JPS582499B2 - 電子式送信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は２進データ信号に応答して指令信号を発生させ
る入力回路にあって、該入力回路のデータ信号搬送部分
と、指令信号搬送部分とが直流電流の不所望な影響に対
して互いに分離される入力同路と；正極および負極を有
する電信用電圧源と：単極定電流源と；前記指令信号に
よって制御され、電信用電圧源の前記２極の何れか一方
を単極定電流源を介して電信線路に選択的に接続するた
めのスイッチング回路と；電信線路と並列のコンデンサ
を有している出力フィルタとを具え、２進データ信号を
複流線電流に変換して電信線路へ伝送する直流電信方式
用の電子式送信機に関するものである。

複流直流電信方式において、機械的な電信継電器を有し
ている以前から一般に用いられている送信機は、寿命、
占積空所および価格の点ではるかに有利な電子式電信継
電器を有している送信機によって相当多く替えられてい
る。

このような電子式電信送信機を上述したような方法で構
成すれば、これらの送信機を電流制御および電圧制御電
信方式の双方で用い得る利点がある。

これらの送信機を電流制御方式で用い、電信線路の入力
端子の電信信号を、例えば２０ｍＡのような規定値を有
する電流と定め、かつ受信機の入力インピーダンスをで
きる限り低くする際には、定電流源を規定電流値に調整
する。

これに対し、これらの送信機を電圧制御方式で用い、電
信線路の入力端子の電信信号を、例えば８０ボルトの電
信用蓄電池電圧よりも５ボルト低い７５ボルト以下の規
定値を有する電圧と定め、かつ受信機の入力インピーダ
ンスをできる限り大きくする際には、定電流源の電流値
を例えば５０ｍＡのような高い電流値に調整して、電信
線路と受信機とのインピーダンスが常に受信機側の電流
を決定し、従って電流源が電流制限器としてのみ作用す
るようにする。

電子式の電信送信機を用いる際にも注意する必要のある
最も重要な問題は、隣接する伝送線路への電信信号から
の漏話である。

特に、電信線路に電話線路が隣接している場合に、漏話
によって生ずる妨害信号は厄介である。

その理由は、妨害信号の周波数は音声周波数帯域内にあ
るため、その妨害信号が聴えるからである。

これがため殆んどの電気通信行政ではこのようなタイプ
の妨害信号のレベルに厳格なる要求を課している。

漏話は周波数に応じて増大するため、電信信号の高周波
は抑圧して、漏話妨害を許容限度以内に保つ必要がある
。

電信信号の高周波を抑圧するために過去広く一般に用い
られ、かつ現在も従来の電子式電信送信機と共に用いら
れている回路網は２個の直列コイルと１個の並列コンデ
ンサとを有するか、または１個の直列コイルと２個の並
列コンデンサとを有しているＬＣフィルタである。

普通の電信速度からみると、これらのＬＣフィルタの遮
断周波数は若しろ低いため、特に大形のコイルを必要と
し、従ってこのために電子式電信送信機を小形化する可
能性は著しく制限される。

英国特許第１，２０９，９８８号明細書には、ほぼ瞬時
的な転換部を有する複流信号の高周波を抑王するのにＬ
Ｃフィルタの代りにコイルのない回路を用いて、この回
路を複流信号の転換に応答してほぼ線形の勾配特性を呈
する出力信号を供給するような帰還回路を有している第
１演算増幅器と、この第１演算増幅器の出力信号に応答
してほぼ正弦勾配特性を呈する出力信号を供給するよう
な帰還回路を有している第２演算増幅器とで構成する旨
記載されている。

このような回路の動作は主として、シリコンダイオード
およびゲルマニウムダイオードの導通状態と非導通状態
との間の転換範囲内におけるこれらダイオードの非線形
電流−電圧特性の形状の差異に基づくものである。

上述したような非線形素子の特性上の応動性は実際上の
理由からすれば通常不所望であることは別として、斯る
従来回路を電子式電信送信機に用いるには現存の送信機
の構造を大規模に変化させる必要があり、さらに、素子
の数および電力消費量が増加し、従ってこの回路は送信
機出力端子における電信信号の高電流および電上値を処
理するのには適さず、これをＬＣフィルタと同じ場所に
用いることはできない。

さらに、現存のＬＣフィルタにおけるコイルをなくすこ
とによって電子式電送信機を小形化することも既に提案
されている。

しかしこの場合、隣接する電話線路への漏話妨害を許容
限度以内に保つための電信信号の高周波抑圧が不十分と
なることは明らかである。

本発明の目的は電信信号の高周波を適切に抑王して、隣
接する電話線路への妨害レベルを規定値以下に保ち、か
つそれにも拘らず小形で、しかも廉価な構成部品のみで
組み立てられて、送信機全体を有効に小形化し得るよう
にした出力フィルタを有している前述した種類の電子式
電信送信機を提供せんとするにある。

本発明は２進データ信号に応答して指令信号を発生させ
る入力回路にあって、該入力回路のデータ信号搬送部分
と、指令信号搬送部分とが直流電流の不所望な影響に対
して互いに分離される入力回路と；正極および負極を有
する電信用電圧源と：単極定電流源と；前記指令信号に
よって制御され、電信用電圧源の前記２極の何れか一方
を単極定電流源を介して電信線路に選択的に接続するた
めのスイッチング回路と；電信線路と並列のコンデンサ
を有している出力フィルタとを具え、２進データ信号を
複流線電流に変換して電信線路へ伝送する直流電信方式
用の電子式送信機において、前記出力フィルタには電信
線路と並列に２つの相補枝路を設け、前記電流源によっ
て供給される線電流の極性転換に応答して、前記２つの
枝路の少なくとも一方が線電流に対し極性が反対の補正
電流パルスを電信線路に供給するようにしたことを特徴
とする。

図面につき本発明を説明する。

第１図は２進データ信号を電信信号に変換し７、これら
の電信信号を複流線電流形態にて電信線路３を介して受
信機２に伝送する電子式送信機１を有している従来の複
流直流電信方式の一例を示すブロック線図である。

２進データ信号の電流および電圧値並びに電信信号のそ
れらは全く異なる範囲内にあるので、これらの信号を送
信機１にて互いに直流的に分離させる。

これがため、送信機１はデータ信号から相補指令信号Ｄ
およびＤを発生させる入力回路を具えており、ここに指
令信号Ｄは指令信号Ｄが最小の正の値（最小正値）を呈
する際に最大負値を呈し、これとは逆に指令信号Ｄが最
大正値を呈する際に指令信号Ｄは最小負値を呈する。

入力回路４は、指令信号Ｄ，Ｄおよびデータ信号が変成
器または光電式結合素子の如き既知の手段を用いて直流
電流の不所望な影響に対して互いに分離されるように配
置する。

これらの指令信号Ｄ，Ｄはスイッチング回路５を制御し
、このスイッチング回路はデータ信号の２進直に依存し
て電信用蓄電池の正極＋ＴＢまたは負極−ＴＢを単極定
電流源６を介して電信線路３に接続する。

第１図のスイッチング回路５は２個の相補形トランジス
タＴ１，Ｔ２および２個のダイオードＤ１，Ｄ２を具え
ており、電流源６の一端をトランジスタＴ１を介して正
極＋ＴＢに接続すると共に、ダイオードＤ２を介して電
信線路３に接続し、また上記電流源６の他端をトランジ
スタＴ２を介して負極−ＴＢに、ダイオードＤ１を介し
て電信線路３に接続する。

指令信号Ｄがデータ信号の２進値「１」に対して最小正
値となり、従って指令信号Ｄが最大負値となるものとす
れば、トランジスタＴ１とダイオードＤ１が導通状態と
なり、トランジスタＴ２とダイオードＤ２が非導通状態
となるため、正の線電流１１が正極＋ＴＢからトランジ
スタＴ１、電流源６およびダイオードＤ１を経て電信線
路３に流れる。

データ信号の２進値が「０」の場合には、トランジスタ
Ｔ１およびダイオードＤ１が非導通状態となり、トラン
ジスタＴ２およびダイオードＤ２がが導通状態となるた
め、負の線電流１１が負極−ＴＢからトランジスタＴ２
、電流源６およびダイオードＤ２を経て電信線路３に流
れる。

従来の電気機送信機に較べて第１図に示す電子式送信機
は、機械的な電信継電器およびそれに関連する火花消去
回路の如きぼう大で、しかも高価な素子がないばかりで
なく、定電流源６の使用により、従来の送信機における
電信線路３の短絡から電信用蓄電池を保護する安定抵抗
管または線電流を規定値に設定する可調整抵抗の如き余
分な手段が確実に不要となることからしても興味あるも
のである。

送信機は他の構成のものとすることができるが、第１図
に示す単極定電流源６は第２図に示すように構成するの
が好適であり、これは例えばＪＶＡＬＶＯ Ｔｅｃｈｎ
ｉｓｈｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｅｎｆｉｉｒ ｄｉ
ｅ ＩｎｄｕｓｔｒｉｅＪ （Ａ１３２，１９６９年
８月）から既知である。

第２図の電流源６は２つの並列枝路７および８から成り
、供給電流Ｉｓの方向に見て枝路７は抵抗Ｒ７，ｐｎｐ
トランジスタＴ７のエミツターコレクタ通路およびツエ
ナーダイオードＺ７を順次具えており、枝路８はツエナ
ーダイオードＺ８、ｎｐｎトランジスタＴ８のコレクタ
ーエミッタ通路および抵抗Ｒ８を順次具えている。

ツエナーダイオ−ドＺ８，Ｚ７はトランジスタＴ７，Ｔ
８に対するベース電圧を供給する。

枝路７におけるツエナーダイオードＺ７を流れる電流は
トランジスタＴ７のエミツタ電流にほぼ等しく、このエ
ミツタ電流は枝路８のツエナーダイオードＺ８のツエナ
ー電圧ｖ， トランジスタＴ７のペースエミツタ電圧
ＶＢＥおよび枝路７の抵抗馬の抵抗値Ｒによって決定さ
れる。

これがため、枝路７を流れる電流は電流源６の両端間の
電圧Ｖｓには無関係である。

これと同じことが枝路８を流れる電流、従って電流源６
によって供給される総電流■ｓについてもいえる。

各トランジスタ当りの消費電力を限定するために、抵抗
Ｒ７，Ｒ８の抵抗値を適当に選定することによって両枝
路７，８を流れる電流を互いに等しくする。

従って総電流Ｉｓは ■ｓ＝２（ＶＺ−ＶＢＥ）／Ｒ に相当し、これは電流源６の両端間の電圧Ｖｓには無関
係である。

この場合実際には電圧Ｖｓが所謂屈曲点電圧ＶＫ以上と
なり得るが、このような値の電圧Ｖｓに対しても第２図
の回路は依然電流源として確実に作用し得る。

第２図に示す構成の場合、斯る屈曲点電圧Ｖえは適切な
近似式で表わせば２ＶＺに相当する。

極めて低い屈曲点電圧ＶＫが望まれる場合には、第２図
の各ツエナーダイオードＺ７，Ｚ８を導通方向に２個の
シリコンダイオードを直列に接続した回路と置換えるこ
とができ、この場合ＶＫは適切な近似式で表わせば４Ｖ
Ｆに相当し、シリコンダイオードの順方向電圧ＶＦはツ
エナーダイオードのツエナー電圧Ｖｚよりも約１桁電圧
値が低い。

トランジスタの消費電力をさらに制限したい場合には、
各トランジスタＴ７，Ｔ８のエミツターコレクタ通路を
第２図に破線にて示す抵抗Ｒ′７，Ｒ′８によって分路
することができ、これらの抵抗Ｒ’７，Ｒ’８はさらに
、電圧Ｖ８がスイッチ・オンされる際に電流源６を自動
的に始動させる。

上述した電子式送信機は電流制御および電圧制御電信方
式の双方で用いることができる。

電流制御方式では電信線路３の入力端子における電信信
号を、過渡現象が終了した後の例えば２０ｍＡのような
規定値を有する電流と定める。

この場合受信機２の入力を複流継電器９によって構成し
、この継電器のインピーダンスを規定電流値での所要感
度に基づいて、実際にはできるだけ低くする。

前述した送信機をこのような電流制御方式で用いる場合
には、第２図の電流源６を適当な定格の抵抗Ｒ７，Ｒ８
によって調整して、供給電流Ｉｓが斯る規定値となるよ
うにする。

これらの電流制御方式では電流源６の両端間の電圧Ｖｓ
が常に屈曲点電圧ＶＫよりもはるかに太きいため、電流
源６は断えずほぼ理想的な電流源として作用する。

電圧制御方式では電信線路３の入力端子における電信信
号を過渡現象が終了した後の例えば８０ボルトの電信用
蓄電池電圧における少なくとも７５ボルトのような規定
値を有している電圧と定める。

この場合にも受信機２の入力を複流継電器９で構成する
が、この場合この継電器を直列抵抗（第１図には図示せ
ず）を介して電信線路３に接続する。

この直列抵抗の値は十分に高くして、電信線路３の凡ゆ
る慣例の長さに対する受信電流の値を複流継電器９の感
度に匹敵する値に制限するようにする。

斯る直列抵抗に対して実際に良く用いられる妥協値は４
ＫΩである。

前述した送信機をこのような電圧制御方式で用いる場合
には、第２図の電流源６を適当な定格の抵抗Ｒ７，Ｒ８
により調整して高い電流値Ｉｓとなるようにし、凡ゆる
情況下で受信側における電流が電信線路３の入力側の電
圧と電信線路３および受信機２のインピーダンスとによ
って決定されるようにする。

斯る電流源の電流値Ｉｓは例えば５０ｍＡとする。

しかしこれらの電圧制御方式では極性転換の期間中にの
み電流源６の両端間の電圧ＶＳが屈曲点電圧ｖＫ以上と
なるが、この電圧Ｖｓは残りの期間中はＶＫ以下のため
、電流源６は実際には電流制御器として作用し、これは
極性転換中プレセット値■ｓを有する定電流を供給する
と共に、極性転換以外の残りの期間中には所定の蓄電池
用電圧での電信線路３と受信機２との総合直列抵抗によ
って決定される値の電流を供給する。

しかし上述した電子式送信機では電信線路３の信号によ
って生ずる隣接電話線路への漏話妨害にも注意を払う必
要がある。

この漏話妨害のレベルを低減させるために、電流源６に
よって供給される複流線電流を出力フィルタ１０を介し
て電信線路３に供給する。

多くの既知の電信方式では出力フィルタ１０を２個の直
列コイルＬ１，Ｌ２と並列コンデンサＣ１とで構成する
。

このようなＬＣフィルタ１０の遮断周波数は実際上電信
速度に相当する周波数よりも１．５〜２ファクターだけ
大きく選定するが、相変らず広く一般に用いられている
５０ボーの電信速度に対するこの遮断周波数は低いため
、特にコイルＬ１，Ｌ２が大きなスペースを必要とし、
さらに経費が嵩む欠点がある。

良く用いられているＬＣフィルタ１０の各構成部品の値
はＬ１＝Ｌ２＝／Ｈで、Ｃ１＝２．２μＦであり、最近
の技術をもってしてもその容積は約５００〜である。

第１図における大容積の出力フィルタ１０は送信機１の
小形化にさって最も重大な障害であり、この容積はコイ
ルＬ１，Ｌ２によってほぼ決まるため、出力フィルタ１
０の直列コイルＬ１，Ｌ２を省くことによって送信機１
を小形化することが既に提案されている。

しかし、並列コンデンサＣ１のみを具え、従ってスペー
スをほとんど必要としない斯様な出力フィルタ１０は電
信信号の高周波を十分に抑圧せず、隣接する電話線への
漏話を許容限度内に保てない。

並列コンデンサＣ１のみを有している出力フィルタ１０
を用いる場合に第１図の送信機１の種々の点に発生する
電圧および電流の信号形態を各電流制御および電圧制御
方式に対して第３および４図にそれぞれ示す。

第３および４図において、時間線図ａは伝送すべき２進
データ信号を示し、時間線図ｂは基準値＋ＴＢを有する
関連する指令信号Ｄを示し、時間線図Ｃは基準値−ＴＢ
を有する関連する指令信号Ｄを示し、ＴＢは例えば８０
ボルトとする。

さらに、時間線図４はＩｓに調整される電流源６によっ
て供給されるような複流線電流ｉ１を示し、第３図の１
８は例えば２０ｍＡのような規定の定常値に等等し、第
４図の■ｓは例えば５ ０ ｍＡのような値を有する。

第４図には電信線路３と受信機２との総合直列抵抗に依
存する電流１１の定常値Ｉ’ｓも示してあり、これは常
に値■ｓよりも低くする必要がある。

第３図の時間線図層は電信線路３の入力における電流１
２を示し、その規定定常値は■ｓである。

第４図の時間線図旦は電信線路３の入力における電圧Ｖ
２を示し、その定常値はＴＢ’であり、これは例えばＴ
Ｂよりも５ボルト低い規定値以下である。

第３図の時間線図ｅから明らかなように、電流ｉ１の極
性転換の瞬時ｔ１およびｔ２に電流ｉ２は不連続導関数
を呈する。

第４図の時間線図旦から明らかなように、電圧Ｖ２も電
流ｉ１の極性転換の瞬時ｔ１およびｔ２に不連続導関数
を呈し、またこの電圧ｖ２は瞬時ｔ３およびｔ４にも不
連続導関数を呈し、極性転換後におけるこれらの瞬時ｔ
３およびｔ４には電圧Ｖ２がその定常値ＴＢ’（従って
電流１１はその定常値Ｉ’ｓ）に達する。

フーリエ解析から既知のように、電信信号に高周波が発
生し、従って隣接電話線路への漏話（これは周波数が増
大するにつれて大きくなる）が発生するのは正にこれら
の不連続部分によるものである。

第５図は本発明による複流直流電信用の電子式送信機の
第１例を示す回路図であり、この第５図における第１図
の回路素子と同一素子を示すものには同一符号を付して
示してある。

この第１例における出力フィルタ１０は前述したと同じ
並列コンデンサＣ１を具えていると共に、電信線路３と
並列で、かつ電流源６によって供給される線電流１１の
極性転換に応答する２つの相補枝路１１および１２も具
えており、これら２つの枝路１１，１２の少なくとも一
方により線電流１１に対して極性が反対の補正電流パル
スｉｃを電信線路３に供給する。

さらに、２つの各相補枝路１１，１２には補正電流パル
スｉｃを供給する制御補助電流源１３，１４を設けると
共に、線電流ｉ，極性転換と同時にスイッチング回路５
から電圧ジャンプを取り出す制御回路１５，１６を設け
、これらの各制御回路は微分回路網と補助電流源１３．
１４に対する制御パルスとして限定微分電圧ジャンプを
供給するリミツタをもって構成する。

第５図の補助電流源１３はｐｎｐトランジスタＴ１３で
構成し、このトランジスタのエミツタを抵抗Ｒ１３を介
して正極＋ＴＢに、コレクタを電信線路３に接続する。

同様に補助電流源１４をｎｐｎトランジスタＴ１４で構
成し、このトランジスタのエミツタを抵抗Ｒ１４を介し
て負極−ＴＢに、コレクタを電信線路３に接続する。

さらに、第５図の制御回路１５の入力端子をスイッチン
グ回路５のトランジスタＴ２のコレククに接続し、同様
に制御回路１６の入力端子をスイッチング回路５のトラ
ンジスタＴ１のコレクタに接続する。

制御回路１５の微分回路網は入力端子と正極＋ＴＢとの
間のコンデンサＣ１５と２個の抵抗Ｒ１５，Ｒ１７との
直列回路で形成し、またこの制御回路１５のリミッタは
抵抗Ｒ１７に並列のツエナーダイオードＺ１５によって
構成する。

制御回路１５の抵抗Ｒ１５とＲ１７との接続点を補助電
流源１３のトランジスタＴ１３のベースに接続する。

同様に、制御回路１６の微分回路網は入力瑞子と負極＝
ＴＢとの間のコンデンサＣ１６と２個の抵抗Ｒ１６，Ｒ
１８との直列回路によって形成し、リミッタは抵抗Ｒ１
８に並列のツエナーダイオードＺ１６によって構成する
。

この制御回路１６の抵抗Ｒ１６とＲ１８との接続点を補
助電流源１４のトランジスタＴ１４のベースに接続する
。

第５図の送信機の動作を電流制御および電圧制御の電信
方式で用いる場合につき説明する。

第５図の送信機を電流制御電信方式で用いる場合には、
電流源６の電流を電信線路３の入力における電流１２の
規定定常値■ｓに調整する。

この場合この定常時Ｉｓは例えば２０ｍＡに相当する。

この場合に第５図の送信機の種々の点に発生ずる電圧お
よび電流の信号形態は第６図の時間線図に示す通りであ
る。

第６図の時間線図旦は伝送すべき２進データ信号を示し
、時間線図ｂはデータ信号ａに応答して供給される複流
線電流１１を示す（第３図の時間線図ａおよびｄ参照）
。

この線電流ｉ１はｔ＜ｔ１の場合に正の値＋■ｓを呈し
、ｔ１＜ｔ＜ｔ２の場合に負の値−Ｉｓを呈し、ｔ２く
ｔの場合に再び正の値＋Ｉｓを呈する。

スイッチング回路５のトランジスタＴおよびＴ１のコレ
クタにそれぞれ２ 現われる電圧ＣＴ２およびＣＴ１の時間線図Ｃおよびｄ
に示す。

これらの電圧ＣＴ２およびＣＴ１は電流源６によって供
給される線電流ｉ１の極性転換の瞬時ｔ＝ｔ１およびｔ
＝ｔ２に電圧ジャンプを呈し、これらの電圧ジャンプは
補助電流源１３および１４を制御するのに用いられる。

特に、電圧ＣＴ２は瞬時ｔ＝ｔ１に負のジャンプを呈し
、この瞬時に線電流ｉ１が正の値＋■ｓから負の値−Ｉ
ｓに変化する。

ｔ＝ｔ１の直前にはダイオードＤ１が導通しているが、
トランジスタＴ２が非導通であるため、電圧ＣＴ２は正
の値を有しており、この値は電信線路３の入力端子にお
ける電圧Ｖ２の正の定常値にほぼ等しい。

（この定常値は電流制御方式では一定でなく、実際には
＋ＴＢよりもはるかに低い。

）これに対し、瞬時ｔ＝ｔ１の直後にはトランジスタＴ
２が導通するが、ダイオー ドＤ１が非導通となるため
、電圧ＣＴ２は−ＴＢにほぼ等しい負の値となる。

瞬時ｔ＝ｔ１における電圧ＣＴ２の負の電圧ジャンプを
枝路１１の制御回路１５にて微分すると共に、ツエナー
ダイオードＺ１５のツエナー電圧に限定し、その後斯様
にして得たパルスを補助電流源１３のトランジスタＴ１
３のベースに供給する。

この制御パルスに応答してトランジスタＴ１３は制御パ
ルスと同一形状の正の補正電流パルスｉｃを供給する。

瞬時ｔ＝ｔ１における斯る正の補正電流ｉｃの値を抵抗
Ｒ１３によって約２Ｉｓ、すなわち瞬時ｔ＝ｔ１におけ
る線電流ｉ１のジャンプ値に調整する。

瞬時ｔ＝ｔ１における線電流ｉ１の極性転換に応答して
出力フィルタ１０の枝路１１によって供給される前記補
正電流パルス１０を第６図の時間線図ｅに示す。

瞬時ｔ＝ｔ１から瞬時ｔ＝ｔ１＋ｄまでの時間に制御回
路１５の電圧ＣＴ２の微分電圧ジャンプがツエナーダイ
オードＺ１５のツエナー電圧よりも小さくなり、補正パ
ルスｉｃの値は＋２■ｓから僅かだけずれ、このずれは
ツエナーダイオードＺ１５の非理想特性によって生ずる
）、瞬時ｔ＝ｔ１＋ｄ以後には補正電流パルスｉｃの値
は制御回路１５における微分回路網Ｃ１５，Ｒ１５，Ｒ
１７によって決まる時定数に応じて指数関数的に減少す
る。

スイッチング回路５並びに出力フィルタ１０の対称性を
顧慮して、上述したような考察は電圧ＣＴ１および枝路
１２によって供給される電流補正パルスｉｃにも準用さ
れ、従って線電流ｉ１がその負値−Ｉｓから正値＋Ｉｓ
に変化する瞬時ｔ＝ｔ２に電圧ＣＴ１が正の電圧ジャン
プを呈し、これにより枝路１２の制御回路１６が補助電
流源１４のトランジスタＴ１４に対する制御パルスを発
生し、この制御パルスに応答して補助電流源１４は負の
補正電流パルスｉｃを供給し、このパルスの値は瞬時ｔ
＝ｔ２に抵抗Ｒ１４によって約２Ｉｓに調整される。

瞬時ｔ＝ｔ２に線電流ｉ１の極性転換に応答して出力フ
ィルタ１０の枝路１２が供給する斯る負の補正電流パル
スｉｃも第６図の時間線図旦に示す。

第６図のｂの線電流ｉ１とｅの補正電流バルスｉｃとに
よる補正線電流（ｉ１＋ｉｃ）を第６図のｆに示し、こ
の電流は出力フィルタ１０における電信線路３と並列コ
ンデンザＣ１に供給される。

線電流１１は瞬時ｔ＝ｔ１とｔ＝ｔ２に急激な転換を呈
するのに対し、補正された線電流（ｉ１＋ｉｃ）はｔ１
＜ｔ＜ｔ１＋ｄおよびｔ２＜ｔ＜ｔ２＋ｄの期間中はゆ
っくり変化する部分を有し、かつｔ＝ｔ１＋ｄおよびｔ
＝ｔ２＋ｄから指数関数に応じて迅速に変化する部分を
有する漸進的な転換を呈する。

このような補正線電流（ｉ１＋ｉｃ）に応答して発生す
る電話線路３の入力端子における電流１２を第６図ｇに
示す。

前記第３および４図の説明の終りに第１図の従来の送信
機について特に、電流１２の導関数の不連続性が電信線
路３に高周波の信号を発生し、従って隣接する電話線路
に漏話を発生ずるのであることを表明した。

なお、電流１２の導関数の不連続性がコンデンサＣ１と
電信線路３との並列接続に供給される電流の不連続性に
比例することを証明することができる。

第５図の送信機における斯るコンデンサＣ１と電信線路
３との並列接続に流れる電流は第６図ｂに示すような大
きな不連続部分を有している線電流ｉ１ではなく、第６
図ｆに示すような不連続部分を殆んど有していない補正
電流（ｉ１＋ｉＣ）であるため、電信線路３の入力端子
における電流ｉ２の高周波の比率は第１図の送信機の場
合よりも第５図の送信機の場合の方がはるかに小さく、
従って隣接する電話線路への妨害レベルは第５図の場合
の方が第１図の場合よりも低い。

広範囲に及ぶ実験の結果、第５図の送信機における上述
した手段を用いることにより、斯る妨害レベルの値を従
来のＬＣフィルタを用いて得られる値に極めて近い値に
することができることを確めた。

妨害レベルを、ＣＣＩＴＴによって規定される重み曲線
を呈する雑音電圧測定器によって測定する場合における
５０ボーの電信速度に対する第１および５図の送信機の
比較を一例として用いる。

上述したＬＣフィルタ（Ｌ１＝Ｌ２＝１Ｈ，Ｃ１＝２．
２μＦ）を具えている第１図の送信機に対する妨害レベ
ルを基準値としで選定する場合、第５図の送信機の場合
の妨害レベルは出力フィルタ１０を調整しなくても斯る
基準値の２０％以上となることはない（出力フィルタ１
０を調整することにより２０％よりもはるかに低い値と
することができる）ことを確めた。

従って、第５図の送信機に対する妨害レベルは、幾つか
の電気通信行政による上限値とみなされる斯る基準値の
２倍の値よりも十分に低い値に留まる。

さらに、隣接する電話線路へのこれらの良好な妨害レベ
ルの値に付随される電信信号そのもののひずみは極めて
僅かである。

第５図の出力フィルタ１０では正および負の補正電流パ
ルスｉｃを２つの異る相補枝路１１および１２によって
供給せしめるのに対し、これらの枝路１１，１２を同一
構成とすると、出力フィルタ１０における素子の許容公
差によって電流１２の特性瞬時の偏移（ｉ２の零交差）
に差異を生ずることになる。

しかし、これによって生ずる電信ひずみは出力フィルタ
１０の素子に過度な要求を課すことなく、実際上許容値
の２％以下に保つことができるため、必ずしも高価な素
子を用いる必要がない。

第５図の出力フィルタ１０に必要な素子の数および寸法
はともに少なく、しかも小さいため、この出力フィルタ
１０が占めるスペースはごく僅かである。

このことは第１および５図の送信機に関して上述した比
較に用いたフィルタによって説明することができる。

すなわち、第１図のＬＣフィルタの容積は約５００ｃｍ
３あり、これは印刷回路板に組立てるのには適さないが
、第５図の出力フィルタ１０は約１０ｃｍ２の表面領域
を必要とするだけであり、この正規の構体の高さは１４
ｍｍであるため印刷回路板に組立てるのに非常に好適で
ある。

これがため、第５図の送信機における上述したような手
段を用いることにより送信機全体を極めて有効に小形化
することができる。

さらに上述したような手段を講ずれば、第１図のＬＣフ
ィルタとは異なり、第５図の出力フィルタ１０はコンデ
ンサＣ１および２個の枝路１１，１２を電信線路３と並
列に配置するため、不所望な電圧損失を生じないという
利点も呈する。

第５図の送信機は電圧制御電信方式で用いることもでき
、この場合には電流源６の電流値Ｉｓを、例えは５０ｍ
Ａのような高い値とし、凡ゆる情況下において受信側の
電流が電信線路３と受信機とのインピーダンスによって
決定されるようにする。

この場合に第５図の送信機の種々の点に現われる電圧お
よび電流の信号形態を第６図と同様な方法で第７図に示
すが、第７図の時間線図ｇは電信線路３の入力端子にお
ける電圧Ｖ２を示し、電流１２を示すものではない点が
第６図と相違する。

第７図ｂの線電流１０は第４図ｄの線電流１１と同一形
状である。

第７図Ｃおよびｄの電圧ＣＴ２およびＣＴ１は第６図Ｃ
およびｄのそれらとは相違し、これは電圧制御方式では
電信線路３の入力端子における電圧Ｖ２の定常値ＴＢ’
が電信用蓄電池の電圧ＴＢとはごく僅かだけすれている
からである。

さらに瞬時ｔ＝ｔ１およびｔ＝ｔ２における第７図のｅ
に示す補正電流パルスｉｃの値もこれらの瞬時に再び第
７図ｂに示ず線電流ｉ１におけるジャンプ値にほぼ調整
される（これらの値は電流制御方式の場合の値とは同じ
でない）。

この場合にも電信線路３の入力端子における電圧Ｖ２の
高周波の比率、従って隣接する電話線への妨害レベルは
第１図の送信機よりも第５図の送信機の方が小さく、こ
の場合にも瞬時ｔ＝ｔ１およびｔ＝ｔ２の線電流ｉ１の
急激な転換部は第７図ｆに示すように補正線電流（ｉ１
＋ｉｃ）を急激に変化させない。

一方電圧Ｖ２がその定常値ＴＢ’に達する瞬時ｔ＝ｔ３
およびｔ＝ｔ４における線電流ｉ１の急激な転換部（第
７図ｇおよびｂ参照）は、第７図ｆに示すように補正線
電流（ｉ１＋ｉｃ）にも依然存在している。

しかし、第７図ｇに示すように、瞬時ｔ＝ｔ３およびｔ
＝ｔ４における電圧Ｖ２の導関数の不連続性の大きさは
前述した補正をしない場合（第４図ｅの瞬時ｔ＝ｔ１お
よびｔ＝ｔ２におけるよりもはるかに小さいため、第５
図の送信機を電圧制御方式で用いると、隣接する電話線
への妨害は依然として蓄しく低減される。

第８図は本発明による電子式電信送信機の第２例を示す
回路図である。

この第２例の回路は特に電圧制御方式用に配置したもの
であり、この場合は得られる結果は第５図の第１例を電
流制御方式で用いる場合の結果に相当する。

この第８図における第１図の素子に相当する素子には第
１図の場合と同一符号を付して示してある。

さらにこの第２の例でも出力フィルタ１０を並列コンデ
ンサＣ１と、電信線路３に並列の２つの相補枝路１１お
よび１２とで構成する。

しかしこの場合における２つの各枝路１１，１２には補
助コンデンサＣ２１，Ｃ２２を設けると共に、スイッチ
ング回路も設け、このスイッチング回路によって電信線
路３からの入力電圧Ｖ２を受信し、かつこのスイッチン
グ回路により、電圧Ｖ２の値が電圧制御電信方式におけ
る電圧Ｖ２の規定定常値ＴＢ’の所定小数部に相等する
限界値ＶＴ以上になる場合にのみ補助コンデンサＣ２１
，Ｃ２２を電信線路３に接続する。

第８図の枝路１１の補助コンデンサＣ２１を正極＋ＴＢ
に接続し、スイッチング回路をｐｎｐトランジスタＴ２
１で形成し、このトランジスタのエミツタとベースとの
間にはダイオードＤ２１を接続し、このエミツタベース
ダイオードとダイオードＤ２２とを逆極性で接続し、エ
ミツタを補助コンデンサＣ２１に、コレクタを電信線路
３に接続する。

同様に枝路１２の補助コンデンサＣ２２を負極−ＴＢに
接続し、スイッチング回路をｎｐｎトランジスタＴ２２
で形成し、このトランジスタのエミツタとベースとの間
にダイオードＤ２２を接続し、このエミツターベースダ
イオードとダイオードＤ２２とを逆極性にかつ上記トラ
ンジスタＴ２２のエミツタを補助コンデンサＣ２２に接
続し、コレクタを電信線路３に接続する。

電圧Ｖ２の規定定常値ＴＢ’および電信用蓄電池電圧の
値ＴＢが互いに僅かだけ相違しているので、第８図の限
界電圧ＶＴは分圧器によって電信用蓄電池から直接取り
出す。

この場合上記分圧器の抵抗Ｒ２１，Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ
２２は正極−ＴＢとの間に直列に接続する。

枝路１１のスイッチング回路に対する限界電圧＋ＶＴは
抵抗Ｒ２１とＲ２３との接続点に発生し、この接続点は
トランジスタＴ２１のベースに接続する。

同様に枝路１２のスイッチング回路に対する限界電圧−
ＶＴは抵抗Ｒ２。

とＲ２４との接続点に発生し、この接続点をトランジス
タＴ２２のベースに接続する。

便宜上抵抗Ｒ２３とＲ２４を第８図では別個の回路部品
として図示してあるが、実際にはこれらの抵抗は１個の
抵抗として結合させる。

第８図の送信機の動作はつぎのとおりである。

第８図の送信機は電圧制御電信方式で用いられるため、
この場合にも第５図の例で述べたように電流源６の電流
値Ｉｓを例えば５０ｍＡに調整する。

この場合第８図の送信機の種々の点に現われる電圧およ
び電流の信号形態を第９図に時間線図にて示す。

なお、出力フィルタ１０の枝路１１，１２のスイッチン
グ回路に対する限界電圧ＶＴは電信線路３の入力端子に
おける電圧Ｖ２の定常値ＴＢ’の約９０％に相等するも
のとする。

第９図のａは伝送すべき２進データ信号を示し、この場
合電流源６によって供給される複流線電流ｉ１をｂ（第
４図の時間線図ａおよびｄ参照）に示す。

補正線電流（ｉ１＋ｉｃ）に応答して電信線路３の入力
端子に発生する電圧Ｖ２を第９図Ｃに示し、フィルタ１
０の枝路１１，１２によって供給される補正電流パルス
ｉｃをｄに示し、補正線電流（１１＋１０）そのもの、
すなわちｂの線電流１１とｄの補正電流パルスｉｃとを
合成したものをｅに示す。

第８図の送信機では電信線路３の入力端子の電圧Ｖ２を
出力フィルタ１０の枝路１１，１２のスイツチング回路
を制御するのに甲いる。

線電流ｉ１がその負の最大値−■ｓに変化ずる瞬時ｔ＝
ｔ１の直前までは電圧Ｖ２が正の定常値＋ＴＢ’を呈し
、この値は正の限界電圧＋ＶＴ以上である。

この場合、フィルタ１０の枝路１１におけるトランジス
タＴ２１のコレクターベースダイオードとダイオードＤ
２１は互いに導通状態にあるため、補助コンデンサＣ２
１はこれらの導通ダイオードを介してコンデンサＣ１に
並列、従って、電信線路３とも並列に接続される。

瞬時ｔ＝ｔ１での線電流１１の極性転換の結果、コンデ
ンサＣ１が放電を開始し、従って電圧Ｖ２が低下し始め
るため、ダイオードＤ２１は直ちに非導通状態に達する
が、これに対しトランジスタＴ２＋のエミツターベース
ダイオードは導通するため、補助コンデンサＣ２１は電
信線路３と並列に接続されたままとなる。

瞬時ｔ＝ｔ１の直後に負の線電流ｉ１＝−Ｉｓが補助コ
ンデンサＣ２１とコンデンサＣ１と、電信線路３との並
列回路に流れるため、コンデンサＣ１と電信線路３との
並列回路への負の電流（補正線電流（ｉ１＋ｉｃ））は
、フィルタ１０をコンデンサＣ１だけで構成し、従って
電圧Ｖ２の低減をそれ相当に大きな時定数に応じて行な
う第１図の従来例の場合について第３および４図の説明
の終りに考慮した従来の場合よりも小さくなる。

このことは瞬時ｔ＝ｔ１からフィルタ１０の枝路１１が
負の線電流１１で正の補正電流パルスｉｃを供給するこ
とを意味する。

この補正Ｎ流パルスｉｃは瞬時ｔ＝ｔ’１まで継続し、
瞬時ｔ＝ｔ’１には電圧Ｖ２が正の限界電圧＋ＶＴ以下
に低下するため、トランジスタＴ２１のエミツターベー
スダイオードは非導通状態に達し、補助コンデンサＣ２
１は最早電信線路３に接続されなくなる。

この瞬時ｔ＝ｔ’１から電圧Ｖ２は元の時定数、すなわ
ちコンデンサＣ１と電信線路３との並列回路の時定数に
応じて低下し、これは瞬時ｔ＝ｔ’３まで継続し、この
瞬時ｔ＝ｔ’３には電圧Ｖ２が枝路１２の負の限界電圧
−ＶＴ以下に低下する。

この場合フィルタ１０の枝路１２におけるトランジスタ
Ｔ２２のコレクターベースダイオードと、ダイオードＤ
２２とが共に導通状態に達するため、補助コンデンサＣ
２２はこれらの導通ダイオードを介してコンデンサＣ１
および電信線路３に並列に接続される。

この瞬時ｔ＝ｔ７３からは負の線電流ｉ＝−Ｉｓが補助
コンデンサＣ２２と、コンデンサＣ１と電信線路３との
並列回路に流れるため、コンデンサＣ１と電信線路３と
の並列回路を流れる負の電流は前記従来の場合よりも小
さく、従って、電圧Ｖ２は関連する大きな時定数で低下
する。

このことは瞬時ｔ−ｔ′３からフィルタ１０の枝路１２
が負の線電流ｉ１で正の補正電流ｉｃを供給するごとを
意味する。

この補正電流ｉｃは瞬時ｔ＝ｔ３まで発生し続け、この
ｔ＝ｔ３の瞬時に電圧Ｖ２は負の定常値−ＴＢ’に達し
、線電流ｉ１は上述したように負の最小値ーＩｓよりも
はるかに小さい負の定常値にまで退く。

瞬時ｔ＝ｔ１における線電流ｉ１の極性転換に応答して
フィルタ１０の第１枝路１１が瞬時１＝ｔ１から瞬時ｔ
＝ｔ’１まで補正電流パルスｉｃを供給し、その後フィ
ルタ１０の枝路１２が瞬時ｔ＝ｔ′３から瞬時ｔ＝ｔ３
まで補正電流パルスｉｃを供給し、これらの補正電流パ
ルスｉｃの極性は双方とも正、すなわち瞬時ｔ＝ｔ１以
後の負の線電流ｉ１＝−Ｉｓの極性とは反対の極性であ
る。

スイッチング回路５およびフィルタ１０の対称性を顧慮
して、上述したような考察は瞬時ｔ＝ｔ２における練電
流１１の極性転換によって瞬時ｔ＝ｔ２から瞬時ｔ＝ｔ
’２まで枝路１２によって供給される補正電流パルスｉ
ｃ並びに瞬時ｔ＝ｔ’４から瞬時ｔ＝ｔ４まで枝路１１
によって供給される補正電流パルス１ｃにも準用される
。

瞬時ｔ＝ｔ１およびｔ＝ｔ２における補正電流パルスｉ
ｃの値はコンデンサＣ１の容量値に対する補助コンデン
サＣ２１およびＣ２２の容量値の比率によって決定し、
これらの値をこれらの瞬時における線電流１１のジャン
プ値の約８０％に調整する。

従って、この場合の補正電流パルスｉｃＯ値も瞬時ｔ＝
ｔ３およびｔ＝ｔ４にこれらの瞬時における線電流１１
のジャンプ値の約８０％に相当する。

上述した手段を用いることにより、瞬時ｔ＝ｔ１，１１
１およびｔ＝ｔ’１，ｔ’３，ｔ′２，ｔ′４における
補正線覗流（ｉ１＋ｉｃ）の不連続性の大きさ（第９図
ｅ）は瞬時ｔ＝ｔ，，ｔ３，ｔ２，ｔ４，における線電
流ｉ１の不連続性の大きさ（第９図ｂ）よりもはるかに
小さくなる。

第５図の送信機の動作の説明の所で詳述したように、斯
る線電流の補正によって、第９図Ｃに示すような電信線
路３の入力端子における電圧Ｖ２の高周波の比率は第１
図の送信機の場合よりも第８図の送信機の場合の方が著
しく小さく、従って、隣接する電話線路への妨害レベル
は低くなる。

隣接する電話線路への妨害レベルおよび電信信号そのも
ののひずみに関して広範囲にわたる実験の結果、第８図
の送信機を電圧制御電信方式で用いた場合、第５図の送
信機を電流制御電信方式で用いた場合と同程度の良好な
結果が得られることを確めた。

第５図の送信機におけるフィルタ１０の素子の数、寸法
および価格についての考えは第８図の送信機におけるフ
ィルタ１０についてもいふるため、この第８図の場合に
も送信機全体を極めて有効に小形化することができる。

第５図の送信機では、線電流ｉ１の極性転換と一致し、
かつスイッチング回路５から取り出される電圧ジャンプ
によって出力フィルタ１０の補助電流源１３．１４を制
御する。

そこで、補助電流源１３を制御する場合には、瞬時ｔ＝
ｔ１（第６図および７図のＣ参照）におけるスイッチン
グ回路５のトランジスタＴ２のコレククの電圧ＣＴ２の
負の電圧ジャンプを用いる。

第５図の送信機を電流制御電信方式で用いる場合には、
この瞬時ｔ＝ｔ１（第６図ｄ参照）におけるトランジス
タＴ０のコレクタ電圧ＣＴ１の負電圧ジャンプを用いて
、この瞬時における電圧ＣＴ２の負電圧ジャンプの代り
に補助電流源１３を制御することもできる。

しかし、ｔ＝ｔ１における電圧ＣＴ２の負電圧ジャンプ
の方が電圧ＣＴ１のそれよりもはるかに大きいため、第
５図に示す例では電圧ＣＴ２の負電圧ジャンプを用いる
方が好適である。

しかし、第５図の送信機を電圧制御電信方式で用いる場
合には、瞬時ｔ＝ｔ１以後の電圧ＣＴ１の転換（第７図
ｄ）を補助電流源１３の制御に用いることはできない。

その理由は、斯る電圧ＣＴ１の転換は正確な制御をする
のにはあまりにもゆっくりし過ぎているからであるが、
必ずしもこの電圧転換を用いて補助電流源１３を制御で
きないのではない。

第５図の送信機の動作説明の所で説明した所から明らか
なように、第５図の送信機を電流制御電信方式で用いる
場合には、電信線路３の入力端子における電流１２（第
６図ｇ）の対称性が電信ひずみを防止するのに極めて重
要なことである。

スイツチング回路５のトランジスタＴ１，Ｔ２および出
力フィルタ１０のトランジスタＴ１３，Ｔ１４が非導通
状態にある場合、これらトランジスタの両端間には若し
ろ高い電圧値が発生するため、これらのトランジスタに
は漏洩が生じ得る。

このような漏洩は電信線路３の人力端子の電流１２を僅
かながら非対称にし、従って電信ひずみを起生させる。

第１０図は第５図の送信機の変形例を示し、この場合に
はスイッチング回路５および出力フィルタを少し変形す
ることによって、トランジスタＴ１，Ｔ２およびＴ１３
，Ｔ１４の漏洩電流が電信線路３に入るのを防止する。

第１０図のスイッチング回路５に関し、これはトランジ
スタＴ１から電流源６への接続線にダイオードＤ３を設
けると共に、トランジスタＴ２から電流源６への接続線
にダイオードＤ４を設けて構成しているため、これらの
トランジスタの漏洩電流は倒れも電信線路３には達し得
す、さらにトランジスタＴ１，Ｔ２のコレクタ間に抵抗
値を適当に選定した抵抗Ｒ３を設けて、この抵抗にこれ
らの漏洩電流が流れるようにしている。

第１０図の出力フィルタ１０では、枝路１１，１２の共
通接続点と電信線路３との間に容量値の大きい結合コン
デンサＣ４を設けると共に、斯る共通接続点と大地との
間に抵抗値の大きい抵抗Ｒ４を設けるため、トランジス
タＴ１３，Ｔ１４の漏洩電流は電信線路３に到達せずに
、この抵抗を流れる。

このように抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ４を設けるよう
にすれば、補正電流パルスｉｃが容量的に結合され、従
って補助電流源１３．１４の相対公差が電信線路３の入
力端子における電流１２の対称性に殆んど影響を及ぼさ
ないという利点がある。

第８図の送信機における出力フィルタ１０の相補枝路１
１，１２は、この第８図の送信機の動作につき前述した
ような作用に本質的に影響を及ぼすことなく第８図のも
のきは異なる方法で構成することもできる。

このような第８図に示す送信機の出力フィルタ１０にお
ける枝路１１の変形例を第ｉ１図に示す。

第ｉ１図では補助コンテンサＣ２１を直接（従って、電
信用蓄電池の中間点を接地する仲介物なしで）接地し、
かつトランジスタＴ２１のエミッタとコレクタとの間（
エミツタとベースとの間でなく）にダイオードＤ２１を
設ける。

しかし、第１１図の補助コンデンサＣ２１間およびダイ
オードＤ２１間に発生する電圧の値は第８図に基づいて
行なった場合のそれらの電圧値よりもはるかに高く、第
８図の場合におけるこれらの電圧値は電信用蓄電池電圧
ＴＢとこれより約１５％低い限界電圧ＶＴとの差よりも
高くはならない。

これがため、第８図に基ついて実施する方が実際には好
適である。

その理由は第８図の方が第１１図に基づいて実施する場
合よりも素子Ｃ２１およびＤ２１に課する要件を左程厳
格とする必要がないからである。

前記第８図の送信機の動作説明の所の記載から明らかな
ように、電信線路３の電圧Ｖ２が正（負）から負（１Ｆ
）の定常値に変化する時間間隔における小時間間隔中に
、電圧Ｖ２の導関数の絶対値は低下し、この小時間間隔
に出力フィルタ１０の枝路１１，１２における補助コン
デンサＣ２１，Ｃ２２の何れか一方がコンデンサＣ１と
並列に配置される，従って、第９図Ｃにおける時間間隔
（ｔ１，ｔ３）および（ｔ２，ｔ４）の内の小時間間隔
（ｔ１，ｔ１’）および（ｔ’４，ｔ４）に枝路１１の
補助コンデンサＣ２１かコンデンサＣ１と並列に接続さ
れるため、これら２つの小時間間隔での電圧Ｖ２の導関
数の相対的減少は同じとなる。

これに対し、上記小時間間隔での電圧Ｖ２の導間数は同
じ絶対値を呈ささず、このことは簡単に証明することが
でき、また第９図からも明らかである。

第１２図は第８図の出力フィルタ１０の枝路１１の変形
例を示し、これはこの枝路１１のスイッチング回路を変
更して構成したものであり、電圧Ｖ２の導関数の絶対値
は２つの小時間間隔の間は同じであり、この時間間隔中
に補助コジデンサＣ２１は電信線路３に接続される。

第１２図の枝路１１のスイッチング回路と第８図の枝路
１１のスイッチング回路との相違は、この第１２図の例
では第８図のダイオードＤ２１の代りにｎｐｎトランジ
スクＴ２３を用い、このトランジスタのエミツタを補助
コンデンサＣ２１に、ベースを抵抗Ｒ２５を介して限界
電圧＋ＶＴが発生する点（抵抗Ｒ２１とＲ２３との接続
点）に、コレクタを抵抗Ｒ２７を介して正極＋ＴＢに接
続している点が相違する。

さらに第１２図の例ではトランジスタＴ２１のエミッタ
をダイオードＤ２３を介して補助コンデンサＣ２１に接
続する。

電圧Ｖ２が正の定常値＋ＴＢ’から正の限界電圧＋ＶＴ
以下に寸で低下する小時間間隔、すなわち第９図の時間
間隔（ｔ１，ｔ’１）に関しては第８図の枝路１１と第
１２図の枝路１１との間には動作上の差異はない。

簡単にチェックし得るように、この場合第１２図のトラ
ンジスタＴ２３のエミツタベースダイオードは非導通で
あるが、トランジスタＴ２１のエミツタベースダイオー
ドが導通しているため、補助コンデンサＣ２１と電信線
路３との間の接続通路は実際には第８図の場合と同じで
あり、この第８図の例ではこの場合ダイオードＤ２，が
非導通であるが、トランジスタＴ２１のエミツタベース
ダイオードは導通している。

この場合第１２図の枝路１１は実際上第８図の枝路１１
と同じ補正電流パルスｉｃを供給する。

一方、電圧Ｖ２が正の限界電圧＋ＶＴから正の定常値＋
ＴＢ’にまで増犬ずる小時間間隔、すなわち第８図の場
合における第９図の時間間隔（ｔ′，ｔ４）に関しては
、第８図の枝路１１と第１２図の枝路１１とは動作が相
違する。

第１２図では電圧Ｖ２が限界電圧＋ＶＴ以上の場合、ト
ランジスタＴ２１のコレクターベースダイオードとトラ
ンジスタＴ２３のエミツターベースダイオードとが共に
導通状態（ダイオードＤ２３およびトランジスタＴ２１
のエミツターベースダイオードは非導通のままである）
に達する。

従って補助コンデンサＣ２１と電信線路３との間には導
通ダイオードと導通トランジスタＴ２３とから成る接続
通路が形成され、これは第８図のような２つの導通ダイ
オードで形成されるものではない。

補正電流ｉｃが補助コンデンサＣ２１を流れる電流に等
して第８図の例とは異なり、第１２図の補正電流ｉｃは
トランジスタＴ２３のベース電流に等しいため、この補
正電流はトランジスタＴ２３のエミツタ電流に等しい補
助コンデンサＣ２１を流れる電流よりもはるかに小さい
。

このことは電信線路３に供給される補正電流に対し、当
面の接続通路に減衰が生じて当該小時間間隔における第
１２図の場合の補正電流（ｉ１＋ｉｃ）が第８図の場合
よりも大きくなり、従って電圧Ｖ２がより一層速く正の
定常値＋ＴＢ’に達することを意味する。

抵抗Ｒ２５，Ｒ２７によってトランジスタＴ２３のエミ
ツタ電流に対するベース電流の比率を調整するため、補
助コンデンサＣ２１が電信線路３に接続される２つの小
時間間隔の期間中の電圧Ｖ２の導関数の絶対値は実際に
は等しい。

第１２図に示すような第８図の出力フィルタ１０におけ
る枝路１１の変形はこの出力フィルタ１０の相補枝路１
２にて同様にして行なうことができる。

このような変形によって送信機は出力フィルタ１０の枝
路１１，１２に関し追加の調整特徴（特に、抵抗Ｒ２５
，Ｒ２７の相対比を変えることによる第１２図の枝路１
１について述べた特徴）を有することになり、これがた
め、第８図の送信機を用いる場合よりも広範囲にわたる
電信線路のインピーダンスに対して、電信線路３の入力
端子における電圧Ｖ２の対称性を所望程度のものとする
ことができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電子式送信機を具える直流電信方式の一
例を示すブロック線図、第２図は第１図の送信機に使用
するのに好適な単極定電流源の一例を示す回路図、第３
および４図は第１図の送信機の動作説明用の時間線図、
第５図は本発明による電子式送信機の第１例を示す回路
図、第６および７図は第５図の送信機の動作説明用の時
間線図、第８図は本発明６ごよる電子式送信機の第２例
を示す回路図、第９図は第８図の送信機の動作説明用時
間線図、第１０図は第５図の送信機の変形例を示す回路
図、第１１および１２図は第８図の送信機における出力
フィルタの枝路に関する第１および第２変形例をそれぞ
れ示す回路図である。 １…電子式送信機、２…受信機、３…電信線路、４…入
力回路、５…スイッチング回路、６…電流源、±ＴＢ…
電信用蓄電池の正，負極、９…複流継電器、１０…出力
フィルタ、１１，１２…相補枝路、１３，１４…補助電
流源、１５，１６…制御回路 助コンデンサ、（Ｃ１５，Ｒ１５，Ｒ１７），（Ｃ１６
，Ｒ１６，Ｒ１８）…微分回路、Ｚ１５，Ｚ１６…ツエ
ナーダイオード（リミツタ）、Ｔ２１，Ｔ２。 …出力フィルタにおけるスイッチング回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２進データ信号に応答して指令信号を発生させる入
   力回路にあって、該入力回路のデータ信号搬送部分と、
   指令信号搬送部分とが直流電流の不所望な影響に対して
   互いに分離される入力回路と；正極および負極を有する
   電信用電圧源と；単極定電流源と；前記指令信号によっ
   て制御され、電信用電圧源の前記２極の何れか一方を単
   極定電流源を介して電信線路に選択的に接続するための
   スイッチング回路と；電信線路と並列のコンデンサを有
   している出力フィルタとを具え、２進データ信号を複流
   線電流に変換して電信線路へ伝送する直流電信方式用の
   電子式送信機において、前記出力フィルタには電信線路
   と並列に２つの相補枝路を設け、前記電流源によって供
   給される線電流の極性転換に応答して、前記２つの枝路
   の少なくとも一方が線電流に対し極性が反対の補正電流
   パルスを電信線路に供給するようにしたことを特徴とす
   る電子式送信機。 ２ 特許請求の範囲１記載の電子式送信機において、出
   力フィルタにおける２個の各相補枝路を補正電流パルス
   を供給する制御補助電流源と、線電流の極性転換と一致
   してスイッチング回路から電圧ジャンプを取り出し、か
   つ微分回路網および限定されて微分電圧ジャンプを補助
   電流源用の制御パルスとして供給するリミッタを具えて
   いる制御回路とをもって構成したことを特徴とする電子
   式送信機。 ３ 電信線路の入力電圧の規定定常値を有する特許請求
   の範囲１記載の直流電信方式用電子式送信機において、
   ２個の各相補枝路を補助コンデンサと、電信線路の入力
   電圧を受信し、この入力電圧が規定定常値の所定小数部
   に相当する限界電圧以上となる場合にのみ前記補助コン
   デンサを電信線路に接続するスイッチング回路とをもっ
   て構成したことを特徴とする電子式送信機。 ４ 特許請求の範囲３記載の電子式送信機において、２
   つの各相補枝路のスイッチング回路に入力電圧が限界電
   圧から増加する場合の第１接続通路と、入力電圧が規定
   定常値から低下する場合の第２接続通路とを設け、前記
   第１接続通路を、電信線路へ供給すべき補正電流パルス
   を減衰させる回路をもって構成したことを特徴とする電
   子式送信機。