JPS5814119B2 - ヨウリヨウセイフカノ インカデンアツキリカエソウチ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は容量性の負荷に印加する直流電圧を速やかに
切換える電源装置に関するものである。

電子ビーム浸透形カラーＣＲＴ（以下ＣＲＴと略称する
）は螢光体を衝撃する電子ビームの速度を変化させるこ
とによって発光色を変えるが、普通このためにＣＲＴの
加速電圧を変化させる方法をとる。

このＣＲＴは上記加速電圧源に対して容量性負荷となる
うえ、加速電圧の変化は所望の発光色の変化の速さに追
随させるため、かなり速いことが望まれる。

このような用途に用いられている従来の装置は、スイッ
チング素子を介して複数個の直流電源を切換えて負荷に
接続する構成がとられているが、負荷が容量性の場合、
一度の切換サイクル（低圧→高圧→低圧、あるいは高圧
→低圧→高圧）毎に、電源は Ｅ＝Ｃ（△ｖ）２ ……………………（１）（但しＣ
は負荷の静電容量、△Ｖは電圧変化分）なるエネルギー
を供給せねばならず、切換サイクルの増大とともに消費
電力が増大し、大容量の電源が必要となる欠点がある。

この発明は、上記従来の装置の欠点に鑑みてなされたも
ので、容量性の負荷に充電された電荷のうち、切換えら
れる電位差に相当する電荷分を、直列に挿入されたイン
ダクタンス素子とダイオードとを介して交互に、極性を
反転させるようにして印加電圧を切換えるようにしたも
ので、印加電圧切換時のエネルギ損失は、反転される電
荷が流れる回路損失のみとなるため、電源装置の小容量
化を可能としたものである。

以下この発明を詳細に説明する。

第１図はこの発明による電圧切換装置の基本的構成を示
す回路図で、図において１は容量性の負荷、２はインダ
クタンス素子、３は切換スイッチ４ａ ，４ｂは振動抑
制用の第１第２のダイオード５は直流電源で、インダク
タンス素子２、第１，第２のダイオード４ａ ，４ｂ、
直流電源５で充電電荷反転回路６を構成する。

この回路は次のような動作によって所望の働きをする。

まず説明の便宜上各回路素子が理想的でエネルギーの損
失なく動作するものと仮定する。

初期状態として負荷１の電荷が零であって、この状態で
切換スイッチ３がＡ接点の側に閉じたとすると、負荷１
の端子電圧Ｖｃは次式に従って変化する。

一方インダクタンス素子２を流れる電流ｉＬはの如く変
化するが、この電流はダイオード４ａの動作によって、
ｉＬ＞Ｏとなる最初の半サイクルすなわち０＜ｔ＜π／
Ｗの間だけ流れて変化が停止する。

このとき上記（２）式で示した負荷１の端子電圧Ｖｃは
、上記０＜ｔ＜Ｗ／ｗの間に零からＶｃ＝２Ｖｏまで上
昇して停止する。

次にこの状態のあと任意の時刻に切換スイッチ３をＢ側
に閉接にすれば負荷１の端子電圧はＶｃ ＝ ２ Ｖｏ
ＣｏｓＷｔ ……………………（４）に従って変化
し、ダイオード４ｂの働きでｔ＝π／Ｗ後に変化が停止
して、Ｖｃ＝−２Ｖｏ となって極性が反転する。

以後切換スイッチ３を再びＡ側に閉じ、続いてＢ側に閉
じる動作を繰返すと、負荷１の端子電圧Ｖｃは第２図に
示すように漸次振幅を犬にしながら正負両極性の電圧が
交互に切換えて印加されることになる。

このように第１図の回路にエネルギー損失が無い場合、
継続的な切換操作によって負荷１にかかる電圧Ｖｃの振
幅が無限に増大することが分る。

以上理解を容易にするためにエネルギー損失の無い理想
回路について説明したが、いくらかのエネルギー損失が
不可避的に伴う現実回路では、次に示す如く負荷１の端
子電圧は無限には増大せず一定の振幅に収れんして安定
する。

第３図は第１図の回路の現実的動作を説明するための電
圧波形図である。

第１図に示した回路で、負荷１の初期電荷が零の状態で
切換スイッチ３のＡ接点を閉にしたとき、何らかのエネ
ルギー損失が伴って負荷１の端子電圧Ｖｃが、０→（１
＋α）Ｖｃ ，（但し、Ｏ＜αく１）に変化するものと
仮定すれば、以後の切換スイッチ３の継続的な切換操作
によって、負荷１の端子電圧は の如く変化し、最終的に負荷電圧Ｖｃの振幅は図示した
如く なる値に収れんして安定する。

このときちなみにα＝０．８として試算すると上記重圧
値は、Ｖｃ（Ｐ−Ｐ）＝９Ｖｏとなる。

一方上記動作のエネルギー効率について考察すると、前
記従来の装置においては負荷容量ＣＬを（５）式に示す
電圧でスイッチングするためには電源は前出の（１）式
によって１回のスイッチングあたりなるエネルギーを供
給せねばならなかったのに対し、この発明によれば、電
源５は１回のスイッチングあたり なるエネルギーを供給するのみでよく、（６） ， （
７）式より両者の比率をとると、従来の装置に対するこ
の発明に係る装置のエネルギー消費率は、となる。

たとえばα＝０，８に対するηの値は、η々０．１とな
り、電源５からのエネルギー供給量はこの場合従来の装
置の１０％の容量のものとすることができる。

なお、以上の動作において切換スイッチ３がＡ側あるい
はＢ側に接続されている時間間隔はひとしい値である必
要は全くない。

第４図はこの発明の基本的実施例を示す回路図で、第１
図に示した第１，第２のダイオード４ ａ，４ｂおよび
切換スイッチ３を２個のサイリスク７ａ，７ｂで置換し
たもので、サイリスク７ ａ，７ｂの導通制御を行う回
路は図示を省略している．このサイリスタ７ａ，７ｂに
所望のタイミングでトリがパルスを交互に印加すればト
リがパルス毎に所望のサイリスクがＯＮになり、順方向
電流が無くなると自動的にＯＦＦ状態に復帰するので、
第１図に示した基本的構成回路と全く同様の動作を行わ
せることができる。

第５図はこの発明をＣＲＴの高圧切換回路として使用し
た具体的実施例を示す回路図である。

図において、８は結合コンデンサ、９はＣＲＴ，１０は
ＣＲＴ９の陽極端子、１１は陽極、１２は高圧直流電源
、１３はクランプダイオードである．まず初期状態とし
てサイリスク７ａ ，７ｂがいずれもＯＦＦとすると、
ＣＲＴの陽極端子１０と陰極１１の間にはクランプダイ
オード１３を介して高圧直流電源１２の直流電圧ＶＡが
印加されている。

この状態でサイリスク７ａ，７ｂに交互にトリがパルス
が入るとサイリスタ７ａ，７ｂが交互に導通して結合コ
ンデンサ８および負荷１を充電あるいは放電する。

ここで結合コンデンサ８の容量が負荷１の容量より十分
大きくすれば、負荷１の端子電圧Ｖｃは前述の基本動作
と同様に、漸次切換波形の振幅が増大し、最終的に なる切換振幅となる。

しかしこの実施例ではクランプダイオード１３の作用で
負荷１の端子電圧すなわち陽極端子１０の電位は高圧直
流電源１２の電圧ＶＡより低くなることが無いので、最
終的には結合コンデンサ８が自動的に直流バイアスされ
て の間で切換わる波形となる。

第６図は、こうして得られる負荷１すなわちＣＲＴの陽
極一陰極間の電圧ＶＣＲＴの波形の変化状態を示す図で
ある。

図のおいてｔ１＜ｔ＜ｔ２の間は結合コンデンサ８のバ
イアスが未了の時期であるが、普通ＣＲＴ装置の電源投
入直後、数秒あるいは数十秒内に完了するので実用上問
題ない。

時刻ｔ＝ｔ２以後は切換装置が正常に動作する期間で、
所望のタイミングパルスの印加でＣＲＴ９の加速電圧Ｖ
ＣＲＴを（９）式に示した二値間で切換えることができ
る。

たゾし以上の動作は、 （イ）結合コンデンサ８の直流バイアスを保持するため
、或る周期毎に最小限１度サイリスク７ａ＋７ｂをＯＮ
−ＯＦＦさせること。

（口）高電圧側への切換状態すなわちＶＣＲＴ＝ＶＡ＋
（１＋α）／（１−α）Ｖｏの状態は負荷１の蓄積電荷
で保持されるのみであるから、一定時間内にリフレッシ
ュのための切換を行うこと。

がその使用条件となる。

第７図はこの発明のさらに他の実施例で、上記第５図の
実施例が高低二値の電圧間の切換であるのに対し、直流
電源５１、サイリスタ７１ａ，７ｌｂからなる充電電荷
反転回路６１を結合コンデンサ８１を付加し、更にサイ
リスタ７ａ，７ｂ，７１ａ．７１ｂを導通させる制御回
路（図示せず）を備え切換電圧を三値にしたものである
。

今直流電源５，５１の端子電圧をＶ０，Ｖ１とすると、
サイリスタ７１ａ，７１ｂがいずれもＯＦＦのときは結
合コンデンサ８１に継がる充電電荷反転回路６１は接続
されていないに等しく、図の実施例は第５図の実施例と
全く同様にサイリスク７ａ，７ｂを駆動することによっ
て負荷１の電圧を の二値間で切換えることが出来る。

一方、サイリスタ７ａ，７ｂがいずれもがＯＦＦのとき
は、結合コンデンサ８に継がる充電電荷反転回路６は無
いに等しく、この場合サイリスク７ｌａ，７ｌｂを駆動
することによって負荷１の電圧を上記とは異なった の二値間で切換えることが出来る。

（但し、切換の効率をいずれの切換時も等しいとする。

）。したがって第７図の実施例においてサイリスク７
ａ ，７ｂの対を駆動するタイミングと、サイリスタ７
１ａ，７１ｂの対を駆動するタイミングとを互いのタイ
ミングが重ならないようにして制御すれば、ＣＲＴ９の
印加電圧ＶＣＲＴを上記（１０），（１１）式で示した
三通りに切換えることができる。

第８図はこの場合のＣＲＴ９の切換電圧ＶＣ ＲＴの様
子を示す図で、ＣＲＴ９には三値の電圧切換えて印加さ
れることが分かる。

この実施例は、二個の充電電荷反転回路６，６１と、各
回路中のサイリスク７ａ，７ｂ．７１ａ．７１ｂを個々
別々に導通させる制御回路を備えたものを示したが、充
電電荷回路を三個ないしそれ以上とし、各回路中のサイ
リスクを上記実施例と同様に導通制御すれば、ＣＲＴ９
に印加される電圧を四値あるいはそれ以上の値の間で切
換えることができる。

この場合印加電圧の切換に要する時間は、充電電荷反転
回路６，６１と、負荷１の容量及び結合コンデンサ８，
８１などで形成される充放電回路の時定数によって定ま
り、負荷１の容量が小さい上記実施例のＣＲＴ９のよう
な場合は高速度で切換えることができる。

この発明は以上説明したように、容量の負荷インダクタ
ンス素子、導通期間が制御される第１のダイオード、上
記第１のダイオードの導通時に上記負荷を充電する直流
電源の直列回路と上記負荷インダクタンス素子と共に閉
回路を形成し、導通時に上記負荷の充電電荷を上記イン
ダクタンス素子を介して放電させて逆極性に再充電する
第２のダイオードと、上記第１，第２のダイオードを交
互に導通させる制御手段とを備えたもので、第１第２の
ダイオードを交互に導通させることにより負荷の充電電
圧を直流電源より数倍大きい正又は負の端子電圧となる
ように低損失かつ高速度で切換えることができる。

また、負荷の端子間にダイオードを介して接続され、上
記負荷を充電する直流電源と、上記端子間にそれぞれ結
合コンデンサを介して接続された少くとも１組の充電電
荷反転回路と、各充電電荷反転回路を所定の順９こ、か
つ各組の回路中の２つのダイオードを第１，第２のダイ
オードの順に導通させたのち次の組の回路中のダイオー
ドを導通させる制御手段とを備えることにより、上記直
流電源電圧をベースとする二値以上の印加電圧の切換を
低損失かつ高速度で切換えることができるもので、上記
の実施例に示した電子ビーム浸透形カラーＣＲＴの外、
プラズマディスプレイパネルなどのように容量性の負荷
であって高速度で高い印加電圧を切換えることの必要な
装置の電源装置に適用して大きな効果を奏しつるもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による容量性負荷の電圧切換装置の基
本構成を示す回路図、第２図、第３図は上記装置の動作
を説明するための電圧波形図、第４図はこの発明による
電圧切換装置の基本的な一実施例を示す回路図、第５図
はこの発明による電圧切換装置をＣＲＴに適用した具体
的実施例を示す回路図、第６図は第５図の回路の動作を
説明するための電圧波形図、第７図はこの発明のさらに
他の実施例の回路図、第８図はその回路の動作を説明す
るための電圧波形図である。 図において１は容量性の負荷、２はインダクタンス素子
、３は切換スイッチ、４ａ，４ｂはダイオード、５，５
１は直流電源、７ａ，７ｂ，７１ａ，７１ｂはサイリス
ク、８，８１は結合コンデンサ、９はＣＲＴ、１０はＣ
ＲＴの陽極端子、６，６１は充電電荷反転回路、１１は
陰極、１２は高圧直流電源、１３はダイオードである。 なお、図中同一符号はそれぞれ同一または相当部分を示
す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 容量性の負荷が接続される出力端子間に接続された
   インダクタンス素子、直流電源及び導通期間が制御され
   る順極性の第１のダイオードの直列体と、この直列体中
   の直流電源及び第１のダイオードを含む一辺と逆極性に
   並列に接続された導通期間が制御される第２のダイオー
   ドとよりなる充電電荷反転回路、並びに上記第１，第２
   のダイオードを交互に導通させる制御手段を備え、上記
   第１，第２のダイオードの導通により上記負荷を交互に
   逆極性に充電させるようにした容量性負荷の印加電圧切
   換装置。 ２ 容量性の負荷が接続される出力端子間にダイオード
   を介して接続され上記負荷に充電電圧を印加する直流電
   源、上記出力端子間にそれぞれ結合コンデンサを介して
   接続された少くとも１組の前記充電電荷反転回路、及び
   各組を所定の順にかつ各組の回路中の２つのダイオード
   を第１，第２の順に導通させたのち次の組の回路中のダ
   イオードを導通させるように切換える制御手段を備え、
   上記直流電源により充電された上記負荷の電荷に上記第
   １第２のダイオードの導通により上記結合コンデンサを
   介して交互に逆極性に充電される電荷を重畳するように
   した容量性負荷の印加電圧切換装置。