JPS5813957B2 - マルチバイブレ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は主としてラジオゾツデ搭載用に適した抵抗・
周波数変換回路のマルチバイブレータに関するものであ
る。

気象観測業務におけるルーチン作業の１つとして風向、
風速、温度、気圧等の所謂気象要素を気球に吊した観測
機器を用いて測定し、マイクロ波帯の電波を用いて地上
の受信局に伝送することが行なわれている。

このような気球に吊された観測機器をラジオゾンデと指
称している。

シジオゾンテは地上から放揚されて高度約３０ｋｍ程度
の上空に至る間作動することが必要であって、使用環境
条件は通常、温度が＋４０℃〜−８０℃、気圧が１０４
０ｍｂ−１ｍｂ，湿度が１％〜１ ０ ０．％の範囲の
作動が要求され、極めて過酷なものであり、また飛揚中
に振動．衝撃を受けるので堅牢さが要求され、しかも飛
揚終了後は回収が一般には不可能なので消耗品である。

従ってラジオゾンデ用の機器は一般に小形、軽量、安価
であって、しかも過酷な条件に耐えて安定な特性を維持
することが要謂される。

一方、その特性を維持しなければならない時間は、１回
の放揚観測を終了するまでの時間、高々数時間程度であ
る。

このようなことから、ラジオゾンデ用の計測回路は地上
局で使用されるものとは全く異った観点からの要請に応
え得ることを考慮しなけれはならない。

ラジオゾンデにより各種気象要素を測定する方法として
従来から採られている方法は、例えば、サーミスタやカ
ーボン湿度計の如く、気象状態の変化によって電気抵抗
が変化する素子を気象感応素子として採用し、ブロツキ
ング発振回路やマルチバイブレータの如く、回路中の抵
抗及びコンデンサによって発振周波数が決定される回路
中に気象感応素子を接続した抵抗・周波数変換回路の発
振周波数により各種気象要素を把握している。

ブロツキング発振回路は発振トランスを必要とし、重量
・容積ともに大きく且つ比較的高価であって気球に吊し
て消耗品として使用するラジオゾンテ用の機器としては
好ましくないので従来はトランスを使用しないマルチバ
イブレータを使用する抵抗・周波数変換回路が提案され
ている。

第１図は、従来から使用されているマルテバイブレータ
を用いた抵抗・周波数変換回路の回路図であり、第２図
は第１図に示す各点の波形図である。

第１図において、１，２はインバータ、３，４は抵抗（
抵抗値を夫々Ｒ８及びＲ）、５は気象感応素子（抵抗値
をＲＸ）、６はコンデンサ（容量をＣ）、７は出力端子
、ＶＤＤは電源のプラス側の電圧、ＶＳＳは電源のマイ
ナス側の電圧を示す。

インバータ１及び２はシー．モス．アイ．シー（以下、
Ｃ ＭＯＳ ＩＣという。

）を使用し、これはＣＭＯＳＩＣが低消費電力、高雑音
余裕度、広作動電圧範囲、広作動温度範囲、高入力イン
ピーダンス等種々の利点があることによる。

ＣＭＯＳＩＣは周知の如く、電源電圧ＶＤＤより高い電
圧及び電源電圧ＶＣＣより低い電圧が入力した場合、保
護のために、電圧ＶＤＤ ，ＶＳ Ｓを超えた分がクラ
ンプされる保護回路を含むので、Ｐ３の波形は第２図の
Ｐ３の如く、電圧ＶＤＤ、ＶＳＳを超える期間１， ，
１２だけクランプした波形となる。

インバータ１の入力Ｐ３は抵抗３を介して気象感応素子
５とコンデンサ６との接続点Ｐ２に接続しているので、
Ｐ２の電圧がインバータ１のしきい値電圧Ｖ１より高い
場合はインバータ１の出力Ｐ４は低レベルとなってこの
電圧がインバータ２の入力Ｐ４に入力してその出力Ｐ１
が高レベルとなるから、インバータ２の出力Ｐ１が高レ
ベル、インバータ１の出力Ｐ４が低レベルとなって、Ｐ
１からコンデンサ６、気象感応素子５、抵抗４を経てＰ
４に向う電流が流れ、Ｐ２の電圧は期間ｔ３にコンデン
サ６、気象感応素子５、抵抗４で構成する回路の時定数
に従って徐々に下り、インバータ１のしきい値電圧Ｖ１
に達するとインバータ１の出力Ｐ４は低レベルから高レ
ベルに反転し、インバータ２の出力Ｐ１は高レベルから
低レベルに反転する。

今度はＰ４から抵抗４、気象感応素子５、コンデンサ６
を経て、Ｐ１に向って電流が流れ、Ｐ２の電圧は期間ｔ
４に抵抗４、気象感応素子５、コンテンサ６で構成する
回路の時定数に従って徐々に上昇し、インバータ１のし
きい値電圧Ｖ１に達するとインバータ１及びインバータ
２の出力レベルが夫々反転する。

以後この動作をくり返して発振を継続する。

ここで抵抗３に電流が流れないと仮定すると（実際は後
述のように抵抗３に電流が流れる楊合が生ずる。

）第２図で以下の関係が成立つ。但しＶｓｓ＝Ｏとする
。

発振周波数ｆは 但し、Ｋは定数 即ち、発振周波数は気象感応素子の抵抗値に反比例する
。

処で、インバータ２の出力Ｐ１が反転した瞬間にＰ２の
電圧は電源電圧となるから、第２図Ｐ２において、 Ｖ２−Ｖ１−ＶＤＤ−Ｖｓｓ となり、Ｐ２の電圧のピーク値はインバータ１のしきい
値電圧Ｖ１から電源電圧（ＶＤＤ ＶＳＳ）だけ高く
なり、期間ｔ３のうちｔ１の時間だけインバータ１の入
力Ｐ３にはプラス側電源電圧ＶＤＤより高い電圧を印加
するので、この超えた分はクランプされてｔ１時間には
抵抗３を通ってインバータ１の入力に電流が流れ込むか
ら、抵抗４、気象感応素子５を通してＰ２に流れ込んだ
電流は抵抗３とコンデンサ６に分流する。

即ちｔ１の期間は抵抗３が抵抗４と気象感応素子５との
直列回路に並列に接続されたと同じになり、ｔ１の期間
と（ｔ３−ｔ１）の期間とでは時定数が異なるのでｔ３
の全期間では発振周波数を決定する時定数に誤差が生じ
て（１）式の関係が成り立たなくなり、気象感応素子５
の抵抗値ＲＸと発振周波数ｆとが正しい反比例関係でな
くなる。

ｔ４の期間のｔ２の時間についても同様の現象が生ずる
。

従って気象感応素子５の抵抗値ＲＸの変化をマルチバイ
ブレータの発振周波数の変化から正確に杷握することは
むづかしい。

この発明は以上の従来技術の問題点に鑑みて簡単な構成
で気象感応素子の抵抗値の変化を正確に把握でき、且つ
小形、軽量、安価であって過酷な環境条件に耐え得る抵
抗・周波数変換回路に適したマルテバイブレータを得る
ことを目的とする。

以下第３図〜第７図により本発明の実施例を説明する。

第３図は本発明の実施例を示す回路構成図、第４図は第
３図中Ｐ５〜Ｐ８で示す各点の電圧波形である。

第３図において、１０及び１１は夫々第１のナンドゲー
ト及び第２のナンドゲート、１２はインバータ、１３〜
１６は抵抗値が夫々Ｒ１〜Ｒ４の抵抗、１７及び１８は
測定抵抗としての抵抗値が夫夫ＲＸ１，ＲＸ２の気象感
応素子、１９は静電容量がＣのコンデンサ、２０及び２
１は夫々気象感応素子１１及び気象感応素子１８を択一
的に選択する第２のスイッチ、２２は第１のスイッチと
しての半導体スイッチ、２３は出力端子、ＶＤＤ及びＶ
ＳＳは夫々電源のプラス側及びマイナス側の電圧である
。

なお、インバータ１２はナンドゲートの第１の入力を電
源のグラス側ＶＤＤに接続して構成し、第２の入力がイ
ンバータとしての有効論埋入力である。

第１のナンドゲート１０の出力を第２のナンドゲート１
１の第１の入力Ｐ５に接続し、第２のナンドゲート１１
の出力を第１のナンドゲート１０の第１の入力に接続し
、インバータ１２の出力を第２のナンドゲート１１の第
２の入力Ｐ８に与えて、第１のナンドケート１０、第２
のナンドゲート１１及びインバータ１２によりフリツプ
フロツプ回路を形成する。

第１のナンドゲート１０の第２の入力Ｐ６には、抵抗１
３と抵抗１４を直列接続した分圧回路、抵抗１５と気象
感応素子１１とスイッチ２０を直列接続した測定分枝回
路及びコンデンサ１９を並列接続したものを電源のマイ
ナス側ＶＳＳとの間に接続し、分圧回路中の抵抗１３と
抵抗１４との接続点による分圧点にコンデンサ１９の端
子電圧を分圧して取出してインバータ１２の入力Ｐ１に
与える。

第１のナンドゲート１０と第２のナンドゲート１１が双
安定動作の本体部であり、インバータ１２はフリツプフ
ロップ回路のリセット回路であって、第１のナンドゲー
ト１０の第２の入力が双安定動作のセット入力であり、
インバータ１２の入力Ｐ７が第２のナンドゲート１１の
第２の入力Ｐ８を介して双安定動作のリセット入力であ
る。

気象感応素子１７をスイッチ２ｏに直列接続した測定分
枝回路と、気象感応素子１８をスイッチ２１に直列接続
した測定分枝回路を並列接続し、スイッチ２０とスイッ
チ２１とは択一的に一方が導通（以下オンという。

）して気象感応素子１７，１８のいずれか一方を抵抗１
５に直列接続する。

一般には気象感応素子とスイッチとの直列回路からなる
測定分枝回路は３個以上でもよく、各測定分枝回路中の
スイッチによりいずれか１つの測定分枝回路だけを抵抗
１５を介してコンデンサ１９に並列に接続する。

但し、抵抗１５は必須ではないが、これについては後述
する。

第２のナンドゲート１１の出力を半導体スイッチ２２の
制御入力に接続し、半導体スイッチ２２と抵抗１６とを
直列接続したものを電源のプラス側ＶＤＤと第１のナン
ドゲート１０の第２の入力Ｐ６との間に接続する。

次にスイッチ２０がオンの場合について第３図の動作を
第４図を参照して説明する。

電源を投入した時点（第４図Ｓ点）ではコンデンサ１９
は充電されていす、第１のナンドゲート１０は第２の入
力Ｐ６の電圧がしきい値電圧Ｖ４より低く、出力は高レ
ベルである（第４図■）。

インバータ１２の入力Ｐ１はＰ６の電圧を分圧していて
電圧Ｖ４より更に低くてしきい値電圧Ｖ３に達していな
いのでインバータ１２の出力は高レベルであり、（第４
図■）第２のナンドゲート１１は２つの入力が共に高レ
ベルなので出力は低レベルである。

第２のナンドゲート１１の低レベル出力で半導体スイッ
チ２２がオンし、電源ＶＤＤから抵抗１６を介してコン
デンサ１９を充電し、Ｐ６の電圧が上昇する（第４図■
）。

Ｐ６の電圧が第１のナンドゲート１０のしきい値電圧Ｖ
４に達してもＰ７の電圧はまだインバータ１２のしきい
値電圧Ｖ８に達せず（第４図■）インバータ１２の出力
は高レベルを維持して第２のナンドゲート１１の出力が
低レベルのままであり、第１のナンドゲート１０は第１
の入力が引続き低レベルの電圧なので出力は反転せずコ
ンデンサ１９への充電が継続し、Ｐ６の電圧はＶ４より
更に高くなる（第４図■）。

Ｐ６の電圧が上昇して分圧点Ｐ１の電圧がしきい値電圧
Ｖ８に達するとインバータ１２の出力が反転して低レベ
ルとなり（第４図■）、第２のナンドゲート１１は第２
の入力が低レベルとなって出力が高レベルに反転してフ
リツプフロツプ回路がリセット状態となる。

第２のナンドゲート１１の高レベル出力は半導体スイッ
チ２２を不導通（以下オフという。

）にし、又第１のナンドゲート１０の第１の入力にも印
加し、第１のナンドゲート１０は第２の入力Ｐ６が既に
しきい値電圧Ｖ４に達しているで出力が低レベルとなり
（第４図■）、このときのＰ６の電圧Ｖ５は である。

半導体スイッチ２２がオフすると、抵抗１３、抵抗１４
、抵抗１５、気象感応素子１７の合成抵抗（この合成抵
抗を以下Ｒｐとする）及びコンデンサ１９によって定ま
る時定数に従ってコンデンサ１９が放電しＰ６の電圧が
下降する（第４図＠）従ってＰ７の電圧は、インバータ
１２のしきい値電圧ｖ８に達した瞬間からそれよりも低
くなってインバータ１２の出力は直ちに高レベルに戻り
、第２のナンドゲート１１の第２の入力Ｐ８は高レベル
となる（第４図［有］）が、既に第１のナンドゲート１
０の出力が低レベルなので第２のナンドゲート１１は第
１の入力Ｐ５に低レベルが印加して出力は高レベルのま
ま持続し、且つ第１のナンドゲートの出力も低レベルで
持続する（第４図■）。

Ｐ６の電圧が下降してしきい値電圧Ｖ４に達すると、第
１のナンドゲート １ ０の出力が反転して高レベルと
なってフリツプフロップ回路がセット状態となり（第４
図［相］：即ちＶ４はセットしきい値）、第２のナンド
ゲート１１の第１の入力が高レベルとなる。

このときインバータ１２の高レベル出力が第２のナンド
ゲート１１の第２の入力に印加しているので２つの入力
が高レベルとなって第２のナンドゲートの出力は反転し
て低レベルとなるから、半導体スイッチ２２が再びオン
してコンデンサ１９の充電が始まりＰ６の電圧が上昇す
る（第４図■）。

Ｐ６の電圧が第１のナンドゲート１０のしきい値電圧ｖ
４以下になることはないが、Ｐ７の電圧がインバータ１
２のしきい値電圧ｖ８以下になっているのでこの時点で
は第１のナンドゲート１０は出力を反転しない。

コンデンサ１９の充電が進行してＰ６，Ｐ７の電圧が上
昇しＰ７の電圧がしきい値電圧Ｖ８に達して（第４図■
）インバータ１２の出力が反転すると第２のナンドゲー
ト１１が出力が高レベルに反転して第１のナンドゲート
１０の出力が低レベルに反転してフリツプフロツプ回路
がリセット状態となり（第４図◎：即ちｖ８はリセツト
しきい値）、半導体スイッチ２２が再びオフしてコンデ
ンサ１９の放電が始まる。

このようにして第１のナンドゲート１０及び第２のナン
ドゲート１１がオン・オフを繰り返し、マルチバイブレ
ータが発振を続ける。

いま第３図に示す回路例において、スイッチ２０がオン
、電源電圧Ｖｓｓ＝０の場合の発振周波数を検討する。

第１のナンドゲート１０と第２のナンドゲート１１とが
コンデンサ１９の充放電に従って双安定動作できるため
に、インバータ１２の入力Ｐ７の直流条件として、 但し、合成抵抗ＲＰは 及び を設定する。

（２）式は、半導体スイッチ２２がオンのときコンデン
サ１９を切離して抵抗１６と合成抵抗ＲＰとによりＰ７
に得る電源電圧ＶＤＤの分圧値がフリツプフロツプ回路
のリセットしきい値より大きいことである。

処で、第４図の時間ｔ５はコンデンサ１９の放電時間で
あり、 である。

この式と（１）式から である。

ここで、第１のナンドゲート１０とインバータ１２とを
集積回路の同一パツケージ内の回路を使用すれば第１の
ナンドゲート１０のしきい値電圧Ｖ４とインバータ１２
のしきい値電圧Ｖ８とを略同じ値にすることができ、 Ｖ４ −： Ｖ８・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（５）とすることができるので、ｔ５は
次のようになる。

又第４図の時間ｔ６はコンデンサ１９の充電時間であり
、 但し、 である。

ここにＶ６は第１のナンドゲート１０の第２の入力Ｐ６
及びインバータ１２の入力Ｐ７を切離してコンデンサ１
９をＶＤＤで充電したときの終末値である。

このＶ６の式と（１）式及び（５）式から、ｔ６を表わ
す式は次のようになる。

なお、抵抗１６はコンデンサ１９の充電の際の電流制限
抵抗であり、この意味からと充電時間を可及的に短くす
るためとから、その値Ｒ４を可及的に小さく設定するこ
とにより（４）式の関係を容易に満足することができ、
充電の時定数における抵抗１６と合成抵抗Ｒｐとの全体
の合成抵抗値を実効的に略Ｒ４に近いものにできる。

ＲＸ１の種々の値に対して（５）式と（６）式からｔ５
及びｔ６ を求めた具体例を示す。

（ＡＩＲ１＝ＩＭΩ、Ｒ２＝２ＭΩ、Ｒ３−５０坦ｎ、
Ｒ４＝２ｋΩ、Ｃ ＝ ｏ． ｉ μＦ， Ｖ，ｌ／Ｖ
ｌ）Ｉ） ＝ ０． ５の場合 （Ｂ）Ｒ１＝ＩＭΩ、Ｒ２＝２ＭΩ、Ｒ３ ＝ ５ ０
ｋＱ，Ｒ４−２風去Ｃ ＝ ０． １μＦ１Ｖ４／Ｖ
ＤＤ一〇．３５の場合 これらの例のように、１周期（ｔ５＋ｔａ）でｔ６はｔ
，に比較して短い時間であり、かつ気象感応素子１７の
抵抗値ＲＸＩの変化に対するｔ６の変化はｔ５のそれに
比して極めて小さいので、ｔ６を一定値と見做す。

このように考えて実施例のマルチバイブレータの発振周
波数ｆを求めると 但し ｔ６ を定数と見做したのでＲｔを定数として処理でき
る。

このｆの式に（３）式のＲＰを用いると、但し、 ？あり、且つ（８）式の第１項の分母を導出するには（
エーＲ， ，。

太きさが、ＲＸ１が変化しても略１に等しいと見做し得
るものとしている。

ここに合成抵抗ＲＰにおいて、第３図の回路例には気象
感応素子１１又は１８と別個の抵抗１５が描図してある
が、本質的には抵抗１５を気象感応素子１７及び１８の
個々のものに含ましめ得る。

ｆｆｌちスイッチ２０が導通の限りにおいて抵抗１１は
気象感応素子１７と直列接続した状態しかあり得ないの
で、抵抗値Ｒ３は本質的には抵抗値ＲＸｔの全部又は一
部に相消する。

（３）式以下の各式中の（Ｒ３＋ＲＸ１）について両者
の合成値に置換して処理しても不都合はない。

測定分枝回路が複数でも、択一導通スイッチ２０，２１
，・・・・・・によりいすれか１つの測定分枝回路だけ
が有効なので、他の測定分枝回路についても所論は同じ
である。

従って（８）式の第１項の分母導出は（ Ｒａ ＋ Ｒ
ＸＩ ）の変化にかかわらすこの抵抗値に比べてＲｊが
微小と見做し得ることと同等であり、これはＲ４を可及
的微少に設定することが充分である。

（８）式のように、発振周波数ｆと気象感応素子１７の
抵抗値ＲＸ１とは一定の関係にあり、（８）式で定数Ｋ
１ｔ Ｋ２ ７ Ｒｔ ，Ｒｅを予め求めておけば気象
感応素子１７の抵抗値ＲＸ１が広範囲にわたり変化した
場合でも発振周波数から気象感応素子１７の抵抗値ＲＸ
Ｉを求めることができるので、気象観測結果を正確に知
ることができる。

第５図において、２０，２１，２２はモス型電界効果ト
ランジスタ（以下ＭＯＳ ＦＥＴ という）、２４はイ
ンバータ、２５は切換信号の入力端子、他の信号につい
ては第３図と同様である。

ＭＯＳ ＦＥＴ ２０，２１及びインバータ２４で構成
する回路は、気象感応素子１１及び１８の切換回路で入
力端子２５に入力する信号のレベルが高レベルのときＭ
ＯＳ ＦＥＴ ２１の制御端子には高レベルが入力し、
ＭＯＳ ＦＥＴ ２０の制御端子には高レベルの人力が
インバータ２４で反転して低レベルとなって入力するの
で、ＭＯＳ ＦＥＴ２０はオフ、ＭＯＳ ＦＥＴ ２１
はオンである。

この場合は、気象感応素子１８をマルチバイブレータの
第２の時定数回路に接続する。

又入力端子２５に低レベルの信号が入力した場合は、逆
の動作で気象感応素子１７をマルチバイブレータの第２
の時定数回路に接続する。

ＭＯＳ ＦＥＴ ２２は第２のナンドゲート１１の出力
が高レベルになったときオフ、低レベルとなったときオ
ンし、第３図で説明した動作を行なう。

第６図において、２２はダイオード、他の記号について
は第３図又は第５図と同様である。

ダイオード２２は第１のナンドゲート１０の高レベル出
力のときオンしてコンデンサ１９を充電し、又低レベル
出力でオフしてコンデンサ１９が気象感応素子１７又は
１８を含む第２の時定数回路で放電するように動作して
全体として第３図で説明したような動作を行なう。

第６図の気象感応素子１７又は１８の切換回路は、第５
図と同様の回路で構成している。

第１図はフリツプフロツプ回路をノアゲートで構成した
マルチバイプレータの回路例を示し、１０及び１１は第
１のノアゲート及び第２のノアゲート、２６はインバー
タ、他の記号は第３図と同様である。

この回路構成において第３図と異なる処は、ノアゲート
を用いたこと及び第１のノアゲート１０の第２の入力の
前段にインバータ２６を接続し、第２のノアゲート１１
の第２の入力の前段にインバータを接続していないこと
であり、このようにすることはノアゲートは少くとも１
個の入力にしきい値電圧以上の入力があれば低レベル出
力となる論理素子であることによるものである。

第３図、第５図〜第７図の回路例は、コンデンサ１９を
Ｐ６と電源ＶＳＳ間に接続しているが、Ｐ６と電源ＶＤ
Ｄ間にコンデンサ１９を接続しても同様の発振動作が行
なわれる。

この場合、半導体スイッチ２２（ＭＯＳ ＦＥＴ、ダイ
オード）のオン・オフとコンデンサ１９の充放電の関係
は逆になる。

抵抗１６、コンテンサ１９、半導体スイッチの電源ＶＤ
Ｄ，Ｖｓｓに対する接続順序はこの発明の本旨に関係し
ないが、測定分枝回路、分圧回路はコンデンサ１９に並
列に接続する。

なお、フリップフロツプ回路についてセツト、リセット
の指称は双安定動作の一方と他方を区別する説明の便宜
に過ぎないが、この発明においては、半導体スイッチ２
２をオンにする出力を生じてコンデンサ１９を充電する
場合をセットとし、この場合のフリップフロツプの出力
をセット時出力とした。

又電源の正負関係を逆にしても、それに応じてインバー
タ、ナンドゲート、ノアゲート、スイッチ素子の極性を
逆にすれば同様の動作を得る。

次に第１図に示す従来例と第３図に示す本発明の実施例
とを比較する。

この所論は第５図及び第６図の回路例にも適合する。

マルテバイブレータを構成するインバータ若しくはナン
ドゲートが反転したときの初段の入力のピーク値は、従
来例が電源電圧ＶＤＤ及びＶＳＳを超えているのに対し
て本発明の実施例は電源電圧ＶＤＤ及びＶＳＳ以内にあ
るので、電源電圧、気象感応素子の抵抗値及び気象感応
素子と直列に接続する抵抗の抵抗値等が同一である場合
、気象感応素子に流れる電流が本発明の実施例では従来
例より少ないことを意味する。

このことは気象感応素子に例えばサーミスタを用いた温
度測定等において、ジュールヒートによるサーミスタ自
体の昇温を低く抑えることが出来、温度測定誤差を少な
くできることを示す。

次に、気象感応素子を複数個用いて複数の事象を測定す
る場合においては、気象感応素子間の切換えに使用する
スイッチの接点間容量が発振周波数に及ぼす影響を無視
することはできない。

これについて第２図における時間ｔ３と第４図における
時間ｔ５を比較すると、時間ｔ３は１ｎＭｘに比例し、
時間ｔ５は１ｎｍｌに比例するが、使用するインバータ
若しくはナンドケートを同一規格のＣ ＭＯＣ ＩＣで
構成すればしきい値電圧であるＶ１とＶ４は同じ値とな
り、又ｖ２はＶ５より大きいので気象感応素子とそれに
直列に接続している抵抗及びコンデンサが同一規格であ
れば従来例のｔ３の方が本発明の実施例のｔ５より長い
。

又ｔ４はｔ３とほぼ同じ値となり、ｔ６はｔ５より小さ
な値であるので従来例の発振周波数１／（ｔ３＋ｔ４）
は本発明の実施例の発振周波数１／（ｔ５＋ｔ６）より
小さい。

このことは従来例と同じ発振周波数を得るためのコンテ
ンサの静電容量は、本発明の実施例の方が従来例に比べ
て大きいことを意味するから、接点間容量が時定数回路
の静電容量に占める比率が小さく接点間容量が発振周波
数に及ぼす影響を小さくできる。

又第５図及び第６図の回路例の如く、この切換スイッチ
に例えば Ｃ ＭＯＳ ＩＣ を使用したスイッチを使用した場
合においてもＣ ＭＯＳ ＩＣ素子内の浮遊容量の発
振周波数に及ぼす影響を小さくできる。

次に第５図及び第６区の如く気象感応素子の切換回路を
Ｃ ＭＯＳ ＩＣを使用して構成する場合このＣ
ＭＯＳ ＩＣへの入力電圧はＣ ＭＯＳ ＩＣの電
源電圧の範囲内に留めないと誤動作の原因となるが、第
１図に示す従来例では気象感応素子に加わる電圧は電源
電圧の範囲を超える時間があり、このような電圧で作動
する回路をＣ ＭＯＳ ＩＣのスイッチにより切換え
るためにはこのスイッチ用の電源としてマルチバイブレ
ータ用の電源電圧より高い電圧の別個の電源を用いる必
要があり、２種類の電源を必要とする。

しかし、本発明では気象感応素子に加わる電圧はその電
源電圧の範囲内にあるから、スイッチ用の電源もマルチ
バイブレータ用の電源と同一のものを使用することがで
きるので本発明は非常に有利な回路である。

次に、第１図の従来例では気象感応素子５に流れる電流
の方向はｔ３とｔ４の期間で互に逆方向であり、しかも
気象感応素子５に加わる電圧はＰ２点とＰ４点の双方の
電圧の変化で複雑に変化するので、気象感応素子を複数
個必要とする場合に切換えに半導体スイッチ回路を採用
するとき、電流方向や印加電圧が変化しても正常な動作
をする回路を必要とするから半導体スイッチ素子の選定
や回路構成が複雑となるのに対し、本発明では気象感応
素子に流れる電流の方向は一定していて気象感応素子切
換え回路のスイッチの一端は電源に接続された形を採る
ことができるのでスイッチ素子の選定が容易であり、且
つ簡単な回路構成で良好なスイッチ特性が得られる。

以上のように、本発明によれば （ａ）気象感応素子の抵抗値と発振周波数とが広い範囲
にわたって正確に一定の関係にあるマルチバイブレータ
が得られる。

（１）） 使用する集積回路（ＩＣ）の特性のバラツ
キによる発振周波数の変化が少ない。

（Ｃ） 発振周波数が電源電圧の変化や温度変化によ
るＩＣの特性の変化に対して安定である。

（ｄ）スイッチ等の回路素子が有する浮遊容量の発振周
波数に及ぼす影響が少い。

（ｅ） スイッチ等を電子回路素子で構成してマルチ
バイブレータと組み合せて使用する場合、スイッチ回路
とマルチバイブレータを同一の電源で作動させることが
でき、且つこのスイッチ回路を構成する回路素子の選定
が容易である。

（ｆ） 気象感応素子に流れる電流を少なくすること
ができるので気象感応素子のジュールヒートによる昇温
を低く抑えることができ測定誤差が小さい。

（ｇ） 時定数要素のコンデンサの充電時間は充電々
流制限の保護抵抗値を可及的に小さくしたことにより可
及的に短くすることができて且つ気象観測要素抵抗値の
変化にかかわらず一定値と見做し得るので、一周期中の
大部分の時間を実用上放電による気象観測要素抵抗値の
状態を表現するために使用することとなるから、信号の
時間効率が良い。

等、種々の長所を有し、小形・軽量で安価なマルチバイ
ブレータが得られる。

以上の実施例ではラジオゾンデ搭載用のマルチバイブレ
ータについて述べたが、一般に広く使用されるマルチバ
イブレータとしても本発明は実施でき、又マルチバイブ
レータを構成するナンドゲートやインバータ等は実施例
で掲げたＣ ＭＯＳ ＩＣに限定されることなく、種
々の回路素子を使用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のマルチバイブレータの回路図、第２図は
第１図に示す各点の電圧波形図、第３図、第５図、第６
図及び第７図は本発明の実施例を示す回路図、第４図は
第３図に示す各点の電圧波形図である。 主な記号：１ ，２，２４，２６・・・・・・インバー
タ、５，１７，１８・・・・・・気象感応素子、６，１
９・・・・・・コンデンサ，１０，１１，１２・・・・
・・フリツプフロツプを構成するナンド回路、１３，１
４・・・・・・分圧回路の抵抗、１６・・・・・・電流
制限抵抗、２０，２１・・・・・・第２のスイッチ（択
一導通スイッチ）、２２゜゛゜・・・第１のスイッチ（
充電放電切換え制御スイッチ）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ コンデンサ１９、電流制限抵抗１６、制御入力のオ
   ン信号により閉となる第１のスイッチ２２、電源ＶＤＤ
   、 ＶＳＳを直列接続した閉回路と、抵抗値が測定事
   象の状態に対応して定まる測定抵抗１５，１７及び第２
   のスイッチ２０を直列接続した測定分枝回路と、内部に
   分圧点Ｐ１を有する抵抗回路網からなる分圧回路と、フ
   リツプンロツプ回路１０，１１，１２とを有し、上記コ
   ンデンサ１９に上記測定分枝回路と上記分圧回路とを夫
   々並列接続し、上記フリツプフロツプ回路１０，１１，
   １２のセット入力端を上記コンデンサの一方端に接続し
   、上記フリツプフロツプ回路１０，１１，１２のリセッ
   ト入力端を上記分圧点Ｐ７に接続し、上記フリツプフロ
   ツプ回路１０，１１，１２のセット出力端を上記第１の
   スイッチ２２の制御入力端に接続し、上記電流制限抵抗
   １６は上記測定分枝回路の抵抗１５，１７と上記分圧回
   路の抵抗１３，１４との合成抵抗値ＲＰより小さい範囲
   で可及的小値に設定し、上記分圧点Ｐ７に得る直流バイ
   アス値を上記フリツプフロツプ回路１０，ＩＬ１２のリ
   セットしきい値より大きく設定し、上記フリツプフロツ
   プ回路１０，１１，１２の上記リセットしきい値とセッ
   トしきい値を等しく設定したことを特徴とするマルチバ
   イプレータ。 ２ 複数の測定分枝回路をコンデンサ１９と並列に接続
   し、上記複数の各測定分枝回路中の各第２のスイッチ２
   ０．２１を択一的に導通せしめる制御回路２４，２５を
   有することを特徴とする特許請求の範囲１に記載のマル
   チバイブレータ。