JPS58143610A - Amplifier - Google Patents
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- JPS58143610A JPS58143610A JP57026248A JP2624882A JPS58143610A JP S58143610 A JPS58143610 A JP S58143610A JP 57026248 A JP57026248 A JP 57026248A JP 2624882 A JP2624882 A JP 2624882A JP S58143610 A JPS58143610 A JP S58143610A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は小信号から大信号にわたる入力信号に対し、常
に適正な入力バイアスに設定される増幅器に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an amplifier that can always set an appropriate input bias for input signals ranging from small signals to large signals.
第1図は分周回路りと、その分周回路りへのクロックを
作るための増幅器とを示したものである。FIG. 1 shows a frequency divider circuit and an amplifier for generating a clock to the frequency divider circuit.
従来、0M08回路等において、容量Ciを介して印加
される小信号の入力itsに対し、入力バイアスを与え
るため、第1図のようにCMOSインバータ1の入出力
端2,3間に、一方の極性のMOS)ランジスタ(以下
M2S丁と称す) Rfのソース、ドレインを接続し、
そのゲートを一方の電源に接続し、このMO8TRfを
アクティブなフィードバック抵抗として用いていた。Conventionally, in a 0M08 circuit, etc., in order to apply an input bias to the input of a small signal applied via a capacitor Ci, one side is connected between the input and output terminals 2 and 3 of a CMOS inverter 1 as shown in FIG. Polar MOS) transistor (hereinafter referred to as M2S) Connect the source and drain of Rf,
Its gate was connected to one power supply, and this MO8TRf was used as an active feedback resistor.
第1図の例で、フィードバック抵抗Rfとして用いられ
るMO8Tは十分相互コンダクタンスらが小さいもので
ある。以下、第1図に示す回路を高周波で用いる場合に
ついて、その問題点を述べる。In the example of FIG. 1, MO8T used as the feedback resistor Rf has sufficiently small mutual conductance. Below, we will discuss the problems when using the circuit shown in FIG. 1 at high frequencies.
入力信号Z7iが大きな場合、フィードバック抵抗に用
いているMO8TRfの動作は例えば正の半サイクルと
負の半サイクルでMO8TRf’のソ−スに対するゲー
ト電圧が異なり、フィードバック抵抗Rfとしては非直
線性を示し、入力端2の直流バイアスv1にオフセット
を生ずる。When the input signal Z7i is large, the operation of MO8TRf used as the feedback resistor is such that the gate voltage to the source of MO8TRf' is different in the positive half cycle and the negative half cycle, and the feedback resistor Rf exhibits nonlinearity. , produces an offset in the DC bias v1 of the input terminal 2.
この入力オフセット電圧が生じた場合に、インバータ1
の出力端3の波形がどの様に変わるか、第2図aにオフ
セットがない場合、第2図すにオフセットがある場合に
ついてそれぞれ示す。同図から明らかな如く、入力にオ
フセットが生ずれば、インバータ1の特性により、正・
負の各半サイクルはViを基準に定まるのであるから、
当然圧・負の各サイクルでの動作出力の0″、゛1″に
対するデユーティが変ることになる。特に、入力信号1
)sが高周波になる程、増幅器の増幅度が低下し、その
ため入力信号レベルを大きくした状態で動作させなけれ
ばならない。When this input offset voltage occurs, inverter 1
How the waveform at the output end 3 changes is shown in the case where there is no offset in FIG. 2a and in the case where there is an offset in FIG. 2a. As is clear from the figure, if an offset occurs in the input, due to the characteristics of inverter 1,
Since each negative half cycle is determined based on Vi,
Naturally, the duty for the operating output of 0" and "1" in each pressure/negative cycle will change. In particular, input signal 1
) As the frequency of s becomes higher, the amplification degree of the amplifier decreases, and therefore the input signal level must be increased.
以上の如く、従来例においては入力信号が高周波になる
程入力バイアスのオフセットが生じ、入力信号υSをイ
ンバータの最適動作点で動作出来なくなるという問題点
があった。As described above, in the conventional example, there is a problem in that the higher the frequency of the input signal, the more the offset of the input bias occurs, making it impossible to operate the input signal υS at the optimum operating point of the inverter.
本発明は入力信号が高周波であっても、オフセットが生
じない増幅器を提供せんとするものである。すなわち、
本発明はフィードバック抵抗として、pチャネル及びn
チャネル型MO8Tを相補的に接続し、入力信号の正、
負の各サイクルに対応するpチャネルMO8Tの特性と
、入力信号の負、正の各サイクルに対応するnチャネル
MO8Tの特性を夫々一致させるようにすることによっ
て、オフセット電圧が生じないようにするものである。The present invention aims to provide an amplifier in which no offset occurs even if the input signal has a high frequency. That is,
The present invention uses p-channel and n-channel resistors as feedback resistors.
The channel type MO8T is connected in a complementary manner, and the input signal positive,
This prevents offset voltage from occurring by matching the characteristics of the p-channel MO8T corresponding to each negative cycle with the characteristics of the n-channel MO8T corresponding to each negative and positive cycle of the input signal. It is.
以下、本発明の構成を図面を用いて説明する。Hereinafter, the configuration of the present invention will be explained using the drawings.
第4図に本発明の一実施例を示す。インバータ回路4の
入出力6,6間に、nチャネル型MO8T7と、pチャ
ネル型MO8T8を相補的に接続し、夫々のゲートをG
ND及びVDDに接続している。インバータ回路4のp
、n両チャネルのトランジスタがエンハンスモードのト
ランジスタで、相互コンダクタンスが(GWp+ ’u
n )はぼ等しく、且つスレスホルド電圧(vTpl
vTn)の絶対値l vrp l 、l vTnIがほ
ぼ等しいものとしておく。FIG. 4 shows an embodiment of the present invention. An n-channel type MO8T7 and a p-channel type MO8T8 are connected complementary between the input and output 6 and 6 of the inverter circuit 4, and the gates of each are connected to G.
Connected to ND and VDD. p of inverter circuit 4
, n Both channel transistors are enhancement mode transistors, and the mutual conductance is (GWp+ 'u
n ) are approximately equal, and the threshold voltage (vTpl
It is assumed that the absolute values l vrp l and l vTnI of vTn) are approximately equal.
入力信号のないとき、入力端子6と出力端子6の電圧は
、フィードバック抵抗となるM O8T7゜8を介して
出力電圧が入力に帰還し、且つ、入力端子5側のMO8
Tの入力インピーダンスがほぼとき、MO8丁7,8共
、ドレイン・ソース間電圧がOであるので電流は流れて
いない。When there is no input signal, the voltage at the input terminal 6 and the output terminal 6 is returned to the input via the MO8T7゜8, which serves as a feedback resistor, and the voltage at the input terminal 5 side is
When the input impedance of T is approximately, the drain-source voltage of both MO8s 7 and 8 is O, so no current flows.
次に、入力端5に直流バイアス電圧viに、更にコンデ
ンサ結合により交流人力Z7iが加わったとする。イン
バータの交流増幅率を−ムとし、線形に増幅されるもの
とすると、出力端6には出力電圧は直流分Viに一ムv
iの交流が加わることになる。したがって、交流入力の
正のサイクル(Z/i>O)で考えれば、端子6から端
子eの方向へ夫々のMO8Tを通して電流が流れること
になり、そのためpチャネルMO8T8は端子6がソー
スとして、nチャネルMO8T7は端子6がソースとし
て動作する。又、交流入力の負のサイクル(vl〈0)
では、pチャネルMO8T8は端子6がソースとして、
nチャネルMO8T7は端子6がソースとして動作する
。このことは、入力端子6と出力端子6を基準にして見
れば、pチャネルMO8T8に対して、入力信号の正、
負のサイクルの動作は、nチャネルMO8T7の入力信
号の負、正のサイクルに対応していることになる。従う
て、入力信号正のサイクルのpチャネルMO8T8の特
性と、入力信号質のサイクルのnチャネルMO5T7の
特性と、又、入力信号質のサイクルのpチャネルMO5
T8の特性と、入力信号正のサイクルのnチャネルMO
5T7の特性を夫々一致するようにすれば、入力信号の
正及び負のサイクル両者の間で、フィードバンク抵抗の
動作特性が一致することになる。このととはp、1両チ
ャネルMO8Tの相互コンダクタンスが同じようになる
ようにして、動作させれば実現できる。このように、入
力信号の正及び負のサイクルで、フィードバック抵抗の
動作特性を一致させれば、pチャネル及びnチャネルM
O8Tの動作が2つのサイクルに対して一致できるので
、夫々のMO8Tの非直線性によるオフセット電圧の発
生が生ずることかない。Next, it is assumed that an AC human power Z7i is applied to the input terminal 5 in addition to the DC bias voltage vi through capacitor coupling. Assuming that the AC amplification factor of the inverter is -m and that the amplification is linear, the output voltage at the output terminal 6 is 1m v for the DC component Vi.
The exchange of i will be added. Therefore, if we consider a positive cycle of AC input (Z/i>O), current will flow from terminal 6 to terminal e through each MO8T, and therefore, p-channel MO8T8 has terminal 6 as the source and n In channel MO8T7, terminal 6 operates as a source. Also, the negative cycle of AC input (vl<0)
Then, p-channel MO8T8 has terminal 6 as the source,
In the n-channel MO8T7, the terminal 6 operates as a source. This means that when looking at the input terminal 6 and the output terminal 6 as a reference, for the p-channel MO8T8, the input signal is positive,
The negative cycle operation corresponds to the negative and positive cycles of the input signal of the n-channel MO8T7. Therefore, the characteristics of the p-channel MO8T8 in the input signal positive cycle, the characteristics of the n-channel MO5T7 in the input signal quality cycle, and the p-channel MO5 in the input signal quality cycle
Characteristics of T8 and n-channel MO of input signal positive cycle
By matching the characteristics of the 5T7, the operating characteristics of the feed bank resistor will match during both positive and negative cycles of the input signal. This can be achieved by operating the MO8T in such a way that the mutual conductances of both the p-channel MO8T and the 1-channel MO8T are the same. In this way, if the operating characteristics of the feedback resistor are matched during the positive and negative cycles of the input signal, the p-channel and n-channel M
Since the operation of the O8Ts can be matched for two cycles, no offset voltage occurs due to non-linearity of the respective MO8Ts.
したがって、p+ ”両チャネルの相互コンダクタンス
を等しくなるようにフィードバック抵抗の値を定めれば
、入力信号の大きさによりて入力バイアス電圧のオフセ
ット電圧を生じることがほとんどなく、したがって、従
来例で述べたような不都合を生じることもない。Therefore, if the value of the feedback resistor is determined so that the mutual conductance of both channels is equal to p+, there is almost no offset voltage of the input bias voltage caused by the magnitude of the input signal, and therefore, as described in the conventional example, No such inconvenience will occur.
以上の一実施例においては、インバータのp。In the above embodiment, p of the inverter.
n両チャネルのトランジスタの相互のコンダクタンス及
びスレスホルド電圧がほぼ等しいとした例で説明したが
、そうでない場合でも本発明においては、一般的にフィ
ードバック抵抗のその動作点における相互コンダクタン
スを等しくすることにより入力信号の振幅の大小による
オフセット電圧が生じないようにできる。Although the example has been explained in which the mutual conductance and threshold voltage of the transistors of both n channels are approximately equal, even if this is not the case, in the present invention, the input voltage can be generally adjusted by making the mutual conductance of the feedback resistor equal at its operating point. It is possible to prevent offset voltage from occurring due to the magnitude of the signal amplitude.
以上述べたように、本発明によれば、入力信号によって
、入力バイアスにオフセット電圧を生じることもなく、
入力感度を悪くするようなこともなく、又、インバータ
の動作点を最適にし、そのため、その最高限度迄高周波
動作をさせることが可能となる。As described above, according to the present invention, an input signal does not cause an offset voltage in the input bias, and
The input sensitivity is not deteriorated, and the operating point of the inverter is optimized, so that high-frequency operation can be performed to its maximum limit.
尚、本実施例では、フィードバック抵抗が0M08回路
にて説明したが、J−FETによる回路又はインバータ
回路か、nチャンネルE/D回路、J−FICT等によ
る回路等でも同様に動作を行なわせることができること
は明らかである。In this embodiment, a circuit with a feedback resistance of 0M08 is used, but the same operation can be performed with a circuit using a J-FET, an inverter circuit, an n-channel E/D circuit, a J-FICT, etc. It is clear that this can be done.
又、本実施例では、フィードバック抵抗を増幅器の1段
目より負帰還させた例で説明したが、一般の奇数段より
負帰還させた場合にも適用されることは明らかである。Further, in this embodiment, an example has been described in which negative feedback is provided to the feedback resistor from the first stage of the amplifier, but it is clear that the present invention is also applicable to a case where negative feedback is provided from the general odd-numbered stages.
第1図は従来例における増幅器及び分周回路の回路図、
第2図はオフセット電圧有無による動作波形の模式図、
第3図は本発明の一実施例に係る増幅器の回路図である
。
4・・・・・・インバータ回路、6・・・・・・入力端
、6・・・・・・出力端、7,8・・・・・・フィード
バック抵抗用のn。
pチャシネルMO80Figure 1 is a circuit diagram of an amplifier and a frequency dividing circuit in a conventional example.
Figure 2 is a schematic diagram of operating waveforms with and without offset voltage.
FIG. 3 is a circuit diagram of an amplifier according to an embodiment of the present invention. 4... Inverter circuit, 6... Input end, 6... Output end, 7, 8... n for feedback resistance. p channel MO80
Claims (3)
路の入出力端子間に接続された極性の異なる第1、第2
の電界効果トランジスタとを備え、前記第1.第2の電
界効果トランジスタのソース。 ドレインを相補的に接続し、前記第1の電界効果トラン
ジスタのゲートを第1の電源に、前記第2の電界効果ト
ランジスタのゲートを第2の電源に接続したことを特徴
とする増幅器。(1) An amplifier circuit that inverts an input signal, and a first and second amplifier circuit with different polarities connected between the input and output terminals of the amplifier circuit.
and a field effect transistor of the first. Source of the second field effect transistor. An amplifier characterized in that drains are connected in a complementary manner, a gate of the first field effect transistor is connected to a first power source, and a gate of the second field effect transistor is connected to a second power source.
ンダクタンスがほぼ等しいことを特徴とする特許請求の
範囲第1項に記載の増幅器。(2) First. 2. An amplifier as claimed in claim 1, characterized in that the transconductances of the second field effect transistors are approximately equal.
れることを特徴とする特許請求の範囲第1項又は第2項
に記載の増幅器。(3) The amplifier according to claim 1 or 2, wherein the amplifier circuit is constituted by a C-MOS inverter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57026248A JPS58143610A (en) | 1982-02-19 | 1982-02-19 | Amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57026248A JPS58143610A (en) | 1982-02-19 | 1982-02-19 | Amplifier |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58143610A true JPS58143610A (en) | 1983-08-26 |
Family
ID=12187978
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57026248A Pending JPS58143610A (en) | 1982-02-19 | 1982-02-19 | Amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58143610A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0397335A2 (en) * | 1989-05-09 | 1990-11-14 | Advanced Micro Devices, Inc. | Complementary metal-oxide semiconductor translator |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4933586A (en) * | 1972-07-26 | 1974-03-28 |
-
1982
- 1982-02-19 JP JP57026248A patent/JPS58143610A/en active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4933586A (en) * | 1972-07-26 | 1974-03-28 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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EP0397335A2 (en) * | 1989-05-09 | 1990-11-14 | Advanced Micro Devices, Inc. | Complementary metal-oxide semiconductor translator |
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