JPS5831044B2 - カヘンリトクゾウフクキ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は例えば圧伸器で使用される可変利得増幅器に関
する。

圧伸器は圧縮器および伸長器の２つの回路より成る。

圧縮器は、交流信号が搬送波信号によって変調されて伝
送路を通して伝送される前に送信端で交流信号のダイナ
ミック・レンジを圧縮するものである。

伸長器は交流信号が搬送波から復調された後で受信端に
おいて交流信号のダイナミック・レンジを伸長するもの
である。

圧縮器は入力信号のレベルに依存する利得を有している
。

即ち、低レベル信号に対しては高利得を、高レベル信号
に対しては低利得を呈する。

これにより最低信号のレベルは雑音干渉（これは伝送路
を介して伝送されるときに加わる）の影響を受けにくい
レベルにまで増幅される。

周知の圧伸回路はバリオロツサと呼ばれる信号路中の可
変インピーダンスとそれに続く増幅器により特徴づけら
れている。

増幅器の出力レベルは検派・涙液されて出力信号レベル
に比例した信号が形成される。

その結果得られた信号は圧縮を行うためバリオロツサの
インピーダンスを変化させるのに用いられる。

同様に、伸長を行う場合、入力信号のレベルはバリオロ
ツサのインピーダンスを変化させるのに用いられる。

これら圧伸回路についてはダブリュー・アール・ランド
リイおよびエル・エフ・ワイレイによる゛’Ｎ２キャリ
ア端末回路設計″ベル・システム・テクニカル・ジャー
ナル、巻ＸＬＩＶ、号４．１９６５年４月０頁７６５に
述べられている。

本発明は、例えばバリオロツサを用いるような周知の可
変利得増幅器の欠点を有さない改善された可変利得増幅
器を提供するものである。

本発明に従い、可変利得増幅器は入力および出力を有す
る第１の増幅器と、該第１の増幅器の入力に増幅された
入力信号を印加する第２の増幅器と、前記第１の増幅器
の入力と出力の間の帰還路に接続された第３の増幅器と
、前記第２および第３の増幅器の利得を制御する手段と
を含んでいる。

前記可変利得増幅器の利得は前記第１の増幅器の出力信
号の振幅に逆比例しており、前記制御手段は前記第３の
増幅器の利得を制御する第１の電流源（その出力電流は
前記出力信号の振幅に依存する）および前記第２の増幅
器の利得を制御する定電流源を含んでいる。

前記制御手段は前記第１の増幅器の出力信号を受信する
べく接続された整流回路と、前記第１の電流源に信号を
供給し、それによってその出力電流を変化させるべく上
記整流回路の出力に接続された低域済波器を含む。

あるいは、前記可変利得増幅器の利得はそこに加えられ
る入力信号の振幅に比例しており、前記制御手段は前記
第３の増幅器の利得を制御する定電流源と、前記第２の
増幅器の利得を制御する第２の電流源（その出力電流は
前記人力信号の振幅に依存している）を含んでいる。

前記制御手段は前記入力信号を受信するべく接続された
整流回路と、前記第２の電流源に信号を供給してその出
力電流を変化させるべく前記整流回路の出力に接続され
た低域戸波器を含んでいる。

前記制御手段は前記第２の増幅器の利得を制御する第１
の電流源と、前器第３の増幅器の利得を制御する第２の
電流源と、前記可変利得増幅器の入力または出力信号に
依存して変化する出力電流を提供するべく前記第１また
は第２の電流を選択し、一定出力電流を提供するべく第
１および第２の電流源の他方を選択する手段とを含む。

前記選択手段は前記可変利得増幅器の入力または出力信
号を表わす信号を提供する手段と、その出力電流を変化
させるべく前記第１および第２の電流源の１方に前記信
号を提供する手段の出力を選択的に結合するスイッチ手
段とを含んでいる。

前記信号を提供する手段は前記可変利得増幅器の入力ま
たは出力信号を受信するべく接続された整流回路と、前
記信号を前記スイッチ手段に供給するべく前記整流回路
の出力に接続された低域ｐ波器を含んでいる。

以下本発明を付図を参照して記述する。

圧伸回路の周知の装置を第１Ａおよび１Ｂ図に示しであ
る。

第１Ａ図はバリオロツサと呼ばれる可変インピーダンス
回路１００が順方向信号路に設置され、それ以後に増幅
器１０１が続く圧伸器を示す。

バリオロツサのインピーダンスは、増幅器出力の信号レ
ベルを整流する整流器１０２から得られる直流信号によ
って制御されている。

圧縮されている信号が音声信号であると（例えば回路が
電話搬送回路で用いられる場合）、整流された信号は人
間の音声のシラブルのレベルに相応シ、従って゛′シラ
ブル圧伸器″と呼ばれる。

低レベル信号は高レベル信号よりより増幅されるために
圧縮が生じる。

バリオロツサ１００のシャント・インピーダンスは高レ
ベル信号に対してよりも低レベル信号に対して大きな値
をとる。

第１Ｂ図は圧縮器を補完する伸長器を示す。

バリオロツサ１０３のインピーダンスは、先に圧縮され
、変調され、伝送され、そして復調された音声信号のレ
ベルに比例する整流器１０４からの信号により制御□□
されている。

増幅器１０５は信号路においてはバリオロツサ１０３の
後に来る。

低レベル信号は高レベル信号より少く増幅されるために
伸長が生じる。

バリオロツサ１０３の減衰は低レベル信号に対する方が
高レベル信号に対するより犬である。

可変インピーダンス・バリオロツサを用いる回路は、回
路の動作に重大な影響を与える１対のダイオードは、直
流の関数として所定の小信号インピーダンスを得るべく
慎重に選択されねばならないため、高価なものとなる。

更に、バリオロツサは絶対温度に比例する小信号インピ
ーダンスを有している。

本発明の可変利得増幅器を第２図にブロック図として示
す。

能動素子としてトランジスタを用いる差動増幅器２０２
が入力端子２００と演算増幅器２０１の入力端子２０５
の間の信号路に置かれている。

他のトランジスタ化された差動増幅器２０４が演算増幅
器２０１の帰還路に置かれている。

差動増幅器２０４は出力端子２０３と演算増幅器入力端
子２０５の間に接続されている。

無限の利得を有する演算増幅器に負帰還をかけることに
より各差動対の出力の電圧差を同一にすることが出来る
。

これにより差動増幅器で用いられているトランジスタの
温度変動による利得は互いに相殺される。

差動増幅器２０２および２０４の利得は、別個の定電流
源である■Ａ２０６と■Ｂ２０７により夫々制御されて
いる。

整流器２０８は出力導線２０３上の出力信号レベルを検
出して、出力レベルに比例した信号を導線２１１上に発
生する。

整流器２１０は入力導線２００上の入力レベルを検出し
、入力信号レベルに比例した信号を導線２１２上に発生
する。

スイッチ２１４により圧縮器として接続することにより
、整流器２０８からの出力は導線２１１により定電流源
２０７を変化させるのに用いられている。

導線２１２は切離されており、従って定電流源２０６は
一定レベルに留っている。

スイッチ２１４により伸長器として接続することにより
、整流器２１０からの出力は、導線２１２により定電流
源２０６を変化させるのに用いられている。

導線２１１は切離されており、定電流源２０７は一定レ
ベルに留っている。

周知のトランジスタ化された差動増幅器を第３図に示す
。

増幅されるべき変化する信号はエミッタ接地差動利得型
に接続された１つのトランジスタのベースに加えられる
。

第２のトランジスタ３０１のベースは接地されている。

抵抗３０２および３０３が各トランジスタのコレクタ回
路中に配置されている。

トランジスタの差動利得の小信号交流モデルを第４図に
示す。

増幅器の利得はエミッタ抵抗ｒｅに逆比例することを示
し得る。

即ち、 ここでＫｉは定数である。

そしてエミッタ抵抗は温度に比例しエミッタ電流に逆比
例している。

即ち、 ここでＫＢはボルツマンの定数、ｑは電荷（クーロン）
、モしてＴは絶対温度である。

第３図の差動対の利得はエミッタ電流に直接比例してお
り、温度に逆比例していることが分る。

即ち、ここでＫはＫｉ、ＫＢおよびｑと関連した定数で
ある。

再び第２図に戻ると、電流源２０６および２０７は各々
のトランジスタ差動対の利得を直接制御していることが
分る。

演算増幅器２０１は負帰還を伴うその高利得性のために
、その入力端子の電圧差を無視し得る程度とする。

このようにして差動増幅器２０２からの出力電圧と差動
増幅器２０４からの出力電圧は同一となる。

今、差動増幅器２０２の利得を０２、差動増幅器２０４
の利得を０３とする。

差動増幅器２０２の入力電圧は可変利得増幅器の入力で
あるＶｉｎであるからその出力電圧はＧ ２ Ｖ ｔ
ｎであり、差動増幅器２０４の入力電圧は可変利得増幅
器の出力であるＶｏｕｔであるからその出力電圧はＧ３
Ｖｏｕｔであり、次の関係が生ずる。

■１ｎＧ２−■ｏｕｔＧ３（４） 従って、回路全体の利得Ｇｔｏｔａｌは となる。

この式（４）′は、回路全体の利得は、差動増幅器２０
２と２０４の利得の比に等しいことを示す。

差動増幅器２０２と２０４の利得Ｇ２とＧ３■ＡＩＢ は（３）式から夫々に１Ｔとに２下であるから、式（４
）′は次のようになる。

ここでに３はに０及びに２の値に依存する定数である。

式（５）より第２図の回路の全体としての小信号利得は
温度に依存しないことは明らかである。

圧縮を行うため、電流源２０６は一定電流源を供給する
ことにより一定値となる。

電流源２０７は、出力端子２０３上に現われる信号レベ
ルに比例している導線２１１上の整流済波された電圧に
比例して変化せられる。

伸長を行うため、電流源２０７は一定電流源を供給する
ことにより一定値となる。

電流源２０６は、入力端子２００上に現われる信号に比
例する導線２１２上の整流ろ波された電圧に比例して変
化せられる。

可変利得増幅器の瞬時的入力電圧と出力電圧をそれぞれ
“°“とＶｉｎ・整流器および弓を器２０８と２１０の
出力信号レベルをそれぞれＶｏｕｔと※ Ｖｉｎとする。

圧縮の場合は、スイッチ２１４は第２図に示される位置
にあり、差動増幅器２０２の利得Ｇ２は一定であり、差
動増幅器２０４の利得Ｇ ３４１整流器およびろ波器２
０８の出力信号レベルＶＯｕｔに比例するよう制御され
ているので式（４）′より次の関係を得る。

ここでＫは定数である。

定常状態入出力関係は このようにして圧縮器の となる。

伸長の場合には、スイッチ２１４は第２図の位置でない
方に切換えられ、差動増幅器２０４の利得Ｇ３は一定で
あり、差動増幅器２０２の利得Ｇ・Ｊ整流器およびｐ波
器２１００出力信号″ルＶｉｎに比例するよう制御され
ているので式（４）′より次の関係を得る。

８Ｖｏｕｔ； Ｋ Ｖｉｎ Ｖｉｎ （
８）このようにして伸長器の定常状態入出力関係はとな
る。

先ず圧縮され、次いで伝送されてから伸長される信号の
利得は式（７）と（９）との積となる。

この積を示すに、式（７）については圧縮器を意味する
サフィックスｃａｍｐを、式（９）については伸長器を
意味するサフィックスｅｘｐを付けると式（７）と式（
９）は次のように表わされる。

ここで圧縮器の出力電圧Ｖｏｕｔ は伸長器の入ｏ
ｍｐ 力電圧Ｖｉｎ に等しいことを考慮すると式（７）
′ｘｐ と式（９）の積は で整流器およびろ波器２１０と２０８とを例えば※ 同じ伝達特性のものを用いると Ｖｏ ｕ ｔ ｏｏｍ
ｐ※ Ｖｉｎ だから結局式（７）′と式（９）′の積
は次のｘｐ ようになる。

式（７）で示される圧縮器の入力対出力特性、式（９）
で示される伸長器の入力対出力特性及び式（１０）で示
される圧縮器と伸長器が縦接続された直線増幅器の人力
対出力特性とが第５図に示されている。

詳細な圧縮器回路を第６図に示す。

順方向差動増幅器対を点線６００内に示す。

帰還差動増幅器対を点線６０２内に示す。

演算増幅器を点線６０１内に示す。

半波整流器および低域ろ波器より成る検波器を点線６０
３内に示す。

順方向差動対のエミッタ回路用一定電流源を点線６０４
内に示す。

出力信号レベルを比例する可変電流源が帰還差動対のエ
ミッタ回路に設けられており、点線６２０内に示す。

点線６０６内に示す付加的差動対は、演算増幅器に直流
帰還を提供して、演算増幅器の出力のオフセット直流電
圧を最小化するのに用いられる。

この直流帰還段は極めて重要である。例数ならば演算増
幅器の出力における大きな直流電圧は帰還差動対の入力
に相応するオフセット電圧を導入し、従って回路の精度
を損うからである。

点線６０５内の定電流源は点線６０６内に示す直流帰還
差動増幅器の利得を制御するのに用いられる。

音声周波数信号が圧縮画入力端子６０７の入力となる。

抵抗Ｒ４゜およびＲ１□より成る電圧分割器は、増幅器
の終端対終端利得レベルを制御し、また入力信号レベル
を減じて歪を防止するのに用いられる。

抵抗Ｒ１ｏおよびＲ１□により分割された入力信号は入
力差動対の１つのトランジスタＱ１に加えられ、他のト
ランジスタＱ２の入力は導線６０８により接地されてい
る。

抵抗Ｒ１およびＲ２はトランジスタＱ０．Ｑ２．Ｑ８．
Ｑ９およびＱｌｏ。

Ｑｌｌに対するバイアスおよび負荷抵抗として作用する
。

トランジスタＱ５．Ｑ６およびＱ７はダイオードとして
接続されており、点線６００，６０２および６０６内に
示す３つの差動対を適当にバイアスする。

トランジスタＱ２８およびＱ２９は点線６０１内に示す
演算増幅器の差動利得手段として作用する。

トランジスタＱ２□および抵抗Ｒ３はＱ２８ ｊ Ｑ１
０対のエミッタ回路に接続されており、Ｑ２８ ＋ Ｑ
１０対の利得を制御する電流源として作用する。

ダイオードとして接続されトランジスタＱ３１と整合し
たトランジスタＱ３ｏはＱ２８ ＋ Ｑ２９対のバイア
ス電流を平衝させる能動負荷として作用する。

コンデンサＣ１は高周波利得を減少させるよ・う作用し
、従って演算増幅器の安定度を向上させる。

そのエミッタ回路に抵抗Ｒ４を有するトランジスタＱ３
２の形態をしたエミッタ・フォロアにトランジスタＱ３
３が接続されており、差動対Ｑ２８ ｔ Ｑ２９に続く
ダーリントン増幅段を形成している。

抵抗Ｒ５およびトランジスタＱ３４およびＱ３５はトラ
ンジスタＱ２□およびＱ３６をバイアスする電流源とし
て作用するよう接続されている。

抵抗Ｒ６およびトランジスタＱ３□およびＱ３８はＱ３
９およびＱ４０にバイアスを提供し、ブツシュ・プル接
続されたトランジスタＱ３９およびＱ４０が交互に正ま
たは負に導通するときクロスオーバ歪を最小化する。

第６図の点線６０１内に示す演算増幅器は好ましいもの
であるが、その代りに任意の商業的に入手し得る演算増
幅器を使用しても良い。

適当な演算増幅器としてフェアチャイルド・セミコンダ
クク・インコーホレーテッド製のμＡ７０９がある。

（これについては１９６９年フェアチャイルド・セミコ
ンダクク・データ・カタログ・ライブラリ・オブ・コン
ブレス・カタログ・カードＡ６８８７８０を参照された
い。

）演算増幅器に対する帰還は導線６１１により提供され
る。

この導線６１１は帰還差動対６０２に電圧分割対Ｒ２゜
およびＲ２１により分割された出力電圧を供給する。

直流帰還は導線６１１により直流差動対６０６に加えら
れ、そこで交流信号はＲ２ｏおよびＣ４およびＲ１９に
より炉液される。

導線６０９に現われる演算増幅器６０１の出力信号の直
流成分はコンデンサＣ５によって阻ＩＥされ、導線６１
０上に圧縮量出力信号を発生させる。

導線６１０上の交流信号は整流器およびろ波器回路６０
３に加えられる。

導線６１０上の信号は差動対Ｑ２１ ＊ Ｑ２２に加え
られる。

差動対Ｑ２１ ｔ Ｑ２２は信号が整流ろ波される前の
利得段として作用する。

トランジスタＱ２０および抵抗Ｒ７はＱ２１゜Ｑ２２対
のエミッタ回路に接続されており、Ｑ２１ ｔＱ２２の
利得を制御する電流源として作用する。

ダイオード接続されたトランジスタＱ２３および整合ト
ランジスタＱ２４はＱ２１ ＋ Ｑ２２対のバイアス電
流を平衝させる能動負荷として作用する。

コンデンサＣ２は高周波利得を減少させ、従って利得段
の安定度を向上させる。

抵抗Ｒ８をそのエミッタ回路に有するトランジスタＱ２
５の形態をしたエミッタ・フォロアにはトランジスタＱ
２６が接続されており、差動対Ｑ２１ ＋ Ｑ２２に続
くダーリントン増幅段を提供する。

抵抗Ｒ９およびトランジスタＱ１８およびＱ１９はトラ
ンジスタＱ２０およびＱ１７をバイアスする電流源とし
て作用するよう接続されている。

トランジスタＱ４１はトランジスタＱ１６およびＱ１５
のバイアス電圧を提供する。

Ｑ１５およびＱ、６のエミッタからの負帰還は導線６１
３（これは入力導線６１４を実質的な地気電位に保持す
る）により提供される。

導線６１４は実質的に地気電位にあるから、導線６１２
上の交流電圧は抵抗Ｒ２３に交流電流を流し、これは各
々の半サイクルの間Ｑ１５またはＱ１６のエミッタを通
して流れる。

Ｑ□、のコレクタの電流は導線６１２上の交流電圧の半
波整流したものである。

整流された電流はコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１７によって
ろ波されて導線６１０上の電圧の交流信号レベルに比例
した直流が抵抗Ｒ１７に流れる。

抵抗Ｒ１８はトランジスタＱ１３のバイアス電流を提供
するのに使用されており、このバイアス電流により出力
信号がたとえＯであってもＱ１３に電流が流れることを
保証し、それによって帰還差動対６０２の利得レベルを
保持する。

そのエミッタ回路に抵抗Ｒｔｌｌｌを有するトランジス
タＱ１３は電流再生器として動作し、導線６１０上の出
力電圧の交流信号レベルに比例した電流を差動対Ｑ８．
Ｑ９の定電流源として動作する。

抵抗１Ｒｉ３およびＲ１４そしてダイオード接続された
トランジスタＱ４はトランジスタＱ３のバイアス回路と
して動作する。

抵抗Ｒ２，およびＲ２４そしてダイオード接続されたト
ランジスタＱ４□はトランジスタＱ□２のバイアス回路
として動作する。

伸長器の詳細を第７図に示す。

この回路は第６図の圧縮回路と同一素子を含んでいる。

その大きな差異は導線６３０上の入力電圧が回路６０３
により整流ろ波されて、帰還差動対Ｑ８．Ｑ９でなく順
方向差動対Ｑ１．Ｑ２の利得を制御するべく電流源６２
０の電流を変化させるのに用いられている点である。

伸長を行う場合、定電流源６０４はエミッタ電流を、従
って差動対Ｑ８．Ｑ９の利得を一定に保持する。

コンデンサＣＩＯが伸長器入力端子６４０と導線６３０
の間に設けられており、これによって交流電圧のみが伸
長器に印加されることが保証される。

導線６３１は入力信号を整流器・ろ波器回路６０３に加
える働きをする。

伸長回路の出力は演算増幅器６０１の出力である導線６
９４上に印加される。

第６および７図の回路は圧縮器および伸長器に同一の基
本素子を用いるよう設計されている。

この特長のため１．各回路を外部接続することにより装
置が横取できるという点で経済的に製造できる。

例えば、第６図の圧縮器は、端子６５０と端子６５２を
導線６５１で接続することにより順方向差動対Ｑ１．Ｑ
２のエミッタに定電流源６０４が提供される。

また第７図）こ示すように端子６６０と端子６５２を導
線６５３で接続することにより帰還差動対Ｑ８．Ｑ９の
エミッタ回路に定電流源６０４を配置することが出来る
。

同様に、第６図の圧縮器の場合、端子６６０と６６２を
導線６６１で接続することにより可変電流源６２０が帰
還差動対Ｑ８．Ｑ９に接続されている。

第７図において、伸長回路の可変電流源６２０は端子６
５０と６６２を導線６８０で接続することにより順方向
差動対Ｑ１．Ｑ２に接続されている。

本発明の可変利得増幅器は容易に集積回路として製造し
得る。

好ましくは単一集積回路チップ上に製造され、圧縮器ま
たは伸長器として機能するよう接続され得る。

以上本発明を要約すると次の通りである。

（１）入力信号端子と、 演算増幅器と、 該演算増幅器の出力と入力の間に接続された帰還差動増
幅器と、 入力信号端子と演算増幅器の入力の間に接続された順方
向差動増幅器と、 帰還差動増幅器の利得を制御する手段と、順方向差動増
幅器の利得を制御する手段とより成る可変利得増幅器。

（２）その利得が出力信号の振幅に逆比例している圧縮
器であって、該圧縮器は、 入力信号端子と、 演算増幅器と、 該演算増１福器の出力および入力の間に接続された帰還
エミッタ接地差動増幅器と、 入力信号端子と演算増幅器の入力の間に接続された順方
向エミッタ接地差動増幅器と、帰還差動増幅器の共通エ
ミッタと直列に接続された可変電流源と、 演算増幅器の出力の交流信号の振幅に比例して可変電流
源を変化させる手段と、 順方向差動増幅器のエミッタ回路と直列（こ接続された
定電流源とより成る。

（３）上記第（２）項記載の圧縮器において、更に演算
増幅器の出力と入力の間に接続された定利得エミッタ接
地差動直流増幅器を含む圧縮器。

（４）上記第（３）項の圧縮器において、演算増幅器の
出力の交流信号の振幅に比例して可変電流源を変化させ
る手段は、 演算増幅器の出力に接続された整流回路と、整流器の出
力と可変電流源の間に接続された低域ｐ波器とより戊る
。

（５）その利得が入力信号のレベルに直接比例している
伸長増幅器は、 入力信号端子と、 演算増幅器と、 該演算増幅器の出力と入力の間に接続された帰還エミッ
タ接地差動増幅器と、 入力信号端子と、演算増幅器の人力の間に接続された順
方向エミッタ接地差動増幅器と、順方向差動増幅器の共
通エミッタと直列に接続された可変電流源と、 入力信号端子に現われる交流信号の振幅に比例して可変
電流源を変化させる手段と、 帰還差動増幅器のエミッタ回路ち直列に接続された定電
流源とより成る。

（６）上記第（５）項の伸長器であって、更に演算増幅
器の出力と入力の間に接続された定利得エミッタ接地差
動直流増幅器より成る伸長器。

（７）上記第（６）項の伸長器であって、入力信号端子
の交流信号の振幅に比例して可変電流源を変化させる手
段は、 入力信号端子に接続された整流回路と、 整流器の出力と可変電流源の間に接続された低域ろ波器
とより成る。

（８）入力信号端子と、 演算増幅器と、 入力信号端子と演算増１幅器の入力の間に接続された定
利得順方向増幅器と、 演算増幅器の出力と入力の間に接続された帰還増幅器と
、 演算増幅器の出力の交流信号の振幅に比例して帰還増幅
器の利得を制御する手段とより成る圧縮器。

（９）アナログ情報信号の圧伸器であって、該圧伸器は 該アナログ情報信号用演算増幅器と、 該演算増幅器の入力に配置せられた第１の電流制御差動
増幅器と、 上記演算増幅器の帰還路に接続された第２の電流制御差
動増幅器と、 前記第１または第２の差動増幅器に対する電流を前記ア
ナログ情報信号で選択的に制御する手段とより成る。

（１０）上記第（９）項記載の圧伸器であって、更に前
記第１の差動増幅器に対する入力信号によって前記第１
の差動増幅器を制御するべく接続されたシラビック検波
器より成る圧伸器。

（１１） 上記第（９）項に従う圧伸器であって、更
に前記演算増幅器からの出力信号によって前記第２の差
動増幅器を制御するべく接続されたシラビック検波器よ
り成る圧伸器。

（１２） ＠号路中の演算増幅器と、信号入力および
出力端子を有する型の可変利得増幅器であって、該増幅
器は、 演算増幅器の出力と入力の間に接続された帰還差動増幅
器と、 入力信号端子と演算増幅器の入力の間に接続された順方
向差動増幅器と、 帰還差動増幅器の利得を制御するべく信号出力端子に接
続された第１の回路と、 順方向差動増幅器の利得を制御するべく信号入力端子に
接続された第２の回路とにより特徴づけられる。

【図面の簡単な説明】 第１Ａおよび１Ｂ図は周知の圧縮器および伸長器回路を
示す図、第２図は本発明を実現する可変利得増幅器のブ
ロック図、第３図は差動増幅器の様式図、第４図は差動
増幅器の小信号交流モデル、第５図は圧縮器、伸長器お
よび線形増幅器の入出力関係図、第６図は本発明の圧縮
器の様式図、第７図は本発明の伸長器の様式図である。 〔主要部分の符号の説明〕 特許請求の範囲 符号 第１の増幅器・・・・・・・・−・・・・・・・・・・
・・ ２０１第２の増１福器・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・ ２０２第３の増幅器・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・ ２０４第２および第
３の増幅器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可変利得増幅器であって、該可変利得増幅器は： 演算増幅器（例えば２０１）、該演算増幅器の入力（例
   えば２０５）へ増幅された人力信号を印加するための第
   ２の増幅器（例えば２０２）、該演算増輻器の出力（例
   えば２０３）と入力（例えば２０５）との間の帰還路に
   接続された第３の増幅器であって該可変利得増幅器の総
   合利得が該第２と第３の増幅器の利得の比に等しくなる
   ようにしている第３の増幅器（例えば２０４）、及び出
   力信号のレベルに応答して該第３の増幅器の利得を制御
   すると共に該第２の増幅器の利得を一定に維持する手段
   （例えば２０６．２０７．２０８’）とからなる可変利
   得増幅器。 ２ 可変利得増幅器であって、該可変利得増幅器は： 演算増幅器（例えば２０１）、該演算増幅器の入力（例
   えば２０５）へ増幅された入力信号を印加するための第
   ２の増幅器（例えば２０２）、該演算増幅器の出力（例
   えば２０３）と入力（例えば２０５）との間の帰還路に
   接続された第３の増幅器があって該可変利得増幅器の総
   合利得が該第２と第３の増幅器の利得の比に等しくなる
   ようにしている第３の増幅器（例えば２０４）、及び入
   力信号のレベルに応答して該第２の増幅器の利得を制御
   すると共に該第３の増幅器の利得を一定に維持する手段
   （例えば２０６，２０７，２１０）とからなる可変利得
   増幅器。 ３ 可変利得増幅器であって、該可変利得増幅器は。 演算増幅器（例えば２０１）、該演算増幅器の入力（例
   えば２０５）へ増幅された入力信号を印加するための第
   ２の増幅器（例えば２０２）、該演算増幅器の出力（例
   えば２０３）と入力（例えば２０５）との間の帰還路に
   接続された第３の増幅器であって該可変利得増幅器の総
   合利得が該第２と第３の増幅器の利得の比に等しくなる
   ようにしている第３の増幅器（例えば２０４）、及び一
   方の動作モードでは人力信号に応答して該第２の増幅器
   の利得を制御すると共に該第３の増幅器の利得を一定に
   維持し、そして他方の動作モードでは出力信号に応答し
   て該第３の増幅器の利得を制御すると共に該第２の増幅
   器の利得を一定に維持する手段（例えば、２０６．２０
   ７．２０８ 。 ２１０．２１４）とからなる可変利得増幅器。