JPS58179173A - Dc/ac converter by multipulse/pulse width modulation - Google Patents
Dc/ac converter by multipulse/pulse width modulationInfo
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- JPS58179173A JPS58179173A JP57060758A JP6075882A JPS58179173A JP S58179173 A JPS58179173 A JP S58179173A JP 57060758 A JP57060758 A JP 57060758A JP 6075882 A JP6075882 A JP 6075882A JP S58179173 A JPS58179173 A JP S58179173A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、直流入力電圧の変動に対して、定電圧を得
て、かつ出力側の低次の高調波の抑制を行なう直流−交
流変換装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a DC-AC converter that obtains a constant voltage in response to fluctuations in DC input voltage and suppresses low-order harmonics on the output side.
第1図は、従来の交流−血流変換装置を示す回路図であ
る。図ニオイて、(IU)、(IVI、(IW)、(I
X)。FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional AC-blood flow conversion device. (IU), (IVI, (IW), (I
X).
(IY)、 (12)、 (2U)、 (2V)、 (
2W)、 (2X)、 (2Y)、 (2Z) i、t
、自己消去能力を有するGTOサイリスク(以下GTO
と略す。)であり、(IUD)、 (IVI)) 、
(IWD)、 (IXD)、 (1■)(IZD)、
(2UD)、 (2VD)、 (8WD)、 (2XD
)、 (2Yl))、 (2ZD)は、各々上記GTO
と逆並列に接続されたダイオードである。(3)及び(
4)は、それぞれΔ−((変形千鳥)(V
及びΔ−人(オーブンスター)結線された変圧器である
。上記GTO(IU) 、 (IV)、 (IW)のカ
ソード側及び(2U)、 (2V)、 (2W)のカソ
ード側をそれぞれ、U相。(IY), (12), (2U), (2V), (
2W), (2X), (2Y), (2Z) i, t
, GTO Cyrisk (hereinafter referred to as GTO), which has self-erasing ability.
It is abbreviated as ), (IUD), (IVI)),
(IWD), (IXD), (1■) (IZD),
(2UD), (2VD), (8WD), (2XD
), (2Yl)), (2ZD) are respectively the above GTO
This is a diode connected in antiparallel with . (3) and (
4) are Δ-((modified staggered) (V) and Δ-(oven star) connected transformers, respectively. , (2V), (2W) cathode sides are respectively U-phase.
■相、W相及びU3O相、V2O相、 ZSO相とする
。Phase ①, W phase, U3O phase, V2O phase, and ZSO phase.
θQは、第2図のような線間電圧を得るためEこ、GT
O(IU)、(IV)、(IW″)−、(IX)、 (
IY)、 (12)、(2U)、 (2V)、(2W)
。θQ is Eko, GT to obtain the line voltage as shown in Figure 2.
O(IU), (IV), (IW'')-, (IX), (
IY), (12), (2U), (2V), (2W)
.
(2X)、 (2Y)、 (2Z)にゲート指冷を送る
装置である。This is a device that sends gate cooling to (2X), (2Y), and (2Z).
第1図のGTO(IU)、及び(2X)のそれぞれアノ
ード側及びカソード側Iζ印加される血がシ入力電圧を
Edとしたとき、上45(’、 U V、V W、W
U、U3O’V’;30.V80 W2O。When the blood applied to the anode side and the cathode side Iζ of GTO (IU) and (2X) in FIG.
U, U3O'V';30. V80 W2O.
W2O−U3O相の線h[圧が第2図(aJ 、 (b
) 、 (c) 、 (dl 。The line h [pressure of W2O-U3O phase is shown in Fig. 2 (aJ, (b
), (c), (dl.
(e) 、 (f)となる様1こ上記GTO(11)、
(IV)、 (IW)、(IX)。(e), (f) 1 above GTO (11),
(IV), (IW), (IX).
(IY)、(IZ)、(2U)、(2V)、(2W)、
(2X)、(2Y)、(2Z)のオン時刻及びオフ時刻
をθという変数を用いて、選りだとすれは、第1図にお
ける変圧器(4)の2次側線Fb3電圧Eは、
E−y’VKEdhn2yr(し/6−fθ)、m2y
rf t +v’!ΣEd/n 、、’in 2 n
yr (1/6−fθ)−2πft となる。(IY), (IZ), (2U), (2V), (2W),
Using a variable θ for the on time and off time of (2X), (2Y), and (2Z), if selected, the voltage E of the secondary line Fb3 of the transformer (4) in Fig. 1 is E -y'VKEdhn2yr (shi/6-fθ), m2y
rf t +v'! ΣEd/n ,,'in 2 n
yr (1/6-fθ)-2πft.
但し、fi周波数、を時刻である。したがって、基本波
成分の実効値Fffl+ 及びn次高調波成分の実効値
h)は次のまうfこなる。However, fi frequency is time. Therefore, the effective value Fffl+ of the fundamental wave component and the effective value h) of the n-th harmonic component are the following f.
EfII=KEd訓2π(1/6−fθ)E 、n、」
11hs 2 n yr (V′6−fθ)直流入力電
圧Ed=Edoに対して、基本波電圧E(1)二E(1
@ となるθは、
θ= 1/6−−脂−’ E(1yKEd2π
とただ一つしか存在せず、このθにまってn次高調波の
実効(iiiIE(n)は、θと1対1の対応で決定さ
れる。このため直流入力電圧Edと基本波出力の実効イ
1liE(1)の比を形定し1こ後0次高調波E(nk
7]+i1を上記θの変化によって、可変することは、
不可能である。したがって、第1図の如(L、2相接続
することで、非去できなかった低次の高調波である11
次18次の篩調波を同時に抑制することは困難であった
。EfII=KEd2π(1/6-fθ)E,n,''
11hs 2 n yr (V'6-fθ) For the DC input voltage Ed=Edo, the fundamental wave voltage E(1)2E(1
There is only one θ that becomes 1. Therefore, the ratio of the DC input voltage Ed and the effective fundamental wave output i1liE(1) is determined, and after 1, the 0th harmonic E(nk
7] Varying +i1 by changing θ is as follows:
It's impossible. Therefore, as shown in Figure 1 (L, by connecting two phases, 11
It was difficult to simultaneously suppress the 18th sieve harmonic.
この発明は、GTOのオンオフ時刻を(α、β)という
2変数を用いて、決定することにはって、上記欠点を解
消することを目的としたものである。The present invention aims to solve the above-mentioned drawbacks by determining the on-off time of the GTO using two variables (α, β).
第8図は、この発明を示す、1湘佐続の場合の一実施例
である。(IU)、 (IV)、 (tW)、 (IX
)、 (IY)、 (tZ)。FIG. 8 shows an embodiment of the present invention in the case of one series. (IU), (IV), (tW), (IX
), (IY), (tZ).
(2U)、 (2V)、 (2W)、 (2X)、 (
2Y)、 (2VW)は、GTOであり、(ILJD)
、 (IVD)、 (IWI)) 、 (IXD )、
(IYI))、 (IZD)、 (2UD) 。(2U), (2V), (2W), (2X), (
2Y), (2VW) is GTO, (ILJD)
, (IVD), (IWI)), (IXD),
(IYI)), (IZD), (2UD).
(2VD)、 (2WD)、 (2XD)、 (2YD
)、 (2ZD)は、上記GTOと各々逆並列接続され
たダイオードである。(3)及び(4)は、それぞれΔ
−1−(変形千鳥)及びΔ−六(オープンスター)結線
された、変圧器である。(2VD), (2WD), (2XD), (2YD
) and (2ZD) are diodes connected in antiparallel with the GTO. (3) and (4) are respectively Δ
-1- (modified staggered) and Δ-6 (open star) connected transformers.
GTO(IU)、(IV)、(IW)のカソード側をU
相、■相、W相とし、GTO(2U)、 (2V)、
(謀)のカソード側をU3O相、V2O相、W2O相と
する。(イ)は、第4図のような相電圧を得ルためlコ
、上記GTO,(IU)、(IV)。The cathode side of GTO (IU), (IV), (IW) is
Phase, ■ phase, W phase, GTO (2U), (2V),
The cathode side of (plot) is designated as U3O phase, V2O phase, and W2O phase. (a) In order to obtain the phase voltages as shown in Fig. 4, the above GTO, (IU), and (IV) are used.
(IW)、 (IX)、 (IY)、 (12)、 (
2[J) 、 (2V)、 (2W) 、 (2X)、
(2Y)。(IW), (IX), (IY), (12), (
2[J), (2V), (2W), (2X),
(2Y).
(2Z)にゲート指冷を送る装置である。This is a device that sends gate cooling to (2Z).
第8図のGTO(IU)及び(2X)のそれぞれアノー
ド側及びカソード側に印加される直流・入力電圧をEd
としたとき上記U 、 V 、 W 、 080.V2
O,Z80相の線mjIM、圧が第4図(a) 、 (
b) 、 (c) 、 (d) 、 (e) 、 (f
)となる様+ζ上re G′rO(IU)、 ov)、
(xw)、(1x)、(tn、oz)。The DC input voltage applied to the anode side and cathode side of GTO (IU) and (2X) in Figure 8, respectively, is Ed.
When the above U, V, W, 080. V2
The line mjIM and pressure of O, Z80 phase are shown in Fig. 4(a), (
b), (c), (d), (e), (f
) so that + ζ re G′rO(IU), ov),
(xw), (1x), (tn, oz).
(zU>、 (2V)、 (2W)、 (2X)、 (
2Y)、 (2Z)のオン時刻及びオフ時刻を(α、β
)という2変数を用いて選んだとすれば、第8図におけ
る変圧器(4)の2次側線181市圧Eは、
E=7百KEd(1−2四2πfα+2銑2πfβ)励
tπft+V′2KEdΣ−(1−2aL32πfnα
+2m2yrfnβ)Jm2πfntとなる。但し、f
:周波紋、t:時刻である。(zU>, (2V), (2W), (2X), (
The on time and off time of (2Y) and (2Z) are (α, β
), the secondary line 181 city pressure E of transformer (4) in Figure 8 is E=700KEd(1-242πfα+2pig2πfβ)excitationtπft+V'2KEdΣ -(1-2aL32πfnα
+2m2yrfnβ) Jm2πfnt. However, f
: frequency ripple, t: time.
したがって、基本波成分の実効値E fl+及びn次局
調波成分の実効値E(n)は、それぞれ次のまうになる
。Therefore, the effective value E fl+ of the fundamental wave component and the effective value E(n) of the nth harmonic component are as follows.
Efn=KEd (1−2m2πfα+2tu2πf
β)E(n)−KE″(1−2cotr2yrf nα
+2m2πf nβ)ここで、実施例として用いている
121[接続17:まって消去できない高調波は、11
次、 1111& 、28次、25次、・・・すなわち
、12m±1次(m== 1.2.8.・・・)の高調
波である。Efn=KEd (1-2m2πfα+2tu2πf
β)E(n)-KE″(1-2cotr2yrf nα
+2m2πf nβ) Here, 121 [Connection 17: The harmonics that cannot be canceled immediately are 11
Next, 1111 & , 28th order, 25th order, . . . , 12m±1st order (m== 1.2.8, . . . ) harmonics.
ここで、Ed = Edllこ対してEill= E(
11,となる上記(α、β)の組は、1−2朗α+2朗
β= hllll昨d1 すなわちβ=43’(ア。+
l胆2隘[1)からま
ただ−組ではなく数多く存在する。Here, Ed = Edll, whereas Eill = E(
The above set of (α, β), which is 11, is 1-2 α + 2 β = hllll last d1, that is, β = 43' (a. +
There are a large number of them, not just two groups [1].
それらの(α、β)の組について、低次の高調波である
11次高調波E(ロ)及びIB次高調波E(11を同時
に抑制するために、次の式v′EQη+E(至)を計算
し、その値が最小となる(α、β)を求める。次に、E
d=Ed2に対して% E(1ミE11)zなる場合に
も上記と同様の操作により、(α、β)の組を求める。Regarding the set of (α, β), in order to simultaneously suppress the 11th harmonic E (b) and the IB harmonic E (11), which are lower harmonics, the following formula v′EQη+E (to) is used. Calculate and find (α, β) whose value is the minimum. Next, E
Even when %E(1×E11)z for d=Ed2, a set of (α, β) is obtained by the same operation as above.
計算例を第5図(a> 、 (b) 、 (c)に示す
。このようにして、低次の畠調波である11次及び1欲
高調波を同時に抑制する一群の(α、β)の組が錦6図
の如く得られる。An example of calculation is shown in Figure 5 (a>, (b), (c). In this way, a group of (α, β ) is obtained as shown in Figure 6 of Nishiki.
上記実施例では、1湘接続の場合について示したか24
I@接続の場合において、消去できない低次の尚調波で
ある2a& 、 25&の高調波の抑制を行なう場合f
こも適用できる。In the above embodiment, the case of one connection is shown.
In the case of I@ connection, when suppressing the harmonics of 2a& and 25&, which are low-order harmonics that cannot be erased, f
This can also be applied.
また自己消弧能力を有する素子として、GTOを用いた
か、パワートランジスター等でも同様である。Further, as the element having self-extinguishing ability, a GTO or a power transistor or the like may be used.
以上のようにこの発明にJれば、交流出力電圧の制伺]
を行ないなから低次の高調波である11次及び18次高
調波を同時に抑制しようとしたので、交流側のフィルタ
ーの容量及び重量の低減さらlこ、安価になる等の効果
がある。As described above, according to this invention, the AC output voltage can be controlled]
Since we tried to simultaneously suppress the 11th and 18th harmonics, which are low-order harmonics, without doing so, we have the effect of reducing the capacity and weight of the filter on the AC side, and making it cheaper.
第1図は、従来の直流変換装置を示す回路図、第2図(
a) 、 (b) 、 (d 、 (d) 、 (e)
、 (f)は、従来装置の各部電圧波形図、第8図は
、この発明の一実施例を示す回路図、第4図(a)、(
b) 、 (c) 、 (d) 、 (e) 、 (f
)は、こめ発明の装置における各部電圧波形図、第5図
(a)。
(b) 、 (c)は11次高調波Eαυ及び18次高
調波E(11に対して、 7EQυ2+EQ3の計算例
を示す特性図、第6図は11次高調波及び18次島−を
波を抑制するー/−t¥の(α、β)の組を示す特性図
である。
図において、(IU)、 (IV)、 (IW)、 (
2U)、 (2V)、(2W)。
(IX)、(IY)、(12)、(2X)、 (2Y)
、(2Z)はGTOl(IUD)。
(IVD)、 (IWD)、 (2UD)、(2VD)
、(2WD)、(IXD)、 (IYD)。
(IZD)、(2XD)、(2YI))、(2ZD)は
ダイオード、(3J 、 (41は、変圧器である。各
図中、同一符号は、同一、または、相当部分を示す。
第1図
第2図
(c)W−uig稈刈竺灰
(d)U30−力θjMg潤省氏
(e)V3o−Wyo4M<VJj i&−g)wzo
−woaP3jafW&−
・−367−
第3図Figure 1 is a circuit diagram showing a conventional DC converter, and Figure 2 (
a), (b), (d, (d), (e)
, (f) is a voltage waveform diagram of each part of the conventional device, FIG. 8 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and FIGS. 4(a), (
b), (c), (d), (e), (f
) is a diagram of voltage waveforms at various parts in the device of the invention, FIG. 5(a). (b) and (c) are characteristic diagrams showing calculation examples of 7EQυ2+EQ3 for the 11th harmonic Eαυ and 18th harmonic E (11). It is a characteristic diagram showing a set of (α, β) of -/-t\ to suppress. In the figure, (IU), (IV), (IW), (
2U), (2V), (2W). (IX), (IY), (12), (2X), (2Y)
, (2Z) is GTOl (IUD). (IVD), (IWD), (2UD), (2VD)
, (2WD), (IXD), (IYD). (IZD), (2XD), (2YI)), (2ZD) are diodes, (3J, (41) are transformers. In each figure, the same reference numerals indicate the same or equivalent parts. 1st Figure 2 (c) W-uig culm ash (d) U30-force θj Mg Junsho (e) V3o-Wyo4M<VJj i&-g) wzo
-woaP3jafW&- ・-367- Figure 3
Claims (1)
るスイッチ素子及び上記スイッチ素子と各々逆並列に接
続されたダイオードで構成される直流−交流変換装置に
おいて、上記変換装置をn相多重接続し、n相多重接続
することによって、消去できなかったmn上1次(mは
整数)の高調波O)抑制及び、上記変換装置の出力電圧
の制御が可能と′なる様Iζ、上記スイッチ素子のオン
時刻、オフ時刻を決定したことを特徴とする多パルス・
ノくルス幅変調による直流、−交流変換装置。(1) In a DC-AC converter comprising a plurality of switch elements having self-extinguishing capability connected in series and parallel, and diodes connected in anti-parallel with each of the switch elements, the converter is connected to an n-phase converter. By making multiple connections and n-phase multiple connections, it becomes possible to suppress the harmonics of the first order (m is an integer) on mn, which could not be eliminated, and to control the output voltage of the converter. A multi-pulse device characterized by determining the on time and off time of the switch element.
DC/AC converter using Norculus width modulation.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57060758A JPS58179173A (en) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | Dc/ac converter by multipulse/pulse width modulation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57060758A JPS58179173A (en) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | Dc/ac converter by multipulse/pulse width modulation |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58179173A true JPS58179173A (en) | 1983-10-20 |
Family
ID=13151491
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57060758A Pending JPS58179173A (en) | 1982-04-09 | 1982-04-09 | Dc/ac converter by multipulse/pulse width modulation |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58179173A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6295974A (en) * | 1985-10-21 | 1987-05-02 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Multiplexed pwm inverter |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5524347A (en) * | 1978-08-08 | 1980-02-21 | Omron Tateisi Electronics Co | Structure for mounting electromagnet of time limiting relay |
JPS5574380A (en) * | 1978-11-27 | 1980-06-04 | United Technologies Corp | Method of and device for removing harmonic waves of multiple bridge threeephase converter |
JPS56162977A (en) * | 1980-05-15 | 1981-12-15 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Inverter device |
-
1982
- 1982-04-09 JP JP57060758A patent/JPS58179173A/en active Pending
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