JPS5828819B2 - チヨツパ制御装置 - Google Patents
チヨツパ制御装置Info
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- JPS5828819B2 JPS5828819B2 JP1248278A JP1248278A JPS5828819B2 JP S5828819 B2 JPS5828819 B2 JP S5828819B2 JP 1248278 A JP1248278 A JP 1248278A JP 1248278 A JP1248278 A JP 1248278A JP S5828819 B2 JPS5828819 B2 JP S5828819B2
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- chopper
- current
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明はサイリスクを用いたチョッパ制御装置に係り、
特に、電圧変動の大きい電源から負荷に保給される電力
を制御するのに好適なチョッパ制御装置に関する。
特に、電圧変動の大きい電源から負荷に保給される電力
を制御するのに好適なチョッパ制御装置に関する。
第１図に、本発明が適用されるサイリスクチョッパ回路
を電動機の速度制御を行なう場合の回路例で示しである
。
を電動機の速度制御を行なう場合の回路例で示しである
。
第１図において、直流電源電圧ｖｓと直列に、電動機電
機子Ｍと電動機界磁ＦとチョッパＣＨの直列体を接続し
、電動機電機子Ｍと電動機界磁Ｆの直列体と並列にフリ
ーホイールダイオードＤＦを接続する。
機子Ｍと電動機界磁ＦとチョッパＣＨの直列体を接続し
、電動機電機子Ｍと電動機界磁Ｆの直列体と並列にフリ
ーホイールダイオードＤＦを接続する。
前記チョッパＣＨは、２つの巻線をもつ可飽和リアクト
ル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ１と直列に電動機電流■
Ｍを通流する主サイリスクＭＴｈを接続し、該主サイリ
スクＭＴｈと並列にダイオードＤＣと補助サイリスタＡ
Ｔｈの直列体を接続、さらに前記補助サイリスクＡＴｈ
と並列に前記可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの２次巻
線Ｎ２と転流コンデンサＣＯの直列体を接続して横取さ
れる。
ル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ１と直列に電動機電流■
Ｍを通流する主サイリスクＭＴｈを接続し、該主サイリ
スクＭＴｈと並列にダイオードＤＣと補助サイリスタＡ
Ｔｈの直列体を接続、さらに前記補助サイリスクＡＴｈ
と並列に前記可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの２次巻
線Ｎ２と転流コンデンサＣＯの直列体を接続して横取さ
れる。
前記可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴに巻かれた１次巻
線Ｎ１と２次巻線Ｎ２の極性は、・印で示した極性が同
一極性を表わしている。
線Ｎ１と２次巻線Ｎ２の極性は、・印で示した極性が同
一極性を表わしている。
そして、ゲート制御装置ＧＣＥから前記主サイリスクＭ
Ｔｈと前記補助サイリスクＡＴｈにゲート信号を与え、
チョッパＣＨの通流率（オン時間とオンオフ動作周期と
の比）を制御することにより、負荷の電動機に供給する
電力を制御して電動機の速度制御を行なうことができる
。
Ｔｈと前記補助サイリスクＡＴｈにゲート信号を与え、
チョッパＣＨの通流率（オン時間とオンオフ動作周期と
の比）を制御することにより、負荷の電動機に供給する
電力を制御して電動機の速度制御を行なうことができる
。
第２図に、第１図回路におけるチョッパＣＨの動作波形
図を示す。
図を示す。
時間ｔ、において、主サイリスタＭＴｈにゲート信号Ｓ
。
。
ｎを与えると該主サイリスクＭＴｈが導通つまりチョッ
パＣＨが導通状態となり、主サイリスク電流１ＭＴｈと
チョッパ電流ｉｃＨは電動機電流ＩＭに等しい電流値と
なる。
パＣＨが導通状態となり、主サイリスク電流１ＭＴｈと
チョッパ電流ｉｃＨは電動機電流ＩＭに等しい電流値と
なる。
転流コンデンサ電圧ＶＣＯ及び可飽和リアクトル型変流
器ＳＣＴの鉄心の磁束のは、前のチョッパ動作による履
歴で夫々正の最大値＋（ＶＯＯ）ｍａｘと正の飽和値子
〇にある。
器ＳＣＴの鉄心の磁束のは、前のチョッパ動作による履
歴で夫々正の最大値＋（ＶＯＯ）ｍａｘと正の飽和値子
〇にある。
時間ｔ２において、チョッパＣＨを非導通にすべく補助
サイリスタＡＴｈにオフ信号Ｓ。
サイリスタＡＴｈにオフ信号Ｓ。
ｆｆを与えると、該補助サイリスタＡＴｈが導通して転
流コンデンサＣｏ→可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの
２次巻線Ｎ２→補助サイリスクＡＴｈ→転流コンデンサ
Ｃｏの閉回路が構成される。
流コンデンサＣｏ→可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの
２次巻線Ｎ２→補助サイリスクＡＴｈ→転流コンデンサ
Ｃｏの閉回路が構成される。
可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの磁束Φは、その２次
巻線Ｎ２に印加される転流コンデンサ電圧＋（Ｖｏｏ）
ｍａＸのために、正の飽和値＋Φｍから負の飽和値−Φ
ｍに向って変化し始める。
巻線Ｎ２に印加される転流コンデンサ電圧＋（Ｖｏｏ）
ｍａＸのために、正の飽和値＋Φｍから負の飽和値−Φ
ｍに向って変化し始める。
このとき、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１次巻線
Ｎ１に電動機電流ＩＭに等しいチョッパ電流ｉｃＨが流
れているため、前記閉回路の電流つまり転流電流ｉｃｏ
と補助サイリスク電流１ＡＴｈは、可飽和リアクトル型
変流器ＳＣＴの変流器作用によってＮ・■ヤの電流値と
なる。
Ｎ１に電動機電流ＩＭに等しいチョッパ電流ｉｃＨが流
れているため、前記閉回路の電流つまり転流電流ｉｃｏ
と補助サイリスク電流１ＡＴｈは、可飽和リアクトル型
変流器ＳＣＴの変流器作用によってＮ・■ヤの電流値と
なる。
転流コン２
デンサ電圧ＶＣＯは、転流電流ｉ Ｃｏ ＝”・ＩＭが
２ 放電電流として流れるため＋（ｖＣｏ）ｍａｘから次第
に減少し、時間ｔ３において零となる。
２ 放電電流として流れるため＋（ｖＣｏ）ｍａｘから次第
に減少し、時間ｔ３において零となる。
そして、このときの可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの
磁束のは、はぼ負の飽和値−Φｍに近い値となる。
磁束のは、はぼ負の飽和値−Φｍに近い値となる。
時間ｔ３以後は、転流電流１ｃｏ＝ １・ＩＭが転流
コンデンサＣｏに充電電流として流り、転流コンデンサ
電圧ＶＣＯをこれまでの図示極性とは逆極性に充電する
。
コンデンサＣｏに充電電流として流り、転流コンデンサ
電圧ＶＣＯをこれまでの図示極性とは逆極性に充電する
。
その結果、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの磁束Φは
再び正の飽和値＋Φｍに向って引き戻される。
再び正の飽和値＋Φｍに向って引き戻される。
時間ｔ４で、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの磁束Φ
が正の飽和値＋Φｍに達すると、２次巻線Ｎ２のインダ
クタンスは飽和インダクタンスＬＳＯＴのみで非常に小
さな値（数μＨ）となり、一方転流コンデンサ電圧ＶＣ
Ｏは負の最大値−（ｖｏｏ）ｍａＸに充電される。
が正の飽和値＋Φｍに達すると、２次巻線Ｎ２のインダ
クタンスは飽和インダクタンスＬＳＯＴのみで非常に小
さな値（数μＨ）となり、一方転流コンデンサ電圧ＶＣ
Ｏは負の最大値−（ｖｏｏ）ｍａＸに充電される。
そのため、時間ｔ２において形成された前記閉回路は、
前記飽和インダクタンスＬＳＯＴと転流コンデンサＣＯ
とによる振動回路となり、転流電流ｉｃｏは時間ｔ４に
おける転流コンデンサ電圧−（ｖｏｏ ） ｍ ａ ｘ
によりこれまでとは逆方向に、つまり主サイリスクＭＴ
ｈに流れる電流を打ち消す方向に急激に増大する。
前記飽和インダクタンスＬＳＯＴと転流コンデンサＣＯ
とによる振動回路となり、転流電流ｉｃｏは時間ｔ４に
おける転流コンデンサ電圧−（ｖｏｏ ） ｍ ａ ｘ
によりこれまでとは逆方向に、つまり主サイリスクＭＴ
ｈに流れる電流を打ち消す方向に急激に増大する。
時間ｔ５において、転流電流ｉｃｏが零つまり補助サイ
リスタ電流１ＡＴｈが零となって補助サイリスタＡＴｈ
が非導通となる。
リスタ電流１ＡＴｈが零となって補助サイリスタＡＴｈ
が非導通となる。
そして、時間ｔ６において転流電流ｉｃｏが主サイリス
ク電流１ＭＴｈを打ち消し主サイリスクＭＴｈを非導通
にする。
ク電流１ＭＴｈを打ち消し主サイリスクＭＴｈを非導通
にする。
時間ｔ６以降は、チョッパ電流１ｃＨ（電動機電流ＩＭ
に等しい）が阻止ダイオードＤＯ→可飽和すアクトル型
変流器ＳＣＴの２次巻線Ｎ２→転流コンデンサＣｏを通
って流れ、そのときの転流コンデンサ電圧ＶＣＯが主サ
イリスクＭＴｈに逆電圧として印加される。
に等しい）が阻止ダイオードＤＯ→可飽和すアクトル型
変流器ＳＣＴの２次巻線Ｎ２→転流コンデンサＣｏを通
って流れ、そのときの転流コンデンサ電圧ＶＣＯが主サ
イリスクＭＴｈに逆電圧として印加される。
時間ｔ７において転流コンデンサ電圧ＶＣＯは零となり
、時間ｔ７以降に転流コンデンサ電圧ＶＣＯが再び正の
最大値に向って充電される。
、時間ｔ７以降に転流コンデンサ電圧ＶＣＯが再び正の
最大値に向って充電される。
転流コンデンサＣｏを流れるチョッパ電流ＩｃＨは転流
コンデンサ電圧Ｖ。
コンデンサ電圧Ｖ。
０が大きくなるにつれ小さくなる（電動機電流■Ｍとチ
ョッパ電流ｉｃＨの差電流にフリーホイールダイオード
Ｄｒ、を環流する）。
ョッパ電流ｉｃＨの差電流にフリーホイールダイオード
Ｄｒ、を環流する）。
転流コンデンサ電圧ＶＣＯは、時間ｔ８において電動機
電流ＩＭに見合った正の最大値＋（Ｖｃｏ）ｍａｘに充
電され、チョッパＣＨは完全に非導通状態となる。
電流ＩＭに見合った正の最大値＋（Ｖｃｏ）ｍａｘに充
電され、チョッパＣＨは完全に非導通状態となる。
時間ｔ８以降は、電動機電流■Ｍがフリーホイールダイ
オードＤＦを環流する。
オードＤＦを環流する。
以上に述べた時間ｔ１〜ｔ８におけるオンオフ動作が繰
返されて電動電流ＩＭが所要値に制御され、もってチョ
ッパＣＨによる電動機の速度制御を行なうことになる。
返されて電動電流ＩＭが所要値に制御され、もってチョ
ッパＣＨによる電動機の速度制御を行なうことになる。
ところで、チョッパＣＨを非導通状態とするには前記し
た時間ｔ６〜ｔ７における主サイリスクＭＴｈの逆電圧
印加時間ＴＭＴｈをサイリスクのターンオフタイムｔ。
た時間ｔ６〜ｔ７における主サイリスクＭＴｈの逆電圧
印加時間ＴＭＴｈをサイリスクのターンオフタイムｔ。
ｆｆ以上とする必要がある。時間ｔ６における転流コン
デンサ電圧ＶＣＯを（”ｏＯ） ｔ６とすれば、主サイ
リスクＭＴｈの逆電圧印加時間ＴＭＴｈは で求められる。
デンサ電圧ＶＣＯを（”ｏＯ） ｔ６とすれば、主サイ
リスクＭＴｈの逆電圧印加時間ＴＭＴｈは で求められる。
ここで、転流コンデンサ電圧ＶＣＯの最大値（Ｖｃｏ）
ｍａＸと時間ｔ６での電圧値（ＶＯＯ） ｔｏとの間に
は の関係がある。
ｍａＸと時間ｔ６での電圧値（ＶＯＯ） ｔｏとの間に
は の関係がある。
さらに、電源電圧■ｓと転流コン
デンサ最犬電圧（ＶＣ！０ ） ｍａｘとの間には（ｖ
ｏＯ）ｍａｘ＝ｖｓ＋ＩＭ−Ｅ７−”（３）Ｃ。
ｏＯ）ｍａｘ＝ｖｓ＋ＩＭ−Ｅ７−”（３）Ｃ。
ここでＬｌ：電源ＶｓからチョッパＣＨまでの回路イン
ダクタンス の関係がある。
ダクタンス の関係がある。
（１）式より、電動機電流ＩＭを一定とした場合には、
転流コンデンサ電圧ＶＣＯを高くする程転流コンデンサ
Ｃｏの容量を小さくできることがわかるが、転流コンデ
ンサ電圧ＶＣＯは電源電圧Ｖｓと回路インダクタンス取
付等により（２） 、 （３）式に示す値に定まってし
まう。
転流コンデンサ電圧ＶＣＯを高くする程転流コンデンサ
Ｃｏの容量を小さくできることがわかるが、転流コンデ
ンサ電圧ＶＣＯは電源電圧Ｖｓと回路インダクタンス取
付等により（２） 、 （３）式に示す値に定まってし
まう。
このため、電圧変動の大きい電源（例えばバッテリ電源
の場合には＋２０係〜−５０係の電圧変動がある）の場
合には、電圧が最も低い所で所定の電動機電流を消弧で
きるように転流コンデンサＣｏの容量を決める必要があ
るため、どうしても転流コンデンサＣｏの容量が大きく
なってしまう欠点がある。
の場合には＋２０係〜−５０係の電圧変動がある）の場
合には、電圧が最も低い所で所定の電動機電流を消弧で
きるように転流コンデンサＣｏの容量を決める必要があ
るため、どうしても転流コンデンサＣｏの容量が大きく
なってしまう欠点がある。
この欠点を解消するために、前記した回路インダクタン
スＬｌを大きくしてやる、つまり適当なインダクタンス
を追加してやることが考えられるが、これはチョッパ装
置の価格が高くなり、またインダクタンス取付のスペー
スが必要になる等の欠点を生ずることになる。
スＬｌを大きくしてやる、つまり適当なインダクタンス
を追加してやることが考えられるが、これはチョッパ装
置の価格が高くなり、またインダクタンス取付のスペー
スが必要になる等の欠点を生ずることになる。
本発明の目的は、上記した欠点をなくシ、電圧変動の大
きい電源においても転流コンデンサ容量を大きくする必
要のないチョッパ制御装置を得ることにある。
きい電源においても転流コンデンサ容量を大きくする必
要のないチョッパ制御装置を得ることにある。
本発明の特徴は、１次巻線Ｎ１に電動機電流を、２次巻
線Ｎ２に転流コンデンサ電流を通流するようにした可飽
和リアクトル型変流器に、３次巻線Ｎ３を設け、該３次
巻線Ｎ３に１次巻線Ｎ１とは反対極性に電動機電流を通
流せしめて転流コンデンサ電圧を高め、もって転流コン
デンサ容量を小ならしめることにある。
線Ｎ２に転流コンデンサ電流を通流するようにした可飽
和リアクトル型変流器に、３次巻線Ｎ３を設け、該３次
巻線Ｎ３に１次巻線Ｎ１とは反対極性に電動機電流を通
流せしめて転流コンデンサ電圧を高め、もって転流コン
デンサ容量を小ならしめることにある。
第３図に本発明の一実施例を示す。
第３図回路においては、第１図回路の可飽和リアクトル
型変流器ＳＣＴに３次巻線Ｎ３を設け、該３次巻線Ｎ３
を１次巻線Ｎ１とは反対極性に電動機電流■Ｍが通流す
るように電動機界磁Ｆに直列接続しである。
型変流器ＳＣＴに３次巻線Ｎ３を設け、該３次巻線Ｎ３
を１次巻線Ｎ１とは反対極性に電動機電流■Ｍが通流す
るように電動機界磁Ｆに直列接続しである。
第４図に、第３図回路におけるチョッパＣＨの動作波形
図を示す。
図を示す。
時間ｔ１〜ｔ８における動作は、前述した第１図の従来
回路における動作と同じである。
回路における動作と同じである。
ただし、電動機電流ＩＭが通流する１次巻線Ｎ１と３次
巻線Ｎ３とは互いに反対極性になっているので、時間ｔ
２〜ｔ４における転流電流ｉｃｏにＮ１．Ｎ１−Ｎ３ 対する変流比は−かし に変わっている。
巻線Ｎ３とは互いに反対極性になっているので、時間ｔ
２〜ｔ４における転流電流ｉｃｏにＮ１．Ｎ１−Ｎ３ 対する変流比は−かし に変わっている。
２Ｎ２
さて、前述したように時間ｔ８においてはチョッパ電流
ｉｃＨが小さくなって電動機電流ＩＭがフリーホイール
ダイオードＤＦを環流するようになる。
ｉｃＨが小さくなって電動機電流ＩＭがフリーホイール
ダイオードＤＦを環流するようになる。
このため、３次巻線Ｎ３に電動機電流■Ｍが流れるのに
対して、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の電流は零にな
ろうとする。
対して、１次巻線Ｎ１及び２次巻線Ｎ２の電流は零にな
ろうとする。
しかし、３次巻線Ｎ３の電動機電流ＩＭによる起磁力は
、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの磁束Φをこれまで
と反対の方向すなわち＋０ｍから−Φｍに向って変化さ
せることになり、このときの変流作用により１次巻線３ Ｎ１及び２次巻線Ｎ２には□・ＩＭの電流がＮ、 ＋Ｎ
２ 流れる。
、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの磁束Φをこれまで
と反対の方向すなわち＋０ｍから−Φｍに向って変化さ
せることになり、このときの変流作用により１次巻線３ Ｎ１及び２次巻線Ｎ２には□・ＩＭの電流がＮ、 ＋Ｎ
２ 流れる。
時間ｔ、において、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの
磁束のが−Φｍになると前記変流作用は終り、転流コン
デンサ電圧ＶＣＯは第１図の従来回路における最大値（
Ｖｃｏ）ｍａｘよりも大きい値（ｖｃｏ）′ｍａｘに充
電されることになる。
磁束のが−Φｍになると前記変流作用は終り、転流コン
デンサ電圧ＶＣＯは第１図の従来回路における最大値（
Ｖｃｏ）ｍａｘよりも大きい値（ｖｃｏ）′ｍａｘに充
電されることになる。
第１図の従来回路における転流コンデンサ電圧ＶＣＯの
最大値（ＶｏＯ）ｍａｙと第３図の本発明回路における
最大値（ｖｃｍ）’ｍａｘの間には の関係がある。
最大値（ＶｏＯ）ｍａｙと第３図の本発明回路における
最大値（ｖｃｍ）’ｍａｘの間には の関係がある。
つまり、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの１次巻線Ｎ
１．２次巻線Ｎ２及び３次巻線Ｎ３の巻線数を適当に選
択することにより、転流コンデンサ電圧ＶＣＯを第１図
の従来回路よりも高い任意の電圧値とすることができる
ので、電圧変動による電源電圧の最も低いところでこの
電圧減少分を補償するように（４）式の第２項による電
圧値を定めてやれば、電圧変動のために転流コンデンサ
Ｃｏの容量を大きくしてやる必要がなくなる。
１．２次巻線Ｎ２及び３次巻線Ｎ３の巻線数を適当に選
択することにより、転流コンデンサ電圧ＶＣＯを第１図
の従来回路よりも高い任意の電圧値とすることができる
ので、電圧変動による電源電圧の最も低いところでこの
電圧減少分を補償するように（４）式の第２項による電
圧値を定めてやれば、電圧変動のために転流コンデンサ
Ｃｏの容量を大きくしてやる必要がなくなる。
本発明の効果について実験値を示すと、電源電圧■８−
３６■、電動機電流■Ｍ−６０ＯＡのフォークリフト用
電動機制御において、第１図の従来回路（可飽和リアク
トル型変流器の鉄心はケイ素鋼板のリングコアで断面積
５ Ｘ １０−４ｍ 、 Ｎ１４Ｔ 、 Ｎ２＝ ７
Ｔ ）では転流コンデンサ容量をＣ０＝１０μＦとして
いたものが、本発明回路（可飽和リアクトル型変流器の
鉄心は同じで、Ｎ１＝５Ｔ、Ｎ２＝７ 、Ｎ５＝１
）によればｃｏ＝１７０μＦに低減することができた
。
３６■、電動機電流■Ｍ−６０ＯＡのフォークリフト用
電動機制御において、第１図の従来回路（可飽和リアク
トル型変流器の鉄心はケイ素鋼板のリングコアで断面積
５ Ｘ １０−４ｍ 、 Ｎ１４Ｔ 、 Ｎ２＝ ７
Ｔ ）では転流コンデンサ容量をＣ０＝１０μＦとして
いたものが、本発明回路（可飽和リアクトル型変流器の
鉄心は同じで、Ｎ１＝５Ｔ、Ｎ２＝７ 、Ｎ５＝１
）によればｃｏ＝１７０μＦに低減することができた
。
第５図に本発明の他の実施例を示す。
第５図回路においては、可飽和リアクトル型変流器ＳＣ
Ｔの３次巻線Ｎ３はフリーホイールダイオードＤＦに直
列接続しである。
Ｔの３次巻線Ｎ３はフリーホイールダイオードＤＦに直
列接続しである。
このため、フリーホイールダイオードＤＦに電流機電流
ＩＭが流れていない時間ｔ２〜ｔ４においては転流電流
ｉｃｏに対する変流比が第１図の従来回路と同様に）と
なるが、フリ−ホイールダイオードＤＰ、に電動ト電流
ＩＭが流れる時間ｔ８〜ｔ、においでは転流コンデンサ
Ｃ０の充電電流に対する変流比は第３図と同じく３ □となり、第３図回路と同様に転流コンデＮ１＋Ｎ２ ンサＣｏの電圧を高める作用がある。
ＩＭが流れていない時間ｔ２〜ｔ４においては転流電流
ｉｃｏに対する変流比が第１図の従来回路と同様に）と
なるが、フリ−ホイールダイオードＤＰ、に電動ト電流
ＩＭが流れる時間ｔ８〜ｔ、においでは転流コンデンサ
Ｃ０の充電電流に対する変流比は第３図と同じく３ □となり、第３図回路と同様に転流コンデＮ１＋Ｎ２ ンサＣｏの電圧を高める作用がある。
第５図の本発明回路（可飽和リアクトル型変流器の鉄心
は同じで、Ｎ１＝ ４Ｔ 、Ｎ２＝ ７Ｔ 、Ｎ３＝
ＩＴ）によれば、転流コンデンサ容量を第３図回路と同
様にＣ０＝１７０μＦとすることができた。
は同じで、Ｎ１＝ ４Ｔ 、Ｎ２＝ ７Ｔ 、Ｎ３＝
ＩＴ）によれば、転流コンデンサ容量を第３図回路と同
様にＣ０＝１７０μＦとすることができた。
ところで、可飽和リアクトル型変流器ＳＣＴの磁束Φが
＋０ｍから一Φｍに変化する時間は、該可飽和リアクト
ル型変流器ＳＣＴの巻線Ｎ］＋Ｎ２に加わる転流コンデ
ンサ電圧ＶＣＯが大きいほど短かくなる。
＋０ｍから一Φｍに変化する時間は、該可飽和リアクト
ル型変流器ＳＣＴの巻線Ｎ］＋Ｎ２に加わる転流コンデ
ンサ電圧ＶＣＯが大きいほど短かくなる。
このため、直流電源■ｓがつまり転流コンデンサ電圧Ｖ
ＣＯが低いときのほうが高いときよりも転流コンデンサ
電圧ＶａＯを高める作用が強くなる。
ＣＯが低いときのほうが高いときよりも転流コンデンサ
電圧ＶａＯを高める作用が強くなる。
従って、本発明回路では、電源電圧■ｓの低いときに転
流コンデンサ電圧ＶＣＯを所要値に高め、電源電圧■ｓ
の高いときには転流コンデンサ電圧ＶＣＯを必要以上に
高めることがないので、サイリスクの電圧耐量を必要以
上に太きくさせない特徴もある。
流コンデンサ電圧ＶＣＯを所要値に高め、電源電圧■ｓ
の高いときには転流コンデンサ電圧ＶＣＯを必要以上に
高めることがないので、サイリスクの電圧耐量を必要以
上に太きくさせない特徴もある。
なお、以上に述べた本発明回路では、時間ｔ８〜ｔ９を
経て充電される転流コンデンサ電圧で所要の電流コンデ
ンサ容量を決めているので、万が、チョッパＣＨの通流
率が大きくなって時間ｔ８〜ｔ９の間に主サイリスクＭ
Ｔｈが点弧されるようになると転流コンデンサ電圧が不
足してチョッパが転流できなくなるおそれが生ずる。
経て充電される転流コンデンサ電圧で所要の電流コンデ
ンサ容量を決めているので、万が、チョッパＣＨの通流
率が大きくなって時間ｔ８〜ｔ９の間に主サイリスクＭ
Ｔｈが点弧されるようになると転流コンデンサ電圧が不
足してチョッパが転流できなくなるおそれが生ずる。
この対策としては、チョッパが転流に要する時間、例え
ば時間ｔ２〜ｔ６を検出して、そこから時間ｔ６〜ｔ、
の間には主サイリスクＭＴｈを点弧しないようにインタ
ーロックする方法をとればよい。
ば時間ｔ２〜ｔ６を検出して、そこから時間ｔ６〜ｔ、
の間には主サイリスクＭＴｈを点弧しないようにインタ
ーロックする方法をとればよい。
以上に詳述したように本発明によれば、電圧変動の激し
い電源においてもチョッパの転流コンデンサ容量を大き
くする必要がないので、チョッパ制御装置を安価なもの
にすることができる効果がある。
い電源においてもチョッパの転流コンデンサ容量を大き
くする必要がないので、チョッパ制御装置を安価なもの
にすることができる効果がある。
また、本発明回路では、従来から用いられている可飽和
リアクトル型変流器の巻数を増やすだけなので、リアク
トルを別設するなどの場合に対して余分な取付スペース
を必要とせずチョッパ制御装置を小型化できる効果もあ
る。
リアクトル型変流器の巻数を増やすだけなので、リアク
トルを別設するなどの場合に対して余分な取付スペース
を必要とせずチョッパ制御装置を小型化できる効果もあ
る。
第１図は従来装置の回路図、第２図は第１図従来回路の
動作説明図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、
第４図は第３図の本発明実施例回路の動作説明図、第５
図は本発明の他の実施例を示す回路図である。 Ｍ・・・・・・電動機電機子、Ｆ・・・・・・電動機界
磁、ＣＨ・・・・・・チョッパ、ＭＴｈ・・・・・・主
サイリスク、 ＡＴｈ・・・・・・補助サイリスク、Ｄ
■・・・・・・阻止ダイオード、Ｃｏ・・・・・・転流
コンデンサ、ＤＦ・・・・・・フリーホイールダイオー
ド、ＳＣＴ・・・・・・可飽和リアクトル型変流器、Ｎ
１・・・・・・ＳＣＴの１次巻線、Ｎ２・・・・・・Ｓ
ＣＴの２次巻線、Ｎ３・・・・・・ＳＣＴの３次巻線、
ＧＣＥ・・・・・・ゲート制剤装置。
動作説明図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、
第４図は第３図の本発明実施例回路の動作説明図、第５
図は本発明の他の実施例を示す回路図である。 Ｍ・・・・・・電動機電機子、Ｆ・・・・・・電動機界
磁、ＣＨ・・・・・・チョッパ、ＭＴｈ・・・・・・主
サイリスク、 ＡＴｈ・・・・・・補助サイリスク、Ｄ
■・・・・・・阻止ダイオード、Ｃｏ・・・・・・転流
コンデンサ、ＤＦ・・・・・・フリーホイールダイオー
ド、ＳＣＴ・・・・・・可飽和リアクトル型変流器、Ｎ
１・・・・・・ＳＣＴの１次巻線、Ｎ２・・・・・・Ｓ
ＣＴの２次巻線、Ｎ３・・・・・・ＳＣＴの３次巻線、
ＧＣＥ・・・・・・ゲート制剤装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源と、この直流電源から電力供給される負荷
と、少なくとも主サイリスクと転流コンデンサを有し前
記直流電源から負荷への電力供給量を制御するチョッパ
と、前記負荷と並列に接続されたフリーホイールダイオ
ードを備えるものにおいて、前記チョッパと直列接続さ
れた１次巻線と、前記転流コンデンサと直列接続された
２次巻線と、前記負荷とフリーホイールダイオードで形
成される閉回路内に設けられた３次巻線を有する可飽和
リアクトルを備え前記チョッパの非導通時に前記３次巻
線を流れる電流により、前記１次及び２次巻線に誘起す
る電圧が、前記転流コンデンサを充電する極性となるよ
うに前記各巻線の極性を定めたことを特徴とするチョッ
パ制御装置。 ２ 第１項記載のチョッパ制御装置において、前記３次
巻線を前記負荷と直列に設けたことを特徴とするチョッ
パ制御装置。 ３ 第１項記載のチョッパ制御装置において、前記３次
巻線を前記フリーホイールダイオードと直列に設けたこ
とを特徴とするチョッパ制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1248278A JPS5828819B2 (ja) | 1978-02-08 | 1978-02-08 | チヨツパ制御装置 |
| DE2904610A DE2904610C2 (de) | 1978-02-08 | 1979-02-07 | Motorsteuerschaltung zum Steuern der Stromversorgung eines Gleichstrommotors |
| US06/010,304 US4284934A (en) | 1978-02-08 | 1979-02-07 | Motor control apparatus with an improved thyristor chopper circuit |
| GB7904361A GB2017429B (en) | 1978-02-08 | 1979-02-07 | Motor control apparatus with a thyristor |
| FR7903064A FR2417209A1 (fr) | 1978-02-08 | 1979-02-07 | Appareil de controle de moteur ayant un circuit vibreur a thyristor ameliore |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1248278A JPS5828819B2 (ja) | 1978-02-08 | 1978-02-08 | チヨツパ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54105724A JPS54105724A (en) | 1979-08-20 |
| JPS5828819B2 true JPS5828819B2 (ja) | 1983-06-18 |
Family
ID=11806603
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1248278A Expired JPS5828819B2 (ja) | 1978-02-08 | 1978-02-08 | チヨツパ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5828819B2 (ja) |
-
1978
- 1978-02-08 JP JP1248278A patent/JPS5828819B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54105724A (en) | 1979-08-20 |
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