JPS58151878A - Converting circuit for direct current - Google Patents
Converting circuit for direct currentInfo
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- JPS58151878A JPS58151878A JP57033998A JP3399882A JPS58151878A JP S58151878 A JPS58151878 A JP S58151878A JP 57033998 A JP57033998 A JP 57033998A JP 3399882 A JP3399882 A JP 3399882A JP S58151878 A JPS58151878 A JP S58151878A
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、ＤＣ−ＡＣ変換回路あるいはＬ）ｃ−１〕
Ｃ変換回路のように直流を変換する直流変換回路ＶＣ関
する。[Detailed Description of the Invention] This invention relates to a DC-AC conversion circuit or L)c-1]
The present invention relates to a DC conversion circuit VC that converts DC like a C conversion circuit.
第１図、第２図はＩ） Ｃ−Ｄ Ｃ変換回路の二つの従
来例で、トランジスタをスイッチング素子として用いた
場合である。FIGS. 1 and 2 show two conventional examples of I) C-DC conversion circuits in which transistors are used as switching elements.
以下に、この二個を図面と共に説明する。These two will be explained below with reference to the drawings.
第１図において、１はパルス発生回路、２はパルス幅変
調回路、３は結合回路、４は二つのトランジスタＱ、、
Ｑ、を儂えた駆動回路、５はスイッチングトランジスタ
Ｑ、を儒えたスイッチング回路、６は比較回路、７は電
圧検出回路、８は整流回路、９は平滑回路である。In Fig. 1, 1 is a pulse generation circuit, 2 is a pulse width modulation circuit, 3 is a coupling circuit, 4 is two transistors Q, etc.
5 is a switching circuit including a switching transistor Q, 6 is a comparison circuit, 7 is a voltage detection circuit, 8 is a rectifier circuit, and 9 is a smoothing circuit.
叙上の構成に基づいて、第１図の従来例の作用を第１ａ
図と共に説明する。なお、第１ａ図は第１図の各部分の
動作波形を示すものである。Based on the above configuration, the operation of the conventional example shown in FIG.
This will be explained with figures. Note that FIG. 1a shows operating waveforms of each part in FIG. 1.
まず、パルス発生回路１により第１ａ図（イ）のような
電圧波形を得たパルス電圧信号はパルス変調回路２に入
力される。一方、トランスＴの出力側に設けられた電圧
検出回路７で検出した電圧を比較回路６に送り、基準電
圧と比較してその誤差分を前記ノ（ルス幅変調回路２に
送ることによりパルス幅変調が行われ、その結果、第１
ａ図（ロ）のような被変調パルス波を得る。いま、この
被変調パルスの立上りを利用することにより結合回路３
を介して駆動回路４のトランジスタＱ、を動作させると
、スイッチングトランジスタＱ、のベースに第１ａ図（
ハ）のうち正の電流波形１ａ、（以下ターンオンベース
電流という）を得る。First, a pulse voltage signal obtained by the pulse generation circuit 1 with a voltage waveform as shown in FIG. 1a (a) is input to the pulse modulation circuit 2. On the other hand, the voltage detected by the voltage detection circuit 7 provided on the output side of the transformer T is sent to the comparison circuit 6, compared with the reference voltage, and the error is sent to the pulse width modulation circuit 2, thereby increasing the pulse width. Modulation is performed so that the first
A modulated pulse wave as shown in Fig. a (b) is obtained. Now, by using the rising edge of this modulated pulse, the coupling circuit 3
When the transistor Q of the drive circuit 4 is operated through the switching transistor Q, the base of the switching transistor Q is shown in FIG.
Of (c), a positive current waveform 1a (hereinafter referred to as turn-on base current) is obtained.
一方、前記被変調パルスの立下りを利用することにより
結合回路３を介して駆動回路４のトランジスタＱ、を動
作させると、前記スイッチングトランジスタＱ、のベー
スには同図（ハ）のうち負の電流波形ＩＢ２ （以下タ
ーンオフベース電流という）を得る８
その結果、前記ターンオンベース電流ＩＢ、により前記
スイッチングトランジスタＱｓを導通し、前記ターンオ
フベース電流ＩＢ２により該スイッチングトランジスタ
Ｑ、をしゃ断する。On the other hand, when the transistor Q of the drive circuit 4 is operated via the coupling circuit 3 by utilizing the falling edge of the modulated pulse, the base of the switching transistor Q is A current waveform IB2 (hereinafter referred to as turn-off base current) is obtained.8 As a result, the turn-on base current IB turns on the switching transistor Qs, and the turn-off base current IB2 cuts off the switching transistor Q.
なお、第１ａ図（ロ）は前記スイッチングトランジスタ
Ｑ、のコレクタに得たコレクタ電流波形である。Note that FIG. 1a (b) shows the collector current waveform obtained at the collector of the switching transistor Q.
さて、前記ターンオンベース電流ＩＢ、は前記パルス変
調回路２によってその導通幅を変化させるが、そのピー
ク電流の大きさについては、駆動電源電圧Ｅ０によって
決まるため一定の大きさに保走れる。このため、上述の
パルスｆ調によってパルス幅を狭めたところに高い電圧
が入ることになり、前記スイッチングトランジスタＱ、
のベースには蓄積キャリヤが多くなり、その結果ストレ
ージタイムが長くなる。従って周波数が低い場合はめま
り問題にならないが、周波数が高くなった場合にはパル
ス幅が縮みきれなくなり、特に無負荷状態あるいは軽負
荷状態になると、前記ターンオンベース電流１ａ、の制
御が不安定になる領域を生じる。これが第１図の従来例
における欠点である。Now, the conduction width of the turn-on base current IB is changed by the pulse modulation circuit 2, but the magnitude of the peak current is determined by the drive power supply voltage E0, so that it can be maintained at a constant magnitude. Therefore, a high voltage is applied to the part where the pulse width is narrowed by the above-mentioned pulse f adjustment, and the switching transistor Q,
There will be more accumulated carriers in the base of , resulting in longer storage time. Therefore, if the frequency is low, there is no problem of interference, but if the frequency becomes high, the pulse width cannot be reduced completely, and the control of the turn-on base current 1a becomes unstable, especially in a no-load state or a light-load state. A new area is created. This is a drawback of the conventional example shown in FIG.
第２図は別の従来例で、駆動回路４にパルストランスＰ
Ｔを用いているが、他の部分は第１図の構成と同一であ
る。ただし結合回路３を前記駆動回路４゛のパルストラ
ンスＰＴと前記スイッチングトランジスタＱ、との間に
設けた点が先の従来例とは異なる。FIG. 2 shows another conventional example, in which the drive circuit 4 has a pulse transformer P.
T is used, but the other parts are the same as the configuration shown in FIG. However, this embodiment differs from the prior art example in that a coupling circuit 3 is provided between the pulse transformer PT of the drive circuit 4' and the switching transistor Q.
さてこの従来例の作用であるが、これは基本的には第１
図の従来例の場合と同様なもので、結果として、ターン
オンベース電流１Ｂ、とターンオフベース電流Ｉｓ、を
得て第１ａ図（ハ）と同様の波形を得るが、上述の欠点
も同様に有する。Now, regarding the effect of this conventional example, this is basically the first
As a result, a turn-on base current 1B and a turn-off base current Is are obtained, and a waveform similar to that shown in FIG. 1a (c) is obtained, but it also has the above-mentioned drawbacks. .
この発明は斜上の点に着目して成されたもので、負荷状
態が軽くなった場合にも、その変化に応じてターンオン
ベース電流暑ＢＩのピーク電流ヲ小さくすることにより
、ベース蓄積キャリヤを減少させ優れたスイッチング特
性を発揮できるＤＣ−ＡＣ変換回路あるいはＤＣ−ＤＣ
変換回路などの直流変換回路を提供することを目的とす
る。This invention was made by focusing on the point on the slope, and even when the load condition becomes light, the base accumulated carriers are reduced by reducing the peak current of the turn-on base current BI in accordance with the change. DC-AC conversion circuit or DC-DC that can exhibit excellent switching characteristics by reducing
The purpose is to provide DC conversion circuits such as conversion circuits.
以下に、この発明の四実施例を図面と共に説明する。Below, four embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
なお、第１図、第１ａ図、第２図に記載の上述の従来例
と同一の構成は同一符号で表わし、その詳細な説明を省
く。Note that the same configurations as those of the above-mentioned conventional example shown in FIGS. 1, 1a, and 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted.
まず、第３図はこの発明の一実施例で、第１図の実施例
と同様にスイッチング素子にトランジスタＱ３を用いた
ＤＣ−ＤＣ変換回路を示し、新九に電圧調整回路１０を
パルス幅変調回路２と駆動回路４との間に設けたもので
ある。他の部分は第１図の従来例の構成と全く同一であ
る。First, FIG. 3 shows an embodiment of the present invention, which shows a DC-DC conversion circuit using a transistor Q3 as a switching element in the same way as the embodiment of FIG. It is provided between the circuit 2 and the drive circuit 4. The other parts are completely the same as the configuration of the conventional example shown in FIG.
第３Ａ図は前記″電圧調整回路１０の詳細図で。FIG. 3A is a detailed diagram of the voltage regulating circuit 10.
トランジスタＱ４、ダイオードＤ、コンデンサーＣ及び
リアクタンスＬとから構成され、４つの入出力端子ａ、
ｂ、ｃ、ｄを有している。It consists of a transistor Q4, a diode D, a capacitor C, and a reactance L, and has four input/output terminals a,
It has b, c, and d.
斜上の構成に基づいて、この発明の作用を第３ａ図と共
に説明する。なお、第３図各部の動作波形を示す第３ａ
図の実線は軽負荷で、なおかつ周波数が高くなった場合
を示す。。Based on the diagonal configuration, the operation of the invention will be explained with reference to FIG. 3a. In addition, Fig. 3a shows the operation waveforms of each part in Fig. 3.
The solid line in the figure shows the case where the load is light and the frequency is high. .
まず、パ、Ｉ？？発生回路１より発生したパルス電圧信
号（第３ａ図の（イ））を入出力電圧に応じてパルス幅
変調回路・２によりパルス幅変調を行って第３ａ図（０
）のような幅のパルス波形を得る。いま。First, Pa, I? ? The pulse voltage signal ((a) in Figure 3a) generated by the generation circuit 1 is pulse width modulated by the pulse width modulation circuit 2 according to the input/output voltage, and the pulse voltage signal ((a) in Figure 3a) is
) to obtain a pulse waveform with a width like this. now.
この出力信号を電圧調整回路１０のトランジスタＱ、（
第３Ａ図）のベースに印加すると、下記の関係丈（１）
において、
％ ｉ−ｖ−＝ｇ、 、、・、、、 ■・・１１）ここ
に、 Ｅｏ・・・・・・出力電圧（駆動電源電圧）Ｅｌ
・・・・・・制御入力電圧
ｒｏＮ・・・・・・パルス幅（導通期間）Ｔ・・・・・
・・・・周期
パルス幅ＩＰ、 Ｎが小さくなるため、出力電圧Ｅ。が
小さくなり、従ってスイッチングトランジスタＱ。This output signal is sent to the transistor Q of the voltage adjustment circuit 10, (
When applied to the base of Figure 3A), the following relationship length (1)
In, % i-v-=g, ,...,,, ■...11) Here, Eo... Output voltage (drive power supply voltage) El
... Control input voltage roN ... Pulse width (conduction period) T ...
...Since the periodic pulse widths IP and N become smaller, the output voltage E. becomes smaller, therefore the switching transistor Q.
のターンオンペース電ＩＬｌａ＋のピーク電流量小さく
なる。その結果、ターンオフベース電流ＩＢ！を著しく
小さくすることができる。この理由は。The peak current amount of the turn-on pace electric current ILla+ becomes smaller. As a result, the turn-off base current IB! can be made significantly smaller. The reason for this is.
ターンオンベース電流ＩＢ、を小さくシてスイッチング
トランジスタＱ、のベース蓄積キャリヤを減少させたこ
とによるもので、ターンオフに要する電流は僅か流すこ
とで良いことになる（第３ａ図（ハ）８照）。この結果
、スイッチングトランジスタＱ、のコレクタ電流は急峻
にしゃ断されることになり周波数が高くなった場合でも
十分な制御が６丁能となる。This is because the turn-on base current IB is reduced to reduce the carriers accumulated in the base of the switching transistor Q, so that a small amount of current is required for turn-off (see Figure 3a (c) 8). As a result, the collector current of the switching transistor Q is abruptly cut off, and sufficient control can be achieved even when the frequency becomes high.
従って、上述の電圧調整回路１０の付加という新しい技
術的構成によって負荷が□軽くなった場合にも安定した
スイッチング動作が得られる。Therefore, stable switching operation can be obtained even when the load is reduced by the new technical configuration of adding the above-mentioned voltage adjustment circuit 10.
この発明の大きな技術的特徴は負荷に応じてターンオン
ペース電流−’Ｉｓ、を制御することによって該ターン
オンペース電流ＩＢ１により蓄積されるエネルギは少な
くて済むという点にろる。A major technical feature of the present invention is that by controlling the turn-on pace current -'Is according to the load, the energy stored by the turn-on pace current IB1 can be reduced.
なお、第３ａ図（ハ）及びに）における破線部のパルス
波形は、前記電圧調整回路１０を付加しない従来例のト
ランジスタＱ、のベース電流、コレクタ電流の電流波形
を示す。The pulse waveforms shown by broken lines in FIGS. 3A and 3A represent the current waveforms of the base current and collector current of the conventional transistor Q to which the voltage adjustment circuit 10 is not added.
第３図の他の部分の作用は、第１図の従来例と基本的に
同一である。The operations of other parts in FIG. 3 are basically the same as in the conventional example shown in FIG.
第４図はこの発明の他の実施例で、第２図の従来例と同
様にパルストランスＰＴを用いたＤＣ−ＤＣ変換回路を
示し、第３図の実施例と同様に新たに電圧調整回路１０
をパルス幅変調回路２と駆動回路４との間に設けたもの
である。他の部分は第３図の従来例の構成と全く同一で
ある。FIG. 4 shows another embodiment of the present invention, which shows a DC-DC conversion circuit using a pulse transformer PT as in the conventional example in FIG. 2, and a new voltage adjustment circuit as in the embodiment in FIG. 10
is provided between the pulse width modulation circuit 2 and the drive circuit 4. The other parts are completely the same as the configuration of the conventional example shown in FIG.
第５図はこの発明装置のさらに他の実施例を示したもの
で、電流検出回路７ａにて出力電流を検出するか、ある
いは電流検出回路７ｂにて入力電流を検出するかして、
その検出値と基・準値と比較する比較回路６ａにて比較
してその差に応じた出力電流ろるいは入力電流にて電圧
調整回路１・Ｏａを駆動するようにしたものでめる。こ
の回路構成の場合にも、スイッチングトランジスタＱ、
のターンオンペース電流ＩＢＩの調整を図ることができ
電流を制限できるのでターンオフベース電流口Ｂ、を大
きくする必要がない。FIG. 5 shows still another embodiment of the device of the present invention, in which either the output current is detected by the current detection circuit 7a or the input current is detected by the current detection circuit 7b.
A comparison circuit 6a compares the detected value with a reference value, and the voltage adjustment circuit 1.Oa is driven with an output current or an input current according to the difference. Also in this circuit configuration, the switching transistor Q,
Since the turn-on pace current IBI can be adjusted and the current can be limited, there is no need to increase the turn-off base current port B.
したがって、軽負荷で、なおかつ周波数が高くなった場
合でも効率良い調整作用を得ることができる。Therefore, even when the load is light and the frequency becomes high, an efficient adjustment effect can be obtained.
なお、電圧調整回路１０ａは、先の実施例にて述べた電
圧調整回路１０と同様に、ターンオンペニス電流Ｉｓ、
１制御するための手段であり、第５１図にその詳細を示
しイあ゛る。Note that the voltage adjustment circuit 10a, like the voltage adjustment circuit 10 described in the previous embodiment, has a turn-on penis current Is,
The details are shown in FIG. 51.
即ち、トランジスタＱ、、Ｑ、およびＱ？、ゼナーダイ
オードＯ１抵抗Ｒ１〜Ｒ４を備え、トランジスタＱ、、
、Ｑ、にて差動増幅回路を構成したものである。That is, transistors Q, ,Q, and Q? , Zener diode O1 resistors R1 to R4, and transistor Q, .
, Q constitute a differential amplifier circuit.
ａ ＋ ｂ ＨＣおよびｄは端子である。a + b HC and d are terminals.
いま、比較回路６ａの出力を端子Ｃに加えるとトランジ
スタＱ、がオンし、トランジスタＱ、もオピする。この
とき、端子Ｃの値により、トランジスタＱ、のコレクタ
電流が変化し、端子ｄの電圧五〇が変化する。Now, when the output of the comparison circuit 6a is applied to the terminal C, the transistor Q is turned on, and the transistor Q is also turned on. At this time, the collector current of the transistor Q changes depending on the value of the terminal C, and the voltage 50 of the terminal d changes.
これによって、スイッチングトランジスタＱ。This causes the switching transistor Q.
のターンオンペース電流ＩＢ、の電流量を調整すること
ができ、上述の７ｓ１実施例の場合と同様に＄３ａ図の
如き動作波形を得ることができる。The current amount of the turn-on pace current IB can be adjusted, and an operating waveform as shown in the diagram $3a can be obtained as in the case of the 7s1 embodiment described above.
第６図は第４の実施例金示し、駆動回路にパルストラン
スＰＴを用いた場合の例である。FIG. 6 shows a fourth embodiment, in which a pulse transformer PT is used in the drive circuit.
これによっても、上述の実施例と一様な作用が得られ、
先の実施例の場合と同様に第３ａ図の如き動作波形が得
られる。This also provides the same effect as the above embodiment,
As in the previous embodiment, operating waveforms as shown in FIG. 3a are obtained.
斜上の構成に基づくこの発明の作用は、上述の実施例と
基本的に同一のものである。 −この発明は
以上説明したとおり、スイッチング素子の制御電流を制
御するための手段をパルス幅変調回路と駆動回路との間
に設けることにょシ、無負荷状態あるいは軽負荷状態に
なっ九場合に、その負荷に応じてスイッチング素子の制
御電流を小さくすることができ、その効果として前記ス
イツチング素子の熱損失を軽減し、さらに効率の良い、
しかも安定したスイッチング動作を得ることができる。The operation of the invention based on the diagonal configuration is basically the same as the embodiment described above. - As explained above, the present invention provides means for controlling the control current of the switching element between the pulse width modulation circuit and the drive circuit, and when the device is in a no-load state or a light-load state, The control current of the switching element can be reduced according to the load, and as a result, the heat loss of the switching element can be reduced, resulting in even more efficient operation.
Moreover, stable switching operation can be obtained.
第１図、第２図は二従来例で、ＤＣ−ＤＣ変換回路を示
すブロック回路図、第３図、第４図、第５図及び第６図
はこの発明の四実施例で、ＤＣ−ＤＣ変換回路を示すブ
ロック回路図である。第１ａ図、第３ａ図は、それぞれ
＠１図、第３図の各部分の動作を示す波形図である。ま
た第３Ａ図、第５Ａ図はそれぞれ第３図の電圧調整回路
１０、第５図の電圧調整回路１０ａの詳細図である。
１・・・・・・・・・・・・パルス発生回路２・・・・
・・・・・・・・パルス幅変調回路３・・・・・・・・
・・・・結合回路
４・・・・・・・・・・・・駆動回路
５・・・・・・・・・・・・スイッチング回路６・・・
・・・・・・・・・比較回路
７・・・・・・・・・・・・電圧検出回路８・・・・・
・・・・・・・整流回路
９・・・・・・・・・・・・平滑回路
１０、ｌＯａ・・・電圧調整回路1 and 2 are two conventional examples, and FIG. 3, FIG. 4, FIG. 5, and FIG. 6 are block circuit diagrams showing two conventional examples, and FIGS. FIG. 2 is a block circuit diagram showing a DC conversion circuit. FIG. 1a and FIG. 3a are waveform diagrams showing the operation of each part of FIG. 1 and FIG. 3, respectively. 3A and 5A are detailed diagrams of the voltage adjustment circuit 10 of FIG. 3 and the voltage adjustment circuit 10a of FIG. 5, respectively. 1...Pulse generation circuit 2...
...Pulse width modulation circuit 3...
......Coupling circuit 4......Drive circuit 5...Switching circuit 6...
...... Comparison circuit 7 ...... Voltage detection circuit 8 ...
...... Rectifier circuit 9... Smoothing circuit 10, lOa... Voltage adjustment circuit
Claims (1)
スイッチング素子とを備えたスイッチング制御面路を有
し、トランスと、電圧検出回路と、比較回路と、必要に
より整流回路と平滑回路とを付加して成る１）Ｃ−ＡＣ
変換回路あるいは１）Ｃ−１）Ｃ変換回路を構成する直
流の変換回路において。 前記スイッチング素子のターンオン用ペース電流を制御
する手段を有し、前記手段は大刀電流、出力４流あるい
は出力電圧のいずれかの変動を検出して動作するように
したことを特徴とする直流変換１ｏｌ路。[Claims] A pulse generation circuit, a pulse width modulation circuit, a drive circuit,
1) C-AC, which has a switching control surface path equipped with a switching element, and includes a transformer, a voltage detection circuit, a comparison circuit, and, if necessary, a rectification circuit and a smoothing circuit.
In a DC conversion circuit constituting a conversion circuit or 1)C-1)C conversion circuit. A direct current conversion device comprising means for controlling a turn-on pace current of the switching element, and the means operates by detecting a change in any one of the long current, the output current, or the output voltage. Road.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57033998A JPS58151878A (en) | 1982-03-05 | 1982-03-05 | Converting circuit for direct current |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57033998A JPS58151878A (en) | 1982-03-05 | 1982-03-05 | Converting circuit for direct current |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58151878A true JPS58151878A (en) | 1983-09-09 |
Family
ID=12402126
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57033998A Pending JPS58151878A (en) | 1982-03-05 | 1982-03-05 | Converting circuit for direct current |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58151878A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02159973A (en) * | 1988-12-14 | 1990-06-20 | Hitachi Ltd | Switching power supply |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50134130A (en) * | 1974-04-17 | 1975-10-24 | ||
| JPS5563579A (en) * | 1978-11-04 | 1980-05-13 | Fanuc Ltd | Protective device for electric motor driving inverter circuit |
| JPS56110497A (en) * | 1980-02-01 | 1981-09-01 | Toshiba Corp | Control circuit of inverter for driving motor |
-
1982
- 1982-03-05 JP JP57033998A patent/JPS58151878A/en active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50134130A (en) * | 1974-04-17 | 1975-10-24 | ||
| JPS5563579A (en) * | 1978-11-04 | 1980-05-13 | Fanuc Ltd | Protective device for electric motor driving inverter circuit |
| JPS56110497A (en) * | 1980-02-01 | 1981-09-01 | Toshiba Corp | Control circuit of inverter for driving motor |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02159973A (en) * | 1988-12-14 | 1990-06-20 | Hitachi Ltd | Switching power supply |
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