JPS5831606A - 電力増幅回路の保護回路 - Google Patents
電力増幅回路の保護回路Info
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- JPS5831606A JPS5831606A JP56130978A JP13097881A JPS5831606A JP S5831606 A JPS5831606 A JP S5831606A JP 56130978 A JP56130978 A JP 56130978A JP 13097881 A JP13097881 A JP 13097881A JP S5831606 A JPS5831606 A JP S5831606A
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- power supply
- power
- voltage
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はオーディオ用電力増幅回路の保11回路に関す
るものである。
るものである。
オーディオ用の増幅回路としては、従来よりム級増幅回
路、B級増幅回路などが知られており。
路、B級増幅回路などが知られており。
実用に供さnている増幅器のほとんどはとのいずf′L
vhの方式をとる。このうち、出力が数10〜数100
Wの−のはいわゆる電力増幅器(パワーアンプ)と称さ
れるものであって、同様にム級、B級が用いられるが、
一般には効率の点からにB級が又歪率等音響特性を重視
する場合にはA級がそれぞれ採用されることが多い、こ
几ら増幅回路方式の電力効率(ηA)(ηB)に、正弦
波信号について電源電圧を(±Va )、信号振幅′f
:(VO)とすれば。
vhの方式をとる。このうち、出力が数10〜数100
Wの−のはいわゆる電力増幅器(パワーアンプ)と称さ
れるものであって、同様にム級、B級が用いられるが、
一般には効率の点からにB級が又歪率等音響特性を重視
する場合にはA級がそれぞれ採用されることが多い、こ
几ら増幅回路方式の電力効率(ηA)(ηB)に、正弦
波信号について電源電圧を(±Va )、信号振幅′f
:(VO)とすれば。
それぞれ次式で示される。
得られるのは共に信号振幅(’Vo)が電源電圧に等し
くなる時、即ち最大出力時であって、それぞれ入数にあ
ってはη入(mal)=501G、B級ではηB(鳳a
X)=78.5−となる・効率の点3hら框パルス幅変
調(PWM:Pu1se Witlth Modura
tion)方式のいわゆるD数層幅回路が公知である・
これに負荷に対し電源を高速でスイッチングして供給し
、このスイッチングのデエーテイ(01時間と077時
間の比率)t−信号に比例させることrc工って負荷に
加わる平均的な電力をコントロールする4のである。電
力制御素子は理論的には導通又は遮断の状態しかないの
で、この部分の発熱即ち損失に無く、きわめて高い効率
が得られる亭が知られているが1反面スイッチングパル
ス波形の歪による高調波歪が現状では多く、実用に供さ
れている例は少ない。
くなる時、即ち最大出力時であって、それぞれ入数にあ
ってはη入(mal)=501G、B級ではηB(鳳a
X)=78.5−となる・効率の点3hら框パルス幅変
調(PWM:Pu1se Witlth Modura
tion)方式のいわゆるD数層幅回路が公知である・
これに負荷に対し電源を高速でスイッチングして供給し
、このスイッチングのデエーテイ(01時間と077時
間の比率)t−信号に比例させることrc工って負荷に
加わる平均的な電力をコントロールする4のである。電
力制御素子は理論的には導通又は遮断の状態しかないの
で、この部分の発熱即ち損失に無く、きわめて高い効率
が得られる亭が知られているが1反面スイッチングパル
ス波形の歪による高調波歪が現状では多く、実用に供さ
れている例は少ない。
(1)式及び(2)式で示されるA級およびB数層幅回
路の理論効率白線、更にD数層幅器の実測効率曲線の例
t−jlK1図に示す・ さて、このようなム級、B級増幅器の最大出力に、電源
電圧(■c)と負荷抵抗(6)によって定まるが、勿論
常時最大出力で使用されることばない・音東信号の平均
パワーエネルギーに最大パワー(ピーク値)の1/8〜
1/10である事が苅られているー従って(1)又は(
2)式から示されるように、これら増幅器の実質的な効
率はきわめて悪い・例えtfR=8Ωのスピーカに対し
最大100Wの出力が可能な増幅S!に於て、10W1
に出力した時の効率は、B級増幅器で(2)式より この時、出力電力t−(po)、入力電力t(Pi)と
すると、損失電力(pt−vo)は であり、こrtに実に無駄な事であると言わねばならな
い、これに、最大パワーを供給する大めに必要な電源電
圧に対し、冥際に出力する信号の振幅に小さいので、こ
の差の分が出力段素子に於ける電圧降下として損失にな
る為である・これが着しt電源電圧が常に出力信号振幅
のピークに維持さ1するならば、効率は7 B、5 %
で、損失電力に10×(0,785−1)=2.7Wで
済む・このような点を考慮して1本願出願人は先に特願
昭55−67276号を出願した。即ち、増幅器の出力
にあわせて電源電圧を出力信号振@に制御シ、出力段素
子に論ける電圧降下を必要最小限にとどめて、この部分
で発生する損失を減少させ。
路の理論効率白線、更にD数層幅器の実測効率曲線の例
t−jlK1図に示す・ さて、このようなム級、B級増幅器の最大出力に、電源
電圧(■c)と負荷抵抗(6)によって定まるが、勿論
常時最大出力で使用されることばない・音東信号の平均
パワーエネルギーに最大パワー(ピーク値)の1/8〜
1/10である事が苅られているー従って(1)又は(
2)式から示されるように、これら増幅器の実質的な効
率はきわめて悪い・例えtfR=8Ωのスピーカに対し
最大100Wの出力が可能な増幅S!に於て、10W1
に出力した時の効率は、B級増幅器で(2)式より この時、出力電力t−(po)、入力電力t(Pi)と
すると、損失電力(pt−vo)は であり、こrtに実に無駄な事であると言わねばならな
い、これに、最大パワーを供給する大めに必要な電源電
圧に対し、冥際に出力する信号の振幅に小さいので、こ
の差の分が出力段素子に於ける電圧降下として損失にな
る為である・これが着しt電源電圧が常に出力信号振幅
のピークに維持さ1するならば、効率は7 B、5 %
で、損失電力に10×(0,785−1)=2.7Wで
済む・このような点を考慮して1本願出願人は先に特願
昭55−67276号を出願した。即ち、増幅器の出力
にあわせて電源電圧を出力信号振@に制御シ、出力段素
子に論ける電圧降下を必要最小限にとどめて、この部分
で発生する損失を減少させ。
増幅器全体の効率を改善する増幅器を提案した。
罠に詳説すると、増幅器の出力段を含む電力増幅部の電
源を可変電圧電源とし、出力信号振幅の包絡変化、即ち
信号エンベロープにあわせてとnt制却する・また可変
電圧電源の側副信号に、出力信号t%K してこfL′
を得る。
源を可変電圧電源とし、出力信号振幅の包絡変化、即ち
信号エンベロープにあわせてとnt制却する・また可変
電圧電源の側副信号に、出力信号t%K してこfL′
を得る。
この整流回路の応答速度を定めるailF定数のうち立
上り時間(アタックタイム)を定める立上り時定数に当
然充分小さく、且つこれに応答する可変電圧電源の上昇
速度も可能な限り早めらルるが。
上り時間(アタックタイム)を定める立上り時定数に当
然充分小さく、且つこれに応答する可変電圧電源の上昇
速度も可能な限り早めらルるが。
尚かつ出力信号の急激な上昇に追随不可能な時には、別
途設けらf′した充分高い電圧の定電圧電源に一時的に
切換える・ここで、前記可変電圧電源は全電圧制御範囲
にわたって高効率が維持されなければならず、従って、
$かる電1[置として特にパルス幅fat方式のスイッ
チング環II(以後PWM電源と略記する)を採用して
、こfLt−実現している◎以下l[2図にもとすきこ
の種増幅器の具体的内容を詳述する。
途設けらf′した充分高い電圧の定電圧電源に一時的に
切換える・ここで、前記可変電圧電源は全電圧制御範囲
にわたって高効率が維持されなければならず、従って、
$かる電1[置として特にパルス幅fat方式のスイッ
チング環II(以後PWM電源と略記する)を採用して
、こfLt−実現している◎以下l[2図にもとすきこ
の種増幅器の具体的内容を詳述する。
落2図はこの種増幅器の原理を説明するブロック図であ
る。即ち、入力端子111に入力した信号にA級又iB
級の電圧増@回路121 Kて増幅されると同時に入力
信号を整流する整流回路(3)を経てPWMt111!
回路+41に入力する・該PWM増幅回路(4)の出力
に電圧増幅回路(2)に縦続する電力増幅回路(5)の
電源として図示の如くダイオ−)’(6)を介して接続
する・一方別途設けらfLπ定電圧電源(71にトラン
ジスタ(8)を介して電力増幅回路(51K:電力?供
給するが、該トランジスタ(8)ハ図示の通り電圧増幅
回路(2)側にレールシフト回路(91t−介してその
ベースが接続さするエミッタホロワ型である為、ベース
電位がエミッタ電位即ちI’WM増幅回路(4)の出力
電圧よりも低いlii?H逆バイアスさ几、カットオフ
状■となっている・この場合、電圧増幅回路(6)の電
源は前記PWM増幅回路14)により与えられる・電圧
増@回路12)の出力信号に一定の直施分を付加し穴前
記トツンジスタ(8)のベース電位がPWM増IN&−
11(4)のめ力を越えると、トランジスタ(81にエ
ミッタホロワ接続として能動状lI#IC入a、aa電
源(7)より電源を受けて電力増幅回路(5)を略ベー
ス電位に付勢する@この時ダイオード(6)に逆バイア
ス状態となって、電流がPWM増幅回路(4)側に逆流
するのを防止する・尚特ハ出力端子である。
る。即ち、入力端子111に入力した信号にA級又iB
級の電圧増@回路121 Kて増幅されると同時に入力
信号を整流する整流回路(3)を経てPWMt111!
回路+41に入力する・該PWM増幅回路(4)の出力
に電圧増幅回路(2)に縦続する電力増幅回路(5)の
電源として図示の如くダイオ−)’(6)を介して接続
する・一方別途設けらfLπ定電圧電源(71にトラン
ジスタ(8)を介して電力増幅回路(51K:電力?供
給するが、該トランジスタ(8)ハ図示の通り電圧増幅
回路(2)側にレールシフト回路(91t−介してその
ベースが接続さするエミッタホロワ型である為、ベース
電位がエミッタ電位即ちI’WM増幅回路(4)の出力
電圧よりも低いlii?H逆バイアスさ几、カットオフ
状■となっている・この場合、電圧増幅回路(6)の電
源は前記PWM増幅回路14)により与えられる・電圧
増@回路12)の出力信号に一定の直施分を付加し穴前
記トツンジスタ(8)のベース電位がPWM増IN&−
11(4)のめ力を越えると、トランジスタ(81にエ
ミッタホロワ接続として能動状lI#IC入a、aa電
源(7)より電源を受けて電力増幅回路(5)を略ベー
ス電位に付勢する@この時ダイオード(6)に逆バイア
ス状態となって、電流がPWM増幅回路(4)側に逆流
するのを防止する・尚特ハ出力端子である。
また、整流回路13)の入力は電圧増幅回路(2)、ま
たは出力端子αOより供給される場合もある。
たは出力端子αOより供給される場合もある。
上述の如く構成した場合、電像電圧が増幅器の出力信号
振幅に制卸されるため、出力段素子での電圧降下を必要
最小限にとどめ、この部分で発生する損失を着しく減少
さぜることかできる・一般に出力段での損失によって発
生する熱を放散するための放熱器の容量に、前述の音楽
信号の平均パワーを供給する時の熱損失に対して充分な
だけのものが使用されており、実用上これで充分でTo
る。
振幅に制卸されるため、出力段素子での電圧降下を必要
最小限にとどめ、この部分で発生する損失を着しく減少
さぜることかできる・一般に出力段での損失によって発
生する熱を放散するための放熱器の容量に、前述の音楽
信号の平均パワーを供給する時の熱損失に対して充分な
だけのものが使用されており、実用上これで充分でTo
る。
従って、小出力時においても高効率であるこの種電源電
圧が制卸される電力増幅器の場合1通常の電力増幅器に
比較して放熱器を大幅に小型化できる・ さて、この種増幅器の使用時に於いて出力増幅器(6)
とスピーカーとの接続時のミスなどによる出力短絡或は
、電圧増幅回路優)の出力段が何らかの原因により短絡
した場合、更にtた。増幅器の出力及び電力増幅Igl
W&の出力段(5)が正常動作しているに%>10&わ
らずPWM電源の出力端子が短絡した場合、過電流が電
力増幅回路の出力段或はpwMt源の出力段rcmれ、
出力段が破壊されてしまうという問題が生じる・ 本発明はこのエラな問題点を解決できる保護回wIvc
w4するtのであり、特にFW輩電源の出力段の過電眞
t−検出することにより、”PWM電源及び定電圧電源
から電力増幅回路(5)への電源供給を停止させて電力
増幅回路の出力段及びFW輩電源の出力*1保護するこ
とを可能にするものであり。
圧が制卸される電力増幅器の場合1通常の電力増幅器に
比較して放熱器を大幅に小型化できる・ さて、この種増幅器の使用時に於いて出力増幅器(6)
とスピーカーとの接続時のミスなどによる出力短絡或は
、電圧増幅回路優)の出力段が何らかの原因により短絡
した場合、更にtた。増幅器の出力及び電力増幅Igl
W&の出力段(5)が正常動作しているに%>10&わ
らずPWM電源の出力端子が短絡した場合、過電流が電
力増幅回路の出力段或はpwMt源の出力段rcmれ、
出力段が破壊されてしまうという問題が生じる・ 本発明はこのエラな問題点を解決できる保護回wIvc
w4するtのであり、特にFW輩電源の出力段の過電眞
t−検出することにより、”PWM電源及び定電圧電源
から電力増幅回路(5)への電源供給を停止させて電力
増幅回路の出力段及びFW輩電源の出力*1保護するこ
とを可能にするものであり。
信lI性の高い小型軽量の電力増幅器を提供するもので
ある・ 本発明の内容について以下35図とともに説明する。a
tS図に於いて、(2)は定電圧電源、(図示せず)の
電源端子(71)と(72)から直流電源が供給される
電圧増幅回路であり、プリテンプ(図示せず)からの信
号を入力端子(1)に受け、その出力側にrCP N
PとMPHの出力トランジスタ(51)と(52)の相
補接続エリなるエミッタホロワ型の電力増幅回路(5)
を備え、出力端子鰻重9負荷傾を制卸するclfPかる
構成の電力増幅回路(5)の電力的損失框、出力トラン
ジスタ(51)及び(52) Ic於ける電圧降下と′
ttILの積として表わされることば前述の通りである
。この電圧降下を必要最小限とする為のe’TK電圧電
源【ダイオード(61)及び(,62)t−介してPW
M増@増結回路1の正負電源出力端子(401)及び(
402)工9受ける。該?WMtlll@回路(4)は
三角[’!+?発生する三角波発生回路(403)と、
該三角波出力と前記電圧増幅回路(2)の出力信号のビ
ーク包絡を検出する全波整流口W&(ロ)の出力信号と
t比較し且つ該整流信号に比例したデユーティ比のパル
ス幅器m[号【発生する比較器(407)と、該パルス
幅fllll信号九より結合コンデンサ(408) t
−介してスイッチングされると共に抵抗(409)、
(410)t−各バイアス抵抗とするスイッチング・ト
ランジスタ(411)と、同じく反転増幅器(412)
および結合コンデンサ(415) t−介してスイツチ
ングされると共に抵抗(414)(4151各バイアス
抵抗とするスイッチング・トランジスタ(416)と、
前記両トランジスタに各縦続するインダクタンス(41
7)およびコンデンサ(418)よす成る正電源のフィ
ルタ(419)と、インダクタンス(420)およびコ
ンデンサ(421)より成る負電源側のフィルタ(42
2)とより構成される。前記各トランジスタ(411)
(416)にに各縦続するインダクタンス(417)戚
いH(420) tIhら発生する逆方向電流ttmす
るダイオード(423)及び(424)がそれぞfL便
aされている。この構成により、前記整流信号に比例し
たデユーティ比のパルス@変調信号によりスイッチング
トランジスタ(411)及び(416)に前記定電圧電
源の端子(71)及び(72)からの電源電力【スイッ
チング制約して、端子(401)及び(402)1m前
記整流信号に比例して電圧増幅回路(2)の出力信号の
エンベシープに略等し一電圧を供給する・罠に厳密#C
は端子(401)或いは(402)に供給される可変電
源電圧は出力トランジスタ(51)又は(52)の飽和
電圧、およびダイオード(61)又r!(62)の電圧
降下の分だけ出力包絡信号を越えなければならず、この
為に抵抗(405)(406)より成る直流バイアス回
路が、前記三角波発生回路(405)とコンデンサ(4
04)により結合される比較! (407)の入力側に
図示の如く接続される。
ある・ 本発明の内容について以下35図とともに説明する。a
tS図に於いて、(2)は定電圧電源、(図示せず)の
電源端子(71)と(72)から直流電源が供給される
電圧増幅回路であり、プリテンプ(図示せず)からの信
号を入力端子(1)に受け、その出力側にrCP N
PとMPHの出力トランジスタ(51)と(52)の相
補接続エリなるエミッタホロワ型の電力増幅回路(5)
を備え、出力端子鰻重9負荷傾を制卸するclfPかる
構成の電力増幅回路(5)の電力的損失框、出力トラン
ジスタ(51)及び(52) Ic於ける電圧降下と′
ttILの積として表わされることば前述の通りである
。この電圧降下を必要最小限とする為のe’TK電圧電
源【ダイオード(61)及び(,62)t−介してPW
M増@増結回路1の正負電源出力端子(401)及び(
402)工9受ける。該?WMtlll@回路(4)は
三角[’!+?発生する三角波発生回路(403)と、
該三角波出力と前記電圧増幅回路(2)の出力信号のビ
ーク包絡を検出する全波整流口W&(ロ)の出力信号と
t比較し且つ該整流信号に比例したデユーティ比のパル
ス幅器m[号【発生する比較器(407)と、該パルス
幅fllll信号九より結合コンデンサ(408) t
−介してスイッチングされると共に抵抗(409)、
(410)t−各バイアス抵抗とするスイッチング・ト
ランジスタ(411)と、同じく反転増幅器(412)
および結合コンデンサ(415) t−介してスイツチ
ングされると共に抵抗(414)(4151各バイアス
抵抗とするスイッチング・トランジスタ(416)と、
前記両トランジスタに各縦続するインダクタンス(41
7)およびコンデンサ(418)よす成る正電源のフィ
ルタ(419)と、インダクタンス(420)およびコ
ンデンサ(421)より成る負電源側のフィルタ(42
2)とより構成される。前記各トランジスタ(411)
(416)にに各縦続するインダクタンス(417)戚
いH(420) tIhら発生する逆方向電流ttmす
るダイオード(423)及び(424)がそれぞfL便
aされている。この構成により、前記整流信号に比例し
たデユーティ比のパルス@変調信号によりスイッチング
トランジスタ(411)及び(416)に前記定電圧電
源の端子(71)及び(72)からの電源電力【スイッ
チング制約して、端子(401)及び(402)1m前
記整流信号に比例して電圧増幅回路(2)の出力信号の
エンベシープに略等し一電圧を供給する・罠に厳密#C
は端子(401)或いは(402)に供給される可変電
源電圧は出力トランジスタ(51)又は(52)の飽和
電圧、およびダイオード(61)又r!(62)の電圧
降下の分だけ出力包絡信号を越えなければならず、この
為に抵抗(405)(406)より成る直流バイアス回
路が、前記三角波発生回路(405)とコンデンサ(4
04)により結合される比較! (407)の入力側に
図示の如く接続される。
このようI/cll成さ′rL、たPWM増幅回路唖;
に付勢される電力増幅回路用)の出力トランジスタ(5
1)戚いに(52)[於ける電圧降下に出方信号の包絡
変化があっても、常時最小なレベルに維持される。
に付勢される電力増幅回路用)の出力トランジスタ(5
1)戚いに(52)[於ける電圧降下に出方信号の包絡
変化があっても、常時最小なレベルに維持される。
さて、かかるPWM[源の周波数応答特性は。
三角波発生回路(403)の発振周波数が余波整R回路
61の出力信号周波数に比較して充分高く、かつ比較器
(407)、スイッチングトランジスタ(411)及び
(416)が理想的なスイッチングパルスヲ発生させる
ならば、はぼフィルタ回路(419)又に(422)の
遮断特性によって′ji!まる・前記発振周披数框具体
的に:框変調信号の10倍以上とさ′rL、例えば変調
信号周波数が20KHgならば、200KHz〜500
KHzとなる・このような高速度のスイッチング素子は
現状では非常に高価であることが知られている。又高周
波スイッチングに伴なう不惑l!な周波数成分が出力端
子(401)或いは(402)を経て増幅回路側に漏f
Lないよう減衰特性の急峻な、従って次数の高いフィル
タが要求gnる・一方増幅信号が音楽信号(オーディオ
信号)の場合、このパワースペクトルtX1KHtx以
下に大部分のエネルギーが集中している事が知られてい
る・このような特徴t−考鷹して、この実蔦例ではPW
M増輻回路14)の周波数特性tI KHts程度にと
どめている・この周波数特性を越える信号でカ為つ端子
(401)及び(402)に与えられるliPWM回路
出力電圧よりも大きな振@を有する信号の為に準備され
る回路について次に説明する・電圧層@回路(21の出
力端には、余波整R回路−と共にダイオード(93)、
(94)・・−・・(98)と抵抗(91)、 (92
)との直列WaXり成るレベルシフト回路が図示の如<
amされ、かつダイ、オード回路の両端にはトランジス
タ(8,1)及び(82)の各ベースーJbX!l!絖
されている・これらトランジスタ(81)(82)のエ
ミッタは電力増幅回路側に又コレクタは前記定電圧電源
側にそ几ぞn接続されているので、ベース電位が前記P
WM増幅回路(4)により与えらnる出力トランジスタ
(51)及び(52)の各コレクタ電位を越えなけnば
逆バイアス状態となってカットオフさrt、越えるに従
ってエミッタホロワとして能動し、電力増幅回路(5)
の電1!I’、t−PWM増幅回路(4)より定電圧電
源(図示せず)の側に切換えるのに前述の通りである。
61の出力信号周波数に比較して充分高く、かつ比較器
(407)、スイッチングトランジスタ(411)及び
(416)が理想的なスイッチングパルスヲ発生させる
ならば、はぼフィルタ回路(419)又に(422)の
遮断特性によって′ji!まる・前記発振周披数框具体
的に:框変調信号の10倍以上とさ′rL、例えば変調
信号周波数が20KHgならば、200KHz〜500
KHzとなる・このような高速度のスイッチング素子は
現状では非常に高価であることが知られている。又高周
波スイッチングに伴なう不惑l!な周波数成分が出力端
子(401)或いは(402)を経て増幅回路側に漏f
Lないよう減衰特性の急峻な、従って次数の高いフィル
タが要求gnる・一方増幅信号が音楽信号(オーディオ
信号)の場合、このパワースペクトルtX1KHtx以
下に大部分のエネルギーが集中している事が知られてい
る・このような特徴t−考鷹して、この実蔦例ではPW
M増輻回路14)の周波数特性tI KHts程度にと
どめている・この周波数特性を越える信号でカ為つ端子
(401)及び(402)に与えられるliPWM回路
出力電圧よりも大きな振@を有する信号の為に準備され
る回路について次に説明する・電圧層@回路(21の出
力端には、余波整R回路−と共にダイオード(93)、
(94)・・−・・(98)と抵抗(91)、 (92
)との直列WaXり成るレベルシフト回路が図示の如<
amされ、かつダイ、オード回路の両端にはトランジス
タ(8,1)及び(82)の各ベースーJbX!l!絖
されている・これらトランジスタ(81)(82)のエ
ミッタは電力増幅回路側に又コレクタは前記定電圧電源
側にそ几ぞn接続されているので、ベース電位が前記P
WM増幅回路(4)により与えらnる出力トランジスタ
(51)及び(52)の各コレクタ電位を越えなけnば
逆バイアス状態となってカットオフさrt、越えるに従
ってエミッタホロワとして能動し、電力増幅回路(5)
の電1!I’、t−PWM増幅回路(4)より定電圧電
源(図示せず)の側に切換えるのに前述の通りである。
ここで、ダイオード(93)・・・・・・(98)、抵
抗(91)(92)の直列接続j:りなるバイアス回路
の回路電流に、抵抗(91)と(92)の抵抗値が充分
太きく選ばf′Lf′Lば電圧増幅回路(2)の出力に
ほとんど影響を与える事になく、仮りにこれがあったと
しても、出力端(10エリ入力端11)に適当な負帰還
回路(図示せず)を設ければ補償できる。尚電源切換用
のトランジスタ(81)及び(82)框勿論電界効果ト
ランジスタ(NET)でも良く、この場合、ベースをゲ
ートに、エミッタをソースvc%コレクタtドレインに
各対応するソースホロワ接続となる。
抗(91)(92)の直列接続j:りなるバイアス回路
の回路電流に、抵抗(91)と(92)の抵抗値が充分
太きく選ばf′Lf′Lば電圧増幅回路(2)の出力に
ほとんど影響を与える事になく、仮りにこれがあったと
しても、出力端(10エリ入力端11)に適当な負帰還
回路(図示せず)を設ければ補償できる。尚電源切換用
のトランジスタ(81)及び(82)框勿論電界効果ト
ランジスタ(NET)でも良く、この場合、ベースをゲ
ートに、エミッタをソースvc%コレクタtドレインに
各対応するソースホロワ接続となる。
ダイオードバイアス回路のダイオードの直列接続個数で
決まるバイアス電圧は、各トランジスタ(81)又は(
82)のベースに、電圧増幅回路(2)の出力信号レベ
ルより一定レベルだけ高い(負振幅の場合には低h)電
圧を与えて、出力信号の信号レヘル#IPWM増幅回路
(41によって与えられる電源電圧を越える以前に速や
tP#Cトランジスタ(81)又は(82)を能動させ
るものである。又1図に於て各トランジスタ(81)又
は(82”)のベースに接続されているダイオード(8
3)又は(84)は、これらトランジスタが逆バイアス
される時各ベースと工電ツタ間の逆耐圧破壊から保護す
るものである・ 次に過電流検出回路Iと、スイッチより成る直流電源電
圧制御回路1B、 (13,a41. a9及ヒ(11
1)+2)動作につ−て説明する・何らかの原因1例え
と出力端子−と負荷恨−との接続イスによる出力短絡或
いに、出力トランジスタ(51)(52)の異常動作に
よる短絡、更にまた。前記2つの原因の他、PWM増@
回路14)の端子(401)(402)とダイオード(
61)(62)の配線間での短絡、或いはコンデンサ(
418)(421)、 ダイオード(423)(42
4)の破壊による短絡などFCよりPWM増幅回路圓の
スイッチングトランジスタ(411)あるいd (41
6)に過電流が流n、該ススイツチングトランジスタ4
11)。
決まるバイアス電圧は、各トランジスタ(81)又は(
82)のベースに、電圧増幅回路(2)の出力信号レベ
ルより一定レベルだけ高い(負振幅の場合には低h)電
圧を与えて、出力信号の信号レヘル#IPWM増幅回路
(41によって与えられる電源電圧を越える以前に速や
tP#Cトランジスタ(81)又は(82)を能動させ
るものである。又1図に於て各トランジスタ(81)又
は(82”)のベースに接続されているダイオード(8
3)又は(84)は、これらトランジスタが逆バイアス
される時各ベースと工電ツタ間の逆耐圧破壊から保護す
るものである・ 次に過電流検出回路Iと、スイッチより成る直流電源電
圧制御回路1B、 (13,a41. a9及ヒ(11
1)+2)動作につ−て説明する・何らかの原因1例え
と出力端子−と負荷恨−との接続イスによる出力短絡或
いに、出力トランジスタ(51)(52)の異常動作に
よる短絡、更にまた。前記2つの原因の他、PWM増@
回路14)の端子(401)(402)とダイオード(
61)(62)の配線間での短絡、或いはコンデンサ(
418)(421)、 ダイオード(423)(42
4)の破壊による短絡などFCよりPWM増幅回路圓の
スイッチングトランジスタ(411)あるいd (41
6)に過電流が流n、該ススイツチングトランジスタ4
11)。
(416)のエミッタと、正あるいは負のだ電圧電源端
子(71)(72)との間、に:接続さfした抵抗(4
50)及び(431)の電圧降下によって(A)点の電
位が下がり、@)点の電位が上がる。正あるいは負の定
電圧電源端子(71)(72)がそれぞれトランジスタ
(501)(502)のエミッタ#C接続されてお0.
1gj)ランジスタ(501)(502)のそれぞれの
ベースに前記(A)、(B)点が接続されているので、
該トランジスタ(501)(502)が導通し、抵抗(
503)、 (504)彫(505)、(506) K
よって分圧さn7y電圧が発生し。
子(71)(72)との間、に:接続さfした抵抗(4
50)及び(431)の電圧降下によって(A)点の電
位が下がり、@)点の電位が上がる。正あるいは負の定
電圧電源端子(71)(72)がそれぞれトランジスタ
(501)(502)のエミッタ#C接続されてお0.
1gj)ランジスタ(501)(502)のそれぞれの
ベースに前記(A)、(B)点が接続されているので、
該トランジスタ(501)(502)が導通し、抵抗(
503)、 (504)彫(505)、(506) K
よって分圧さn7y電圧が発生し。
比較回路(511)及び(512)K入力される・該比
較回路(511)及び(512)は入力さrtた電圧と
、抵抗(507)(508)及び(509)(510)
K:より設定さf′L′ft電流制限電圧とを比較し
、出力電圧を発生さぜる・即ち該比較回路(511)及
び(512)Kより過電流を検出する・該出力電圧にO
R回路(513)と抵抗(514)を経て、スイッチン
グトランジスタ(515)のベースに印加され、そnに
エリスイッチングトランジスタ(515)及び(516
)が導通して、リレーコイル(Rl )Vc電w カy
1 n 4゜該リレーコイル(R11> [電流がML
れることにエリ、各スイッチに遅IEII L、テ、
(laト(131Ho F F、 ’141(1!19
お工び(111)[ON状態となる。スイッチ(111
)がONすることによりリレー(520)はラッチ状態
とな9.電源スィッチ(図示せず)が0FIFICなら
ない限り、前記状IIt保持する。スイッチ株3がOF
FすることにエリPWM増幅回路14)のスイッチング
トランジスタ(411)および(416)のスイッチン
グが停止し。
較回路(511)及び(512)は入力さrtた電圧と
、抵抗(507)(508)及び(509)(510)
K:より設定さf′L′ft電流制限電圧とを比較し
、出力電圧を発生さぜる・即ち該比較回路(511)及
び(512)Kより過電流を検出する・該出力電圧にO
R回路(513)と抵抗(514)を経て、スイッチン
グトランジスタ(515)のベースに印加され、そnに
エリスイッチングトランジスタ(515)及び(516
)が導通して、リレーコイル(Rl )Vc電w カy
1 n 4゜該リレーコイル(R11> [電流がML
れることにエリ、各スイッチに遅IEII L、テ、
(laト(131Ho F F、 ’141(1!19
お工び(111)[ON状態となる。スイッチ(111
)がONすることによりリレー(520)はラッチ状態
とな9.電源スィッチ(図示せず)が0FIFICなら
ない限り、前記状IIt保持する。スイッチ株3がOF
FすることにエリPWM増幅回路14)のスイッチング
トランジスタ(411)および(416)のスイッチン
グが停止し。
PWM増幅回路(ヅの出力端子(401)および(40
2)から出力トランジスタ(51)(52)への電源供
給?停止する。又スイッチIと回がONすることに工9
トランジスタ(81)および(82)の[流バイアスが
なくなり、1!電圧電源からの供給、も停止さぜる・こ
の工うに電源供給を停止させることにより出力トランジ
スタ(51)(52)及びPWM増幅回路(長1のスイ
ッチングトランジスタ(411)(416)全保護する
。tた。スイッチQ3H電圧増幅回路(2)を保護する
ためのものである。
2)から出力トランジスタ(51)(52)への電源供
給?停止する。又スイッチIと回がONすることに工9
トランジスタ(81)および(82)の[流バイアスが
なくなり、1!電圧電源からの供給、も停止さぜる・こ
の工うに電源供給を停止させることにより出力トランジ
スタ(51)(52)及びPWM増幅回路(長1のスイ
ッチングトランジスタ(411)(416)全保護する
。tた。スイッチQ3H電圧増幅回路(2)を保護する
ためのものである。
尚、コンデンサ(51B)と(519)は電力増幅器の
電源がONとなった時、トランジスタ(501)と(5
02)が誤動作して過電流検出回路が働くのを防ぐため
のものである・尚まだ、上述においては出力トランジス
タ(51)(52)t P W M増幅回路(4)と直
流だ電圧電源から供給する例について説明したが、PW
M増幅回路からのみ出力トランジスタの駆動電源を供給
する場合にも本発明を適用できることは言うまでもない
・ このように本発明によれば、過電流の検出を直蒐足電圧
電源からPWM電源回路への供給電流によって行うこと
により、PWM電源の出力段に対する色々の短絡状l1
rc対して保護回路tSかぜることができる・それ故、
電源電圧が最適に制鈍さf′L7を電力増幅器の低損失
で高効率の特長を生かした小型軽量且つ(K照性の高い
電力増幅器が得られる・
電源がONとなった時、トランジスタ(501)と(5
02)が誤動作して過電流検出回路が働くのを防ぐため
のものである・尚まだ、上述においては出力トランジス
タ(51)(52)t P W M増幅回路(4)と直
流だ電圧電源から供給する例について説明したが、PW
M増幅回路からのみ出力トランジスタの駆動電源を供給
する場合にも本発明を適用できることは言うまでもない
・ このように本発明によれば、過電流の検出を直蒐足電圧
電源からPWM電源回路への供給電流によって行うこと
により、PWM電源の出力段に対する色々の短絡状l1
rc対して保護回路tSかぜることができる・それ故、
電源電圧が最適に制鈍さf′L7を電力増幅器の低損失
で高効率の特長を生かした小型軽量且つ(K照性の高い
電力増幅器が得られる・
第1図は増幅器の効率特性を示す図面、Jll!2図は
電源電圧?1llJ御することにより高効率會得る電力
増幅器のブロック図、jl!3図框本発明の電力増幅回
路の保護回路の具体的実m例である。 (1)・・・入力端子、(21・・・電圧増幅回路、(
3)・・・低域フィルタ、(4)・・・パルス幅増幅回
路%(51・・・電力増幅回路、(7)・・・定電圧電
源、(9)・・・レベルシフト回路、(1a・・・出力
端子、 +111・・・過電流検出回路%112+1M
41(151・・・直流電、源電圧制御回路、ue・・
・負荷−c(◇・・・低域フィル″り、(全波整流回路
>、(51)(52)・・・出力トランジスタ、(71
)(723・・・定電圧電源の電源端子。 (81)(82)・・・スイッチングトランジスタ%(
aOS)・・・三角波発生回路、 (407)・・・比
較器、(411)(416)・・・スイッチングトラン
ジスタ、 (419)(422)・・・フィルタ、(
91)(92)および(95)(94)・・・(98)
・・・レベルシフト回路。
電源電圧?1llJ御することにより高効率會得る電力
増幅器のブロック図、jl!3図框本発明の電力増幅回
路の保護回路の具体的実m例である。 (1)・・・入力端子、(21・・・電圧増幅回路、(
3)・・・低域フィルタ、(4)・・・パルス幅増幅回
路%(51・・・電力増幅回路、(7)・・・定電圧電
源、(9)・・・レベルシフト回路、(1a・・・出力
端子、 +111・・・過電流検出回路%112+1M
41(151・・・直流電、源電圧制御回路、ue・・
・負荷−c(◇・・・低域フィル″り、(全波整流回路
>、(51)(52)・・・出力トランジスタ、(71
)(723・・・定電圧電源の電源端子。 (81)(82)・・・スイッチングトランジスタ%(
aOS)・・・三角波発生回路、 (407)・・・比
較器、(411)(416)・・・スイッチングトラン
ジスタ、 (419)(422)・・・フィルタ、(
91)(92)および(95)(94)・・・(98)
・・・レベルシフト回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 (11電気信号或は咳信号に関連する信号の包絡線電圧
を発生さぜるための包絡電圧発生回路と。 該回路の出力包絡電圧#C応じて出力電圧が変化する可
変直流電源供給回路と、該回wet駆動さぜる固定直流
電源と、前記電気信号の電圧増幅回路と、該増@回路の
出力信号、前記可変直流電源供給回路の出力電源及び前
記ta足1[#I!電源の出力電源が供給される電力増
幅回路と、Vk電力増@回路の異常動作による過電流を
検出する過電藏検m1iA路と。 前記電力増幅回路に供給される直流電源電圧を制−す為
為のI[#l電源電圧制御回路とt備え、前記過電置検
出口路は前記電力増幅ロ賂の異状動作による過電#lt
前記固定直流電源から前記可ffi[m電源供給l路へ
の供給電流によって検出し、l[検出出力により前記直
流電源電圧制卿n1ItIa−して前記可変l[鷹電源
供給口路及び前記固定直流電源から前記電力増幅回路へ
の電源供給を停止することt特徴とする電力増幅回路の
保@回路。 (2)可変直置電源供給回路にパルス幅変調方式の電源
供給曲路である特許請求の範囲第1項に記載の電力増1
1回路の保護回路− (3)包絡電圧発生回路に整流回路からなる特許請求の
範囲第1項に記載の電力増幅回路の保護回路− (411[流電源電圧制a回路にリレースイッチ或はス
イッチングトランジスタである特許請求の範・I!第1
項に記載の電力増幅回路の保llIg回路・優)電力増
幅回路の直流駆動電源は所だの電気信号より小さい時に
は可変[置電源供給回路で為ら供給さfL、所定の電気
信号1り大きい時固足直眞電源から供給される特許請求
の範囲第1項に記載の電力増幅回路の保護回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56130978A JPS5831606A (ja) | 1981-08-20 | 1981-08-20 | 電力増幅回路の保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56130978A JPS5831606A (ja) | 1981-08-20 | 1981-08-20 | 電力増幅回路の保護回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5831606A true JPS5831606A (ja) | 1983-02-24 |
Family
ID=15047044
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56130978A Pending JPS5831606A (ja) | 1981-08-20 | 1981-08-20 | 電力増幅回路の保護回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5831606A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1987000709A1 (en) * | 1985-07-22 | 1987-01-29 | Charters, John, Dumergue | Composite audio amplifier |
-
1981
- 1981-08-20 JP JP56130978A patent/JPS5831606A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1987000709A1 (en) * | 1985-07-22 | 1987-01-29 | Charters, John, Dumergue | Composite audio amplifier |
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