JPS5828967B2 - 負荷切換回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は例えばテレビジョン受像機のような電子機器に
使用して好適な負荷切換回路に係り、特に集積回路化に
好適な負荷切換回路に関する。

従来、テレビジョン受像機のＶＨＦチューナ、ＵＨＦチ
ューナに電圧を切換供給するための電圧切換回路は例え
ば第１図のように構成されている。

即ち第１図において１１はＵＨＦチューナであって、高
周波増幅回路ＲＦ、局部発振器０８Ｃ１周波数混合器Ｍ
ＩＸなどを含む。

また１２はＶＨＦチューナであって、高周波増幅回路Ｒ
Ｆ、局部発振器０８Ｃ１周波数混合器ＭＩＸなどを含む
。

なお１３．１４はそれぞれＵＨＦアンテナ、ＶＨＦアン
テナである。

一方、ＮＰＮ形のＵ−’ｌ拐ＩＪ用トランジスタＱ１は
、ベースがＵ−Ｖモード入力端子１５に接続され、エミ
ッタは接地され、コレクタは抵抗Ｒ１゜Ｒ２を順に介し
て電源端子１６に接続されている。

上記抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点はＵＨＦチューナ供給電圧
導断用のＰＮＰ形のトランジスタＱ２のベースに接続さ
れ、このトランジスタＱ２のエミッタは前記電源端子１
６に接続され、コレクタはＵＨＦチューナ１１の電源入
力端子１７に接続されると共にダイオードＤ１を順方向
に介したのち抵抗Ｒ３を介して基準電位源（例えば接地
電位点）に接続されている。

また、ＰＮＰ形のＶＨＦチューナ供給電圧導断用トラン
ジスタＱ３は、エミッタが前記電源端子１６に接続され
、ベースはダイオードＤ２を順方向に介して前記ダイオ
ードＤ１のカソードに接続され、コレクタはＶＨＦチュ
ーナ１２の第１の電源入力端子１８に接続されている。

ＶＨＦチューナ１２においては、高周波増幅回路ＲＦお
よび局部発振器Ｏ８Ｃの電源ライン１９が上記第１の電
源入力端子１８に接続され、周波数混合器ＭＩＸの電源
ライン２０は第２の電源入力端子２１を介して前記電源
端子１６に接続されている。

このようにＶＨＦチューナ１２の周波数混合器ＭＩＸへ
常に電源電圧を与えて動作可能に設定しておくのは、Ｖ
ＨＦチューナ１２の作動時に周波数変換動作を行なわせ
るだけでなく、ＵＨＦチューナ１１の作動時にその周波
数変換出力信号に対して増幅動作を行なわせるためであ
る。

而して前記電源端子１６には所定の直流電源電圧中Ｖｃ
が印加されており、Ｕ−Ｖモード入力端子１５にはＵＨ
Ｆ’ＨＦ上−ドおよびＶＨＦ受信モードにそれぞれ応じ
て１”、０”論理レベルのモード電圧が印加される。

したがってＵＨＦ’ＨＦ上−ドにおいては、モード電圧
入力″１”によりトランジスタＱ１がオン状態になり、
そのコレクタ電流により抵抗Ｒ２に電圧降下が発生して
トランジスタＱ２は順方向にバイアスされてオン状態に
なる。

このためこのトランジスタＱ２を通じて電源電圧中Ｖｃ
がＵＨＦチューナ１１に供給されてＵＨＦ受信動作状態
に設定される。

なおこのときダイオードＤ１は順方向にバイアスされて
オン状態になり、抵抗Ｒ３の端子電圧は電源電圧中Ｖｃ
に近い。

したがってトランジスタＱ３およびダイオードＤ２には
トランジスタＱ３のオン動作に必要なベース電流が流れ
ず、オフ状態になっているからＶＨＦチューナ１１の高
周波増幅回路ＲＦ、局部発振器Ｏ８Ｃは非動作状態にな
っている。

これに対してＶＨＦ受信モードにおいては、モード電圧
入力″０”によりトランジスタＱ、がオフ状態になり、
したがってトランジスタＱ２にはオン動作に必要なベー
ス電流が流れず、オフ状態になっている。

このためＵＨＦチューナ１１には電源電圧中Ｖｃが供給
されず、ダイオードＤ１ もオフ状態になっている。

したがってトランジスタＱ３およびダイオードＤ２・は
それぞれ順方向にバイアスされ、トランジスタＱ３は充
分なベース電流がダイオードＤ２→抵抗Ｒ３→接地の経
路に流れてオン状態になる。

そしてこのトランジスタＱ３を通じてＶＨＦチューナ１
２の高周波増幅回路ＲＦ、局部発振器Ｏ８Ｃに電源電圧
中Ｖｃが供給され、これによりＶＨＦ受信動作状態に設
定される。

ところでトランジスタＱ２．Ｑ３のベース電流をそれぞ
れ決定する作用を有する抵抗Ｒ１，Ｒ３は、あまり大き
な抵抗値に設定すると集積回路のチップ面積が増加する
欠点がある。

逆に小さな値に設定すると、消費電流が増加するので好
ましくなく、電源電圧＋Ｖｃの変動がトランジスタＱ２
．Ｑ３のベース電流の変動に大きく影響し、電源電圧中
ＶＣの変動に対するトランジスタＱ２．Ｑ３の安定動作
範囲が狭くなり、集積回路化に適していない欠点があっ
た。

また集積回路化する場合、前記ダイオードＤ１は例えば
第２図ａに示すような縦方向Ｎ−Ｐ−Ｎトランジスタの
ダイオード接続が使われる。

このようなトランジスタにおいて、一般にベースＢ・エ
ミッタＥ間の逆耐圧は５〜７■位であって小さいので、
逆耐圧の大きいベースＢ・コレクタＣ間ダイオードが使
われる。

すなわちダイオードＤ１のカソードｌこは、トランジス
タＱ２がオフの時、電源電圧中ＶｃからトランジスタＱ
３のベース・エミッタ間電圧およびダイオードＤ１の順
方向電圧降下を差し引いた大きな電圧がかかるから大き
な逆耐圧を必要とするものである。

しかし上記のようなダイオードＤは、トランジスタＱ２
のオン動作時に、第２図すに示すようにベース・コレク
タ間に電流ｉｂが流れると、基板との間に寄生Ｐ−Ｎ−
Ｐトランジスタが生じ、基板に向ってｉｃなる電流が流
れる。

この寄生ＨＦ’Ｅは大きく、β＝１位なので１ｂとほぼ
同じｉｃなる無駄な電流が基板ｌこ流れ、ダイオードＤ
１の消費電力を増加させることになり問題があった。

なお第２図す中、Ｐ−Ｎ−Ｐ寄生トランジスタのエミッ
タ、ベース、コレクタをそれぞれＢ’、 Ｂ’。

Ｃ′で表わしている。

本発明は上述した点に鑑みなされたもので、第１及び第
２の負荷回路を選択制御する制御信号に応じオンオフす
る第１のトランジスタと、この第１のトランジスタがオ
ンしたときにコレクタ電流を前記第１の負荷回路に流す
第２のトランジスタと、コレクタ電流を前記第２の負荷
回路に流す第３のトランジスタと、前記第１のトランジ
スタのオン時に前記第２のトランジスタがオンしたこと
を検出してオフ状態となり、前記第３のトランジスタを
オフさせ前記第２の負荷回路の電流を遮断して前記第１
の負荷回路に電流を流し、前記第１のトランジスタのオ
フ時に前記第２のトランジスタがオフしたことを検出し
てオン状態となり、前記第２の負荷回路に前記第３のト
ランジスタのコレクタ電流を流す第４のトランジスタと
を具備することによって、電源電圧の変動による回路電
流の変動も小さく広い電圧範囲で安定な電圧切換動作が
可能になると共に無駄な消費電流を防止でき、集積回路
化に好適な電圧切換回路を提供するものである。

以下図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明する
。

第３図において、制御入力端子３１はＮＰＮ形のトラン
ジスタＱ１のベースに接続され、このトランジスタＱ１
のエミッタは接地されコレクタは抵抗Ｒ１を介してスイ
ッチングトランジスタとしてのＮＰＮ形のトランジスタ
Ｑ２のエミッタに接続される。

このトランジスタＱ２のコレクタは第１負荷供給ｉ圧導
断用のＰＮＰ形のトランジスタＱ３のベースに接続され
ると共に抵抗Ｒ２を介して電源端子３２に接続されてい
る。

上記トランジスタＱ３のエミッタは電源端子３２に接続
され、コレクタは第１負荷回路３３の電源入力端子（図
示せず）に接続されている。

また上記トランジスタＱ３のコレクタは専断検出用のＮ
ＰＮ形のトランジスタＱ４のベースに接続されている。

このトランジスタＱ４のコレクタは電源端子３２に接続
され、エミッタは抵抗Ｒ３を介したのちスイッチングト
ランジスタとしてのＮＰＮ形のトランジスタＱ５のエミ
ッタに接続されると共に抵抗Ｒ４を介して所定電位源（
例えば接地電位点）へ接続されている。

一方、第２負荷供給電圧導断用のＰＮＰ形のトランジス
タＱ６は、エミッタが電源端子３２に接続され、ベース
は抵抗Ｒ５を介して電源端子３２に接続されると共に直
接に前記トランジスタＱ５のコレクタに接続され、コレ
クタは第２負荷回路３４の電源入力端子（図示せず）に
接続されている。

さらに基準電圧源３５は、例えば抵抗およびツェナーダ
イオードの直列回路よりなり、電源端子３２と接地点と
の間に接続されている。

そしてツェナーダイオードの端子電圧、即ち基準電圧Ｖ
ｚは前記定電流源用のトランジスタＱ２のベースに接続
されると共にダイオードＤを順方向に介して前記スイッ
チングトランジスタとしてのトランジスタＱ、のベース
に接続されている。

而して前記電源端子３２には電源（図示せず）から所定
の直流電源電圧子Ｖｃが印加されており、制御入力端子
３１には第１負荷選択モードおよび第２負荷選択モード
にそれぞれ対応して”１””０”論理レベルの切換制御
信号が印加される。

したがって第１負荷選択モードにおいては、切換制御入
力″１”がトランジスタＱ１のベースに加わり、またス
イッチングトランジスタとしてのトランジスタＱ２のベ
ースにはオン動作に必要な電圧Ｖｚが基準電圧源３５か
ら加えられているから、これらのトランジスタＱ１．Ｑ
２はそれぞれオン状態になっている。

この場合、トランジスタＱ２のコレクタ電流はベース電
圧である基準電圧Ｖｚと抵抗Ｒ１とで決まる一定電流で
あり、この一定電流の一部はトランジスタＱ３のベース
電流として流れる。

したがって上記トランジスタＱ３もオン状態になり、こ
のトランジスタＱ３を通じて電源電圧子Ｖｃが第１負荷
回路３３に供給される。

このとき上記トランジスタＱ３のコレクタ電流の一部は
専断検出用のトランジスタＱ４にベース電流として流れ
、このトランジスタＱ４はオン状態になる。

このトランジスタＱ４のコレクタ電流は抵抗Ｒ３→抵抗
Ｒ４→接地の経路で流れるので、抵抗Ｒ４の端子電圧す
なわち定電流源用トランジスタＱ５のエミッタ電位ＶＥ
５は次式で示される。

ここで■。

ＥＳ３はトランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間飽和
電圧であり％ ｖＢＥ４はトランジスタＱ４のベース・
エミッタ間電圧である。

これに対してスイッチングトランジスタＱ、のベース電
位ＶＢ５は次式で示される。

■Ｂ５””ＶＺ ｖＤ ’・・（２）ここ
でＶＤはダイオードＤの順方向電圧降下である。

そして専断検出用トランジスタＱ４がオン状態のときＶ
Ｆ６＞ＶＢ５の関係になり、定電流源用トランジスタＱ
５はオフ状態になっている。

このためトランジスタＱ６もオフ状態になっており、第
２負荷回路３４番こは電源電圧子Ｖｃが供給されない。

なお、上記ダイオードＤは、スイッチングトランジスタ
Ｑ５がオフ状態のときにおけるそのベース・エミッタ間
の逆耐防止用として挿入されている０ これに対して第２負荷選択モードにおいては、切換制御
入力″Ｏ”によりトランジスタＱ１がオフ状態になり、
したがってトランジスタＱ２ 、Ｑ３もそれぞれオフ状
態になっている。

このため第１負荷回路３３へは電源電圧＋Ｖｃが供給さ
れず、専断検出用トランジスタＱ４もオフ状態になって
いる。

このためスイッチングトランジスタＱ５は順方向にバイ
アスされ、基準電圧Ｖｚ、ダイオードＤ１抵抗Ｒ４によ
り決まる一定ベース電流が流れてオン状態になり、一定
のコレクタ電流が流れる。

このコレクタ電流の一部がトランジスタＱ６のベース電
流として流れ、このトランジスタＱ６はオン状態になっ
て電源電圧＋Ｖｃが第２負荷回路３４へ供給される。

上述したような電圧切換回路においては、制御入力“１
”または°゛Ｏ”に応じて第１負荷供給電圧導断用トラ
ンジスタＱ３または第２負荷供給電圧導断用トランジス
タＱ６をオン状態に設定すると共に、上記各トランジス
タＱ３．Ｑ６のベース電流として基準電圧源３５の出力
基準電圧■ｚで制御されるスイッチングトランジスタＱ
２．Ｑ５から定電流を供給するようにしている。

したがって上記回路の電源電圧中Ｖｃが変動しても、基
準電圧■ｚを電源電圧中Ｖｃに比べて充分低く選んでお
けば、基準電圧■ｚは電源電圧中Ｖｃの変動に対して殆
んど変動しないので、前記ベース電流を一定に保持でき
る。

このため電源電圧中Ｖｃの変動範囲が広くてもトランジ
スタＱ３゜Ｑ６は安定に動作し、各負荷回路３３．３４
へ安定な電圧供給を行なうことができ、電圧切換回路の
消費電流の変動は少ない利点がある。

また基準電圧ＶＺを適切な値に選ぶことによって、抵抗
Ｒ１，Ｒ４を集積回路化に適した値に選ぶことができ、
チップ面積を小さくすることができる。

また上記回路においては、第１負荷供給電圧導断用トラ
ンジスタＱ３の４断状態を専断検出用トランジスタＱ４
で検出し、この検出出力により第２負荷供給電圧導所用
トランジスタＱ６のスイッチングトランジスタＱ５を専
断制御している。

したがって上記第１の負荷供給電圧４析用トランジスタ
Ｑ３の専断検出を縦方向Ｎ−Ｐ−ＮトランジスタのＢ−
Ｃ間ダイオードにより行なう場合に生じるような無駄な
消費電流を防止することができる。

また上記実施例の第１負荷回路３３、第２負荷回路３４
が例えば第１図で示したＵＨＦチューナ１１、ＶＨＦチ
ューナ１２の如く消費電流が大きい場合には、電圧切換
回路の集積回路化に際して負荷供給電圧４断用のトラン
ジスタＱ３．Ｑ６がそれぞれＰＮＰ形のものでは電流容
量が足りないことがある。

このような場合には、ＰＮＰ形トランジスタとＮＰＮ形
トランジスタとの組合せを使用して充分な電流容量を得
るようにすればよい。

第４図はこのための回路の一例を示すもので、第４図中
第３図と同一部分は同一符号を付してその説明を省略し
、異なる部分について主として説明する。

即ち一方のＰＮＰ形のトランジスタＱ３のコレクタはＮ
ＰＮ形のトランジスタＱ７のベースに接続され、このト
ランジスタＱ７のコレクタは電源端子３２に接続され、
エミッタはＵＨＦチューナおよびトランジスタＱ４のベ
ースに接続されている。

また他方のＰＮＰ形のトランジスタＱ６のコレクタはＮ
ＰＮ形のトランジスタＱ８のベースに接続され、このト
ランジスタＱ８のコレクタは電源端子３２に接続され、
エミッタはＶＨＦチューナに接続される。

したがって切換制御人力゛１”がトランジスタＱ、のベ
ースに加わると、トランジスタＱ１ 、Ｑ２ ｙＱ３は
それぞれオン状態になり、トランジスタＱ３のコレクタ
電流がトランジスタＱ７のベース電流として流れ込み、
このトランジスタＱ７がオン状態になってＵＨＦチュー
ナへ大きな電流を供給できるようになる。

このとき上記トランジスタＱ７のコレクタ電流の一部が
ベース電流としてトランジスタＱ４に流れ、このトラン
ジスタＱ４もオン状態になっている。

そしてこのときのスイッチングトランジスタＱ５のエミ
ッタ電位■Ｅ５は次式で示され、る。

ここでＶＢＥ７はトランジスタＱ７のベース・エミッタ
間電位である。

このエミッタ電位ＶＥ５は、両式（２）で示されたトラ
ンジスタＱ５のベース電位ＶＢ５より大きいので、この
トランジスタＱ５はオフ状態になっている。

したがってトランジスタＱ６．Ｑ８もそれぞれオフ状態
になっており、ＶＨＦチューナには電源電圧子Ｖｃが供
給されない。

これに対して切換制御入力”０′”がトランジスタＱ１
のベースに加わると、トランジスタＱ２．Ｑ３はそれぞ
れオフ状態になり、したがってトランジスタＱ７もオフ
状態になり、ＵＨＦチューナには電源電圧子Ｖｃが供給
されず、透析検出用のトランジスタＱ４もオフ状態にな
っている。

このときトランジスタＱ５ 、Ｑ６はそれぞれオン状態
になるので、トランジスタＱ８もオン状態になり、ＶＨ
Ｆチューナへ大きな電流を供給できるようになる。

このような電圧切換回路ρこおいても、第３図の回路と
同様に、トランジスタＱ３．Ｑ６のベース電流としてト
ランジスタＱ２ 、Ｑ５’こより定電流化を図っている
ので、上記トランジスタＱ３．Ｑ６と共働するトランジ
スタＱ７．Ｑ８の動作も電源電圧子Ｖｃの変動に対して
安定である。

なお上記各実施例は、専断検出用トランジスタＱ４によ
り第１負荷供給電圧導断用トランジスタＱ３またはＱ３
．Ｑ７の組合せの専断状態を直接的に検出したが、間接
的に検出するように実施してもよい。

このような間接検出を行なう回路の一例を第５図に示し
ており、第５図中第３図、第４図と同一部分は同一符号
を付してその説明を省略し、異なる部分について主とし
て説明する。

即ち透析検出用のＰＮＰ形のトランジスタＱ、は、エミ
ッタが基準電圧Ｖｚ点に接続され、コレクタがスイッチ
ングトランジスタＱ、のエミッタに接続され、ベースは
抵抗Ｒ６を介して制御入力用トランジスタＱ１のコレク
タに接続されている。

したがって制御入力用トランジスタＱ１がオン状態のと
き、専断検出用トランジスタＱ、はベース電流が流れて
オン状態になるから、間接的に第１負荷供給電圧導断用
トランジスタＱ３．Ｑ７のこのときのオン状態を検出し
ている。

このとき上記トランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間
飽和電圧ＶＣＥＳ９はダイオードＤの順方向電圧降下よ
り小さく、シたがってスイッチングトランジスタＱ。

のエミッタ電位ＶＥ５はベース電位■８５より大きくな
り、このトランジスタＱ５はオフ状態になる。

これに対して制御入力用トランジスタＱ１がオフ状態の
とき、専断検出用トランジスタＱ、はベース電流が流れ
ずオフ状態になるから、間接的に第１負荷供給電圧導断
用トランジスタＱ３．Ｑ７のこのときのオフ状態を検出
している。

このときには、スイッチングトランジスタＱ５は順方向
にバイアスされるからオン状態になる。

上述した第５図の回路によれば、専断検出用トランジス
タＱ、の動作電源として基準電圧■Ｚを用いているので
、電源電圧＋■ｃの変動に対する回路電流の変動が第３
図、第４図の回路におけるより小さく、より広い電源電
圧範囲で安定Ｉこ切換動作が得られる。

なお上記各実施例におけるトランジスタＱ１は、他のス
イッチング素子により置換してもよい。

本発明は上述したように、第１及び第２の負荷回路を選
択制御する制御信号に応じオンオフする第１のトランジ
スタと、この第１のトランジスタがオンしたときにコレ
クタ電流を前記第１の負荷回路に流す第２のトランジス
タと、コレクタ電流を前記第２の負荷回路に流す第３の
トランジスタと、前記第１のトランジスタのオン時に前
記第２のトランジスタがオンしたことを検出してオフ状
態となり、前記第３のトランジスタをオフさせ前記第２
の負荷回路の電流を遮断して前記第１の負荷回路に電流
を流し、前記第１のトランジスタのオフ時に前記第２の
トランジスタがオフしたことを検出してオン状態となり
、前記第２の負荷回路に前記第３のトランジスタのコレ
クタ電流を流す第４のトランジスタとを具備することに
よって、電源電圧の変動による回路電流の変動も小さく
広い電圧範囲で安定な電圧切換動作が可能になると共に
無駄な消費電流を防止でき、集積回路化に好適な電圧切
換回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の負荷切換回路を示す回路図、第２図は第
１図のダイオードの構造および等何回路を示す図、第３
図は本発明に係る負荷切換回路の一実施例を示す回路図
、第４図および第５図はそれぞれ本発明の他の実施例を
示す回路図である。 ３２・・・電源端子、３３ 、３４・・・負荷回路、３
５・・・基準電圧源、Ｑ１〜Ｑ６・・・トランジスタ、
Ｒ０〜Ｒ５・・・抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１及び第２の負荷回路を選択制御する制御信号に
   応じオンオフする第１のトランジスタと、この第１のト
   ランジスタの導通に応じ、定電流源動作をなす第２のト
   ランジスタと、 この第２のトランジスタが発生する一定電流による電圧
   降下を検出する第１の検出抵抗と、この第１の検出抵抗
   での電圧降下により導通し前記第１の負荷に電流を供給
   する第３のトランジスタと、 前記第２のトランジスタが導通して前記第１の負荷に電
   流が流れている場合に、これを検知して遮断状態となり
   、前記第１の負荷に電流が流れていない場合には定電流
   源動作をなす第４のトランジスタと、 この第４のトランジスタが発生する一定電流による電圧
   降下を検出する第２の検出抵抗と、この第２の検出抵抗
   での電圧降下により導通し前記第２の負荷に電流を供給
   する第５のトランジスタとを少なくとも具備したことを
   特徴とする負荷切換回路。