

また、送話器Ｍと増幅回路Ｔｒとは交流的に前後段接続
となっているので、電流増幅には全く支障がない。

増幅回路Ｔｒは、上記のように電流増幅回路（エミッタ
ホロワ）であるから、負荷の増加、すなわち電話機の数
の増加に応じて信号出力電流を増大することができる。

更に、送話器Ｍと受話器Ｒとを一体にした送受話器、例
えばヘッドホンをプラグで抜き差しするようにしておけ
ば、ヘッドホンを使用しないときプラグを抜くことによ
って送話器Ｍが上記の直流直列回路から除去され、増幅
回路に対する直流電流を自動的に遮断し、無駄な電流消
費を防止することができる。

ところが、上記のようにプラグを抜いて送話器Ｍを除去
した場合、抵抗器ｒａ がなげれば、送話器Ｍと並列に
接続されているバイパス・コンデンサＣ１に電荷が残留
し、その端子電圧は線間電圧に近くなっている。

したがって、再びヘッドホンを使用するためプラグを差
し込むと、送話器Ｍにバイパス・コンデンサＣ１の電荷
が流入して大振幅のクリックを発生し、電流増幅回路Ｔ
ｒにより増幅されて電話線に送出され、多大の悪影響を
及ぼす。

上記のように送話器とその電流増幅回路を直流的に直列
接続とし交流的に前後段接続とすると共に送話器を電話
機回路に挿脱しうるようにした電話機送話増幅回路の欠
点を除去するため、上記バイパス・コンデンサＣ１と並
列に放電用抵抗器を接続すると共に、この放電用抵抗器
と電流増幅回路の直流バイアス回路との間にダイオード
を接続したものである。

第１図は、本発明の第１実施例を示す回路図である。

図において、ｒａは放電用抵抗器、Ｄａはダイオードで
ある。

その他の部品については、既に説明した。

この回路において、ヘッドホンのプラグを抜いて送話器
Ｍを除去した場合、ダイオードＤａがないと、コンデン
サＣ１の残留電荷が放電用抵抗器ｒａ を通して放電す
る際の頭初の残留電圧とこの抵抗器ｒａ を通過してく
る直流電源電流（可変抵抗器ｒを含むバイアス回路に流
入）とによりトランジスタＴｒがオフしないので、回路
は動作状態のままとなる。

したがって、ダイオードＤａの極性を上記のような直流
電源電流の流入を阻止する方向に選定すれば、送話器Ｍ
を除去した場合、ダイオードＤａにより直流電源電流及
びコンデンサＣ１の残留電荷が可変抵抗器ｒを含むバイ
アス回路に流入しないので、トランジスタＴｒは直ちに
オフとなる。

と同時に、コンデンサＣ１の電荷は放電用抵抗器ｒａを
通じて放電し、コンデンサＣ１の両端電圧は０となる。

この状態で再びプラグインすると、電流増幅回路に電流
が流れ始め、クリックが発生するが、コンデンサＣ１に
よって側路され振幅が小さい。

第２図は、本発明の第２実施例を示す回路図である。

図において、第１図に対応する部分には同じ符号を付し
たが、本例においては、抵抗器（ｒａ＋ｒｂ）が第１図
のｒａに相当する。

第１図のようなハイブリッド回路Ｈｙを用いると、並列
接続される電話機の数が極めて多くなるに従い、負荷の
総合インピーダンスに比べてハイブリッド。

コイルの直流抵抗が相対的に大きくなり、これが負荷と
直列に入るので損失が無視できなくなる。

そこで、本例では、受話回路の側音減衰に・・インリッ
ド回路を用いず、増幅素子による混合回路で、送話増幅
回路の入力側より取出した送話信号と電話線に送出され
た送話信号とを減算混合して側音減衰を行なっている。

そのため、送、受話回路を電話線に並列に接続している
。

そして、送話電流増幅回路としては、エミッタホロワに
すると上述のように電話線短絡となるので、エミッタ接
地回路を用いている。

図において、Ｔｒｌは送話増幅用トランジスタ、Ｔｒ２
はバイアス用ＦＥＴ、Ｔｒ３は混合用トランジスタであ
る。

Ｔ１は結合兼整合トランス、Ｔ２は整合トランス、Ｃは
バイパス・コンデンサ、Ｃ２ハデカップリング・コンデ
ンサ、Ｃ３は直流阻止コンデンサ、ＤｌはＩＪ ミッタ
として働く非直線素子である。

ｒ、 、 Ｔ２はバイアス用可変抵抗器、Ｔ３はテカソ
プリング抵抗器、Ｔ４は混合用抵抗器である。

バイアス回路には、信号に対し負荷とならぬよう、また
、線間直流電圧の変動に影響されぬよう、高インピーダ
ンスのＦＥＴ定電流素子Ｔｒ２を用いてイル。

また、トランジスタＴｒ１はバッファをも兼ねている。

抵抗器ｒａ、ｒｂはコンデンサＣ１の放電用抵抗器で、
ｒａ ＋’ｂが第１図のｒａに相当・する。

抵抗器化を送話器電流の側路として利用すると共にＴ１
コイルに直流電流を流さぬようにデカップリング。

コンデンサＣａを設け、結合トランスＴ１の小形化を可
能にしている。

また、混合用トランジスタＴｒ３ のコレクタ電圧を
線間電圧より直接に十分大きく取るようにして共通イン
ピーダンス抵抗ｒ４を大きくしている。

これにより、ダイナミック・レンジが広がり、歪が減少
した。

本例においても、送話器Ｍと電流増幅回路Ｔｒ１とは直
流的に直列接続され、交流的には前後段接続となってお
り、送話器Ｍに並列接続されたコンデンサＣ１と並列に
放電用抵抗器（ｒａ＋ ｎ、、 ）が接続され、第１図
のものと同様な効果を有する。

なお、ダイオードＤａも第１図のダイオードＤａと同様
な効果を有する。

ただし、回路構成によっては、バイアス回路のカットオ
フにスイッチング・トランジスタが要る場合もある。

以上のように、本発明によれば、負荷の増大にかかわら
ず送話出力が減少せず、電流消費量が極めて少なく、し
かも、送話器の挿脱に伴なうクリックを防止した多数並
列通話に好適な電話機用送話増幅回路を得ることができ
る。

本発明は、上述の実施例に限らず、特許請求の範囲に記
載した本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々
の変形、変更をしうるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は、それぞれ本発明の第１及び第２の
実施例を示す回路図である。 Ｌ、、Ｌ２・・・・・・電話線接続端子、Ｍ・・・・・
・送話器、Ｒ・・・・・・受話器、Ｔｒ、Ｔｒｌ・・・
・・・電流増幅用トランジスタ、Ｔ、Ｔ、・・・・・・
結合トランス、Ｃ１・・・・・・バイパス・コンデンサ
、ｒａ ｒ ’ｂ・・・・・・放電用抵抗器、Ｄａ・・
・・・・ダイオード。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 送話器とその電流増幅回路を直流的に直列接続とし
   交流的に前後段接続とすると共に上記送話器を電話機回
   路に挿脱しうるようにした電話機において、上記送話器
   と並列接続されたコンデンサと並列に放電用抵抗器を接
   続し、かつ、この放電用抵抗器と上記電流増幅回路の直
   流バイアス回路と％’ｌにダイオードを接続した送話増
   幅回路。