JPH1196702A - 磁気ディスク装置及び該装置に用いるサーマルアスペリティー制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＴＡのような雑音が重畳したサーボ信号であ
っても、比較的小規模な付加回路でこのような雑音の影
響を除去すること。 【解決手段】 サーボ領域での高域通過特性のカットオ
フ周波数をバースト信号周波数近傍に高く設定し、これ
をＡ／Ｄ変換してディジタルサーボ復調することでサー
ボ信号からＴＡを除去する。これによりサーボ信号領域
で大きなＴＡが発生しても、連続した記録再生が可能な
高性能な信号処理回路及び磁気ディスク装置を提供でき
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する利用分野】本発明は、ＭＲヘッドを再生
ヘッドとする磁気記録再生装置に係り、特に狭スペーシ
ング時に問題となるサーマルアスペリティーに対して、
サーボ信号領域で強い耐力を持つ高性能な磁気ディスク
装置及び該装置に用いるサーマルアスペリティー制御方
法に関する。

【０００２】

【従来の技術】まず、一般的な磁気ディスク装置の磁気
ヘッド１とディスク２の浮上状態部分を図７を参照して
説明する。ここで再生ヘッド３には、比較的高い感度を
有するＭＲヘッドを用いる。ＭＲヘッド素子３とは、磁
気抵抗効果を有する薄膜素子をセンサとする薄膜ヘッド
素子である。ＭＲヘッド素子とディスク間が狭スペーシ
ングになると、ディスクの微小突起部分４とＭＲヘッド
素子３との接触等によってＭＲヘッドの抵抗値が接触時
の熱によって変化し、図８に示すように信号のエンベロ
ープが大きくうねるようなサーマルアスペリティー（Ｔ
Ａ：Ｔｈｅｒｍａｌ Ａｓｐｅｒｉｔｙ）が発生するこ
とが知られている。このＴＡの大きさ（Ａｔａ）は、信
号振幅（Ａｓｉｇ）と同程度以上に達することがあり、
再生性能及びサーボ復調性能に致命的な影響を与える可
能性があった。

【０００３】次に磁気ディスク装置（ＨＤＤ）１０の構
成の一例を図９を参照して説明する。図中ＨＤＤ１０
は、大別して磁気ディスク等の機構部品を密閉的に収納
するヘッドディスクアセンブリ（ＨＤＡ）２０と制御回
路を構成するパッケージ基板（ＰＣＢ）３０とに分けら
れ、該ＨＤＤ１０は、磁気ディスク２と磁気ヘッド１と
キャリッジ１０３とキャリッジ１０３上に取り付けられ
たＲ／ＷＩＣ（リードライト回路）１０４と、磁気ディ
スク２を支持するスピンドルを回転駆動するスピンドル
モータ１０５と、各回路の電気的接続を行うＦＰＣ（フ
レキシブルケーブル）１０６等を含み、パッケージ基板
（ＰＣＢ）３０は、前記ＦＰＣ１０６を介してＨＤＡ２
０内のＲ／ＷＩＣ１０４他と接続手信号処理を行う信号
処理ＬＳＩ（ＳＰＣ）２１と、ハードディスクコントロ
ーラチップ（ＨＤＣ）２２と、磁気ヘッドの位置決めを
制御するサーボコントローラ（ＳＲＶＣ）２３と、マイ
クロプロセッサ（ＭＰ）２４と、上位とのインターフェ
ースを司るＳＣＳＩチップ２５と、ＲＯＭ２６及びＲＡ
Ｍ２７等を搭載する様に構成されている。尚、符号２０
３は変調回路等からなる記録回路（ＷＳＰＣ）である。

【０００４】この様に構成された磁気ディスク装置は、
ＭＲヘッド素子３から再生されるサーボ信号をキャリッ
ジ上のＲ／ＷＩＣ１０４内のＭＲヘッド用のプリアンプ
で増幅し、パッケージ基板（ＰＣＢ）３０内の信号処理
ＬＳＩチップ２１内の再生回路（ＲＳＰＣ）２０１に入
力し、該再生回路がサーボ復調結果をサーボコントロー
ラ（ＳＲＶＣ）２３に出力し、該サーボコントローラ
（ＳＲＶＣ）２３が前記復調結果からキャリッジ１０３
やスピンドルモータ１０５を制御する。

【０００５】以下、このサーボ復調部分を図１０及び図
１１を参照して説明する。図１０に再生回路（ＲＳＰ
Ｃ）２０１の構成を示す。ここでは、パーシャルレスポ
ンス＋最尤復号（ＰＲＭＬ）のデータ信号処理技術と、
グレイコード化したアドレス信号の復調と４相バースト
信号の振幅を検出するポジションエラーシグナル（ＰＥ
Ｓ）復調技術を適用している。ＲＳＰＣ２０１は、デー
タ信号処理部分とサーボ復調処理部分とからなる。

【０００６】前記データ信号処理部分は、可変利得増幅
器（ＶＧＡ）２１１、低域通過フィルタ特性を有するア
ナログ等化回路（ＡＥＱ）２１２、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤ
Ｃ）２１３、デジタル等化器（ＤＥＱ）２１４、最尤復
号器（ＭＬ）２１５、シンクバイト検出回路（ＳＹＮＣ
ＤＥＴ）２２０、復調回路（ＤＥＣ）２１６、デスクラ
ンブラ（ＤＳＱ）２２１とからなる信号処理回路と、デ
ータ再生時のＶＧＡの利得を制御する可変利得増幅器制
御回路（ＶＧＡＣ）２１７、ＡＤＣのサンプルクロック
を制御する電圧制御発振器制御回路（ＶＣＯＣ）２１９
と、ＡＤＣのサンプルクロックを供給する電圧制御発振
器（ＶＣＯ）２１８とから構成され、ＨＤＣ２２に再生
データが出力される。

【０００７】前記サーボ復調処理部分は、ＶＧＡ２１
１、ＡＥＱ２１２、アナログ自動利得制御回路（ＡＧ
Ｃ）２２２、自乗振幅検出器（ＳＤＥＴ）２２３、比較
器（ＣＭＰ）２２４、クロック制御回路（ＣＫＧ）２２
８などから構成され、ＳＲＶＣ２３により制御される。

【０００８】図１１は、従来技術のディジタルサーボ復
調処理部分の構成及び動作を説明するための図である。
この従来技術は、例えば特開平７−１９２２３８号公報
記載のディスクドライブサーボ制御装置及び特開平７−
１９６０３３号公報記載のディスク駆動装置に詳述され
ている。これらの従来技術はディジタル化のクロックを
サーボ復調信号とは非同期で用いている。

【０００９】図１１上段は、ディスク２上に記録された
サーボ信号の磁化パターン６を示し、図中のライン表示
が磁化が反転している部分である。このサーボ信号は、
オートゲインコントローラの引き込み領域ＧＡＩＮと、
サーボセクタアドレス等を示すアドレスマークやトラッ
クアドレスデータをグレイコード化して記録してあるグ
レイ領域（ＧＲＡＹ）と、４相バースト信号領域（ＢＵ
ＲＳＴ）とから構成される。前記ＡＧＣ引き込み領域
（ＧＡＩＮ）は１０ＭＨｚの再生信号に相当する数個以
上の磁化情報で記録された領域であり、グレイ領域（Ｇ
ＲＡＹ）は、データ”１”を１０ＭＨｚの再生信号に相
当する磁化情報２個から記録されるダイビットにより構
成し、データ”０”は２０ＭＨｚの再生信号に相当する
磁化情報４個で記録される信号によってサーボセクタア
ドレス等を示すアドレスマークやトラックアドレスデー
タを構成した領域であり、４相バースト信号（ＢＵＲＳ
Ｔ）はトラック幅方向に千鳥状に１０ＭＨｚの再生信号
に相当する数個以上の磁化情報により記録された領域で
ある。また前記ＧＡＩＮ／ＧＲＡＹ／ＢＵＲＳＴの各領
域は、共に１０ＭＨｚを基本周波数とする正弦波形やダ
イビット波形である。

【００１０】さて、ディスク２が回転している状態でこ
れらの磁化パターン６を磁気ヘッド（ＭＲヘッド素子）
１で検出すると、この時のサーボ領域を示す制御信号
（ＳＲＶ）１４に対応したアナログ等化回路（ＡＥＱ）
２１２（図１０）の応答波形１１及び自乗振幅検出器
（ＳＤＥＴ）２２３の出力１８が図１１下段に示す如く
得られる。

【００１１】またトラックアドレス信号は、特開平７−
１９６０３３号公報記載の技術に示されるように、アナ
ログ等化回路（ＡＥＱ）２１２の出力１１をバースト信
号周波数の４倍の４０ＭＨｚのクロック（ＳＣＫ１９）
をＣＫＧ２２８を介してＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１３
に供給してディジタル化した後、ヒルベルトフィルタ
（この場合は、データ再生用のディジタルフィルタＤＥ
Ｑ２１４の係数値をＳＲＶ１４で切り替える）でフィル
タリングされる。従来例でのヒルベルトフィルタの係数
値は（−１，０，１）である。このフィルタはＤＣと偶
数時の高調波成分を除去する。従って、アナログ等化回
路（ＡＥＱ）２１２の高域除去特性との組み合わせによ
って、データ”１”に対応する１０ＭＨｚの信号成分の
２次高調波のＭＲヘッド素子３固有の波形歪み等の影響
を効率よく除去でき、更にデータ”０”に対応する２０
ＭＨｚの信号成分も出力しない。即ち、このフィルタの
出力信号１７を自乗振幅検出器（ＳＤＥＴ）２２３で自
乗平均化することで、１０ＭＨｚの信号領域（データ”
１”に対応）と２０ＭＨｚに対応する信号領域（デー
タ”０”に対応）とが比較器（ＣＭＰ）２２４で弁別さ
れ、弁別結果がグレイデータ（ＧＤ）１２として出力さ
れる。

【００１２】また、フォロイング時のＰＥＳ情報の復調
は、特開平７−１９２２３８号公報記載のディスクドラ
イブサーボ制御技術に示されるように、４個の１０ＭＨ
ｚの信号からなるバースト信号の振幅を自乗振幅検出器
（ＳＤＥＴ）２２３の自乗平均出力をＣＨ１６で示す各
バースト区間で積算することで実施され、各区間で出力
される積算値ＰＨ０〜３をＳＲＶＣ２３で記憶すること
で実現される。

【００１３】この様に従来技術では、データ復調時に必
要とされる回路に、わずかなディジタル回路（例えばＳ
ＤＥＴ２２３やＣＭＰ２２４等）を付加することでサー
ボ復調が可能としていた。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術は、Ｇ
ＲＡＹ部やＢＵＲＳＴ部にサーマルアスペリティーＴＡ
５が発生した場合、以下のような不具合を招いていた。
まず、図１２に示すように、ＧＲＡＹ部にＴＡ５が発生
すると、アナログ等化回路（ＡＥＱ）２１２の出力１１
はこの部分で大きなうねりが発生し、この結果ＧＲＡＹ
部でＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１３がＡＤＣ出力７の７
−１に示すように飽和して、ヒルベルトフィルタ２１４
の出力振幅が小さくなる。

【００１５】従って、自乗振幅検出器（ＳＤＥＴ）２２
３の比較器（ＣＭＰ）２２４ヘの出力１８も１２−１に
示すように低下することから、比較器（ＣＭＰ）２２４
で本来”１”を出力し続ける領域で”０”となり、グレ
イデータ（ＧＤ）１２に誤りが発生する。このＧＤ１２
が正しく検出できないと、サーボコントローラ（ＳＲＶ
Ｃ）２３がこの後のバースト復調のための制御信号ＣＨ
１６を生成できない可能性があり、ＢＵＲＳＴの復調が
不可能となる不具合があった。更にＧＤ１２の誤りがト
ラックアドレスに対応すれば、シークエラーになる不具
合もあった。

【００１６】また、図１３に示した如くＢＵＲＳＴ部の
先頭バーストにＴＡ５が発生した場合、アナログ等化回
路（ＡＥＱ）２１２の出力１１は先頭バースト部で大き
くうねり、この結果、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１３が
ＡＤＣ出力７の７−２に示すように飽和して、ヒルベル
トフィルタ２１４の出力振幅が小さくなる。

【００１７】従って自乗振幅検出器（ＳＤＥＴ）２２３
の出力１８は、１８−２に示すように、正常部の出力１
８−３に対して小さくなるので、これを積分した結果、
正常時のＰＨ２に対してＰＨ０は小さくなる。これによ
って、サーボコントローラ（ＳＲＶＣ）２３はＲＶＣ２
３はキャリッジ１０３に誤制御をかけることになり、位
置決め精度が劣化する不具合があった。

【００１８】更に大きなＴＡが発生して振幅が極端に減
少するような場合は、位置決め異常とサーボコントロー
ラ（ＳＲＶＣ）２３が判断し、後続のデータ領域への記
録動作等が禁止されると言った不具合が生じていた。

【００１９】これらのＴＡによるＧＲＡＹミスやバース
ト復調異常は、装置の性能を著しく低下させると共に、
また装置出荷後のユーザーサイトでサーボ信号部にＴＡ
が生じて再試行（リトライ）等でも救済できなかった場
合には、装置障害となり得る不具合であった。

【００２０】これらのＴＡによる装置障害を回避するた
めの従来技術としては、アナログ的な回路手法によって
ＴＡによる雑音を検出して、この雑音を再生信号から減
算することにより雑音を除去する方法がある。しかし、
この方法ではアナログ回路の入力ダイナミックレンジを
大きく設定する必要があるために、回路規模や電力も大
きくなり、近年の小型装置には不適当であった。更に本
除去回路による雑音で性能劣化が生じる可能性があると
言う不具合があった。

【００２１】また、従来技術では図１０に示すように、
アナログ的な自動利得制御でＡＤＣの入力振幅をアナロ
グ自動利得制御回路（ＡＧＣ）２２２が制御している
が、ＡＧＣ２２２の制御動作は、多くの場合がピークホ
ールド的であるため、ＶＧＡやＡＥＱの回路雑音や信号
雑音、ＴＡ等の波形変動に対して利得が変動しやすく、
変動幅として１ｄＢに達する場合がある。このために、
ＧＲＡＹ部やＢＵＲＳＴ部の検出性能が劣化すると言っ
た不具合もあった。更には、ＧＲＡＹ部のデータ”０”
に対応する信号が、データ”１”に対応する信号の２倍
の周波数になるために、サーボ信号を記録する装置の高
速／高精度化が必要であると言った不具合もあった。

【００２２】本発明の目的は、前述の従来技術による不
具合を除去することであり、ＴＡのような雑音が重畳し
たサーボ信号であっても、比較的小規模な回路でＴＡ等
の雑音の影響を除去できる磁気ディスク装置及び該装置
に用いるサーマルアスペリティー制御方法を提供するこ
とにある。

【００２３】

【課題を解決するための手段】前述の不具合を解決する
ため本発明は、磁気抵抗効果型ヘッドを再生ヘッドと
し、このヘッドを用いて位置決め等のサーボ制御を行う
磁気ディスク装置において、少なくともサーボ領域での
高域通過特性のカットオフ周波数を、バースト信号周波
数の０．５倍以上に設定するアナログフィルタ手段を設
け、この信号をディジタル変換手段を介してディジタル
サーボ復調手段に入力することを第１の特徴とする。

【００２４】また本発明は、前記第１の特徴の磁気ディ
スク装置において、前記アナログフィルタ手段のバース
ト信号に対応する応答を、バースト信号の中央部の振幅
（ｐ−ｐ値）に対して先頭パルスが５％以上低下し、終
端部で１０％以上のアンダーシュートが発生するように
制御することを第２の特徴とする。

【００２５】更に本発明は、前記第１の特徴による磁気
ディスク装置において、前記該ディジタルサーボ復調手
段が、ディジタル変換手段の出力を入力とするディジタ
ルフィルタと、該ディジタルフィルタの出力を自乗する
自乗回路と、該自乗回路の出力を移動平均する移動平均
回路と、該移動平均回路の出力を弁別する弁別回路と、
該移動平均回路の出力を累積加算する累積加算器とから
成り、該弁別回路の出力をトラックアドレス等のコード
データとするグレイ復調手段と、該累積加算器の出力を
ポジション復調信号とするポジション復調手段とを構成
することを第３の特徴とする。

【００２６】また本発明は、前記第３の特徴による磁気
ディスク装置において、前記ディジタル変換手段のサー
ボ領域でのサンプルクロックをバースト信号周波数の６
倍とし、内蔵するヒルベルトフィルタの係数値列を、
（−１，−１，０，１，１）及び（−１，０，１，１，
０，−１）のいずれかとする信号処理回路を備えること
を第４の特徴とする。

【００２７】更に本発明は、磁気抵抗効果型ヘッドを再
生ヘッドとし、このヘッドを用いて位置決め等のサーボ
制御を行う磁気ディスク装置のディジタルサーボ復調の
サーマルアスペリティー制御方法において、少なくとも
サーボ領域での高域通過特性のカットオフ周波数を、バ
ースト信号周波数の０．５倍以上に設定するアナログフ
ィルタ手段を設け、この信号をディジタル変換手段を介
してディジタルサーボ復調手段に入力することを第５の
特徴とする。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるディジタルサ
ーボ復調のサーマルアスペリティー制御方法及び磁気デ
ィスク装置の一実施形態を図面を参照して説明するもの
であるが、まず、原理について説明する。

【００２９】本発明では、図８に示したＴＡ発生後のノ
イズが１００ｎｓｅｃ程度でほぼ最大振幅をとるような
比較的低周波の雑音であることに着目し、サーボ領域で
の高域通過特性のカットオフ周波数をバースト信号周波
数近傍に高くしてＴＡを除去し、デジタルサーボ復調で
用いるＡＤＣが飽和しないようにすることを特徴とす
る。具体的には、以下の手段を用いる。

【００３０】第１に、磁気抵抗効果型ヘッドを再生ヘッ
ドとし、このヘッドを用いて位置決め等のサーボ制御を
行う磁気ディスク装置において、少なくともサーボ領域
での高域通過特性のカットオフ周波数をバースト信号周
波数の０．５倍以上に設定するアナログフィルタ手段を
設け、この信号をディジタル化する手段を介してサーボ
復調手段に入力する。これによって、ディジタル化する
手段の飽和が防止でき、高精度なディジタルサーボ復調
が可能となる。

【００３１】第２に、前記アナログフィルタ手段による
バースト信号に対応する応答が、バースト信号の中央部
の振幅（ｐ−ｐ値）に対して先頭パルスが５％以上低下
し、終端部で１０％以上のアンダーシュートを発生させ
る。

【００３２】第３に、前記サーボ復調手段を、ディジタ
ルフィルタ、自乗回路、移動平均回路、弁別回路とで構
成し、弁別回路の出力からトラックアドレス等のコード
データを復調するグレイ復調手段とし、移動平均回路の
出力を累積加算してポジション復調手段とする。ディジ
タル化手段が飽和することがないので、ディジタルフィ
ルタによるＤＣ及び偶数次高調波成分の除去性能が十分
に発揮でき、高精度化が可能となる。

【００３３】第４に、前記移動平均回路の出力が一定値
になるように自動利得制御手段を用いて、サーボ復調時
のＧＡＩＮ部でのＡＧＣ特性を極めて安定化でき、復調
精度をより高くできる。

【００３４】第５に、前記弁別回路のしきい値を、自動
利得制御手段の制御目標値の０．２５倍とする。ＧＡＩ
Ｎ領域での移動平均回路の出力がＡＧＣの目標値に対応
するので、この領域の信号振幅の１／２に対応する移動
平均回路の出力が弁別回路のしきい値として適してい
る。この信号振幅に対応する移動平均回路の出力は、Ａ
ＧＣの目標値に対して０．２５倍である。

【００３５】第６に、前述の第１の手段を要する磁気デ
ィスク装置において、サーボ信号のトラックアドレス情
報を、隣接する少なくとも３個以上連続する第１の磁化
情報と、第１の磁化情報と同一区間長であって直流磁化
でなる第２の磁化情報との２状態で記録する。この区間
長にすることによって、直流磁化をトラックアドレス情
報の記録に用いても、移動平均化回路の出力が確実に最
小出力レベルをトレースする。従って、サーボ信号をバ
ースト信号の２倍の周波数で記録する装置の高速／高精
度化が不要となる。

【００３６】第７に、上記磁気ディスク装置に搭載され
るディジタルサーボ復調対応の信号処理回路において、
ディジタル変換手段のサーボ領域でのサンプルクロック
をバースト信号周波数の４倍とし、内蔵するヒルベルト
フィルタの係数値列を、（−１，１，１，−１）、（−
１，−１，１，１）及び（−１，０，２，０，−１）の
いずれかとする。特に係数値列（−１，０，２，０，−
１）によれば、インターリーブ可能であり、高速のディ
ジタルサーボ復調が容易となる。サンプルクロックは、
バースト復調信号のＤＣ及び偶数次高調波成分を完全に
除去する観点から４倍以上の偶数倍に少なくとも設定す
る必要があり、４倍のサンプルクロックは、回路規模や
動作速度の点で適している。

【００３７】第８に、前述の信号処理回路において、デ
ィジタル変換手段のサーボ領域でのサンプルクロックを
バースト信号周波数の６倍とし、内蔵するヒルベルトフ
ィルタの係数値列を、（−１，−１，０，１，１）及び
（−１，０，１，１，０，−１）のいずれかとする。バ
ースト信号周波数の６倍サンプルクロックは、バースト
復調信号のＤＣ及び偶数次高調波成分と３次の高調波成
分を除去する。特に、係数値列（−１，０，１，１，
０，−１）では、サーボ信号の低周波帯域をより狭帯域
化するため、磁化反転位置の揺らぎやサーマルアスペリ
ティーに対してより耐力の高いサーボ復調が実現でき
る。

【００３８】第９に、前述の信号処理回路において、ト
ラックアドレスのデコード回路を内蔵した集積回路と
し、サーボ領域であることを示す信号を出力する集積回
路とする。これによって、始めてサーボ制御回路がサー
ボ領域を認識でき、位置決めやトラックシーク等の制御
が可能となる。

【００３９】第１０に、前述の信号処理回路において、
ユーザーデータの再生動作を実施する領域以外では、サ
ーボ領域と同様にアナログフィルタ手段によって、高域
通過特性のカットオフ周波数をサーボ領域のバースト信
号周波数の０．５倍以上に設定して動作させる。これに
よって、再生していない領域に発生するサーマルアスペ
リティーによってアナログＡＧＣ制御がＶＧＡの利得を
低下させるのを防止でき、後続のユーザーデータの再生
動作が可能となる。

【００４０】第１１に、磁気抵抗効果型ヘッドを再生ヘ
ッドとし、このヘッドを用いて位置決め等のサーボ制御
を行う磁気ディスク装置において、サーボ復調信号の領
域にサーマルアスペリティーが発生しても、ユーザーデ
ータの記録再生が連続して可能とする。

【００４１】以下、前記原理を応用した本発明の一実施
形態を図面を参照して説明する。まず、発明者らが解析
したＴＡ波形の周波成分は、図１に示す如く高々数ＭＨ
ｚである。従って、サーボ領域での高域通過特性を数Ｍ
Ｈｚ以上に高く設定できれば、ＴＡの殆どの周波数成分
を除去できると言える。これによって、ディジタルサー
ボ復調のためのサーボ信号のディジタル化において、Ａ
ＤＣ入力でのＴＡによる飽和が避けられ、サーボ復調異
常による装置障害が回避できる。

【００４２】本実施形態でのアナログ信号の周波数帯域
を図２に示す。データ再生時の信号帯域７１（約０．６
Ｍ〜３０ＭＨｚ）に対して、サーボ復調時の信号帯域を
信号帯域６１（５Ｍ〜１２ＭＨｚ）のように狭帯域化す
る。この時、サーボ領域のバースト信号周波数８１は１
０ＭＨｚである。尚、信号帯域６２に示すように、高域
通過特性の変更に伴って振幅特性に劣化があっても、数
ｄＢ程度であるならば問題ない。

【００４３】本実施形態による再生回路（ＲＳＰＣ）２
０１は、図３に全体構成を示す如く、再生回路（ＲＳＰ
Ｃ）２０１以外の構成が前記図１０の構成と同一であ
り、図９に示す信号処理ＬＳＩ（ＳＲＣ）２１の一部を
構成し、従来技術と同様に、パーシャルレスポンス＋最
尤復号（ＰＲＭＬ）の信号処理技術を適用している。

【００４４】この再生回路（ＲＳＰＣ）２０１で扱う信
号処理（サーボ信号）は、従来と同様に図４に示すよう
に、ＡＧＣ引き込み領域（ＧＡＩＮ）と、サーボ領域を
示すアドレスマークやトラックアドレスデータを記録し
たＧＲＡＹ領域と、トラック幅方向に千鳥状に記録され
ている４相バースト信号（ＢＵＲＳＴ）とで構成され
る。本実施形態でのＧＲＡＹ領域は、データ”１”は１
０ＭＨｚの再生信号に相当する４個の磁化情報（２サイ
クル）で、”０”は１０ＭＨｚの再生信号２サイクルに
相当する時間長のＤＣイレーズで構成され、これらを組
み合わせたグレイコードで記録される。

【００４５】またアナログ等化回路（ＡＥＱ）２１２の
出力１１のＧＡＩＮ及びＢＵＲＳＴ部の信号周波数は１
０ＭＨｚであり、５０ｎｓｅｃ間隔の繰り返し磁化パタ
ーンを再生する。ＧＲＡＹ部の記録情報”１”は５０ｎ
ｓｅｃ間隔の４個の磁化で記録され、”０”は２００ｎ
ｓｅｃ長のＤＣイレーズである。

【００４６】本実施形態では、図３において、可変利得
増幅器（ＶＧＡ）２１１の入力段に抵抗（Ｒｓ）２２５
１とスイッチ（ＳＷ）２２５２で構成されるスイッチ
（ＳＷ）２２５を設け、このＳＷ２２５をサーボ領域を
示す制御信号（ＳＲＶ）１４で制御し、サーボ領域でＳ
Ｗ２２５がオンするように動作させる。これによって入
力部のカップリングコンデンサ（Ｃｉｎ）２０４とＲｓ
２２５１とで高域通過周波数が概ね決まり、図２に示す
ようなカットオフ周波数を設定する。具体的はＣｉｎ＝
１６０ｐＦ、Ｒｓ＝２００Ωとし、概ね５ＭＨｚにして
いる。尚、ここでは、簡単のためシングル入力で示して
いるが、実際には差動入力となる。このように本実施形
態によれば、再生回路（ＲＳＰＣ）２０１の最前段の受
動回路でＴＡ成分を除去するので、後段の可変利得増幅
器（ＶＧＡ）２１１及びアナログ等化回路（ＡＥＱ）２
１２は、ＴＡに対する入力ダイナミックレンジ増加等の
考慮を不要とすることができる。

【００４７】この波形が、アナログ等化回路（ＡＥＱ）
２１２の低域通過特性フィルタリングされ、Ａ／Ｄ変換
器（ＡＤＣ）２１３に入力される。該ＡＤＣ２１３のサ
ンプルクロックは、サーボ復調のためのＡＧＣ引き込み
領域（ＧＡＩＮ領域）やＰＥＳ復調のために再生される
信号（ＢＵＲＳＴ領域）の周波数の４倍と６倍が好適で
ある。ＧＲＡＹ及びＢＵＲＳＴ部分の信号位相とサンプ
ルクロックとは同期を必要としない、いわゆる非同期デ
ィジタルサーボ復調を実現する。サンプルクロックは、
本実施例ではサーボコントローラ（ＳＲＶＣ）２３から
の入力される構成としたが、クロック制御回路（ＣＫ
Ｇ）２２８にシンセサイザを設けて、この出力を用いて
も良い。

【００４８】更にＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１３の出力
は、以下のような係数を持つヒルベルトフィルタ（ＨＥ
Ｑ）２２３−１に入力される。本実施形態でのフィルタ
係数は偶対称または奇対称であり、上記のＡＤＣ２１３
のサンプルクロックがＧＡＩＮ及びＢＵＲＳＴ部分の信
号周波数の何倍かによって異なる。

【００４９】この時のサンプルクロック及びフィルタ係
数値について説明する。サンプルクロックは、４倍以上
の偶数倍が適する。これは、サンプルクロックをバース
ト復調信号の３倍にしようとすると、バースト復調信号
の偶数次高調波成分を除去するフィルタ係数値列は存在
せず、５倍、７倍といった奇数倍のサンプルクロックで
は、係数値列が無理数になり、簡単な回路では実現でき
なくなるからである。尚、整数倍でない場合は、係数値
列が無理数になると共にタップ数も大きくなり、実現は
非常に困難となる。Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２１３のの
動作速度をデータ再生時を越えさせないという観点から
は、４倍や６倍が現実的である。

【００５０】発明者らは検討の結果、４倍の場合は従来
例で示されたフィルタ係数値列（−１，０，１）の他
に、（−１，−１，１，１）、（−１，１，１，−１）
及び（−１，０，２，０，−１）等がＨＥＱ２２３−１
に適用可能であることが判った。これらの係数値列の適
用によって、ＭＲヘッド特有の波形歪みの影響が低減で
きる他に、雑音除去性能も向上する。係数値列（−１，
−１，１，１）の場合は、係数値列（−１，０，１）に
縦続に係数値列（１，１）のディジタルフィルタを挿入
したのと等価であり、信号の高域で雑音の除去効果があ
る。係数値列（−１，１，１，−１）の場合は、係数値
列（−１，０，１）に縦続に係数値列（１，−１）のデ
ィジタルフィルタを挿入したのと等価であり、信号の低
域で雑音の除去効果がある。また、係数値列（−１，
０，２，０，−１）の場合は、係数値列（−１，０，
１）に縦続に係数値列（１，０，−１）のディジタルフ
ィルタ（係数値列（１，１）と（１，−１）の縦続構成
のフィルタ）を挿入したのと等価であり、信号の高域と
低域とで共に雑音除去の効果がある。特に係数値列（−
１，０，２，０，−１）は、インターリーブが極めて容
易であり、１／２のスピードで動作する３タップのディ
ジタルフィルタ２組で構成できる。従って、高速のディ
ジタルサーボ復調の高性能化寄与できる。尚、係数値列
（１，−１）のディジタルフィルタを含むフィルタ係数
値列を適用する場合は、低周波帯域を低域でより狭帯域
化するため、磁化反転位置の揺らぎやサーマルアスペリ
ティーのような外乱要因に対してより耐力の高いサーボ
復調が実現できる。また、フィルタ係数値列（−１，
０，１）に、係数値列（１，１）や（１，−１）を複数
段組み合わせて縦続して用いることも容易に類推可能で
ある。但し、この場合はフィルタのインパルス応答が伸
びるので、ＧＲＡＹ領域長を長くしないとコードデータ
間の干渉が残り、弁別性能が劣化する可能性がある。

【００５１】同様にサンプルクロックを６倍にする場合
は、フィルタ係数値列（−１，−１，０，１，１）及び
（−１，０，１，１，０，−１）等がＨＥＱ２２３−１
に適している。サンプルクロックを６倍にする基本的な
フィルタ係数値列の構成は、係数値列（−１，０，０，
１）である。しかしこの場合は、ＤＣ及び偶数次高調波
成分は４倍のサンプルクロックの適用時と同様に除去可
能であるが、３次高調波成分を除去することはできな
い。そこで、係数値列（１，１）フィルタを係数値列
（−１，０，０，１）のフィルタに縦続接続したフィル
タ係数値列（−１，−１，０，１，１）とする。これに
よって３次高調波成分に対応する周波数でノッチ特性が
実現でき、この周波数成分が除去できる。係数値列（−
１，０，１，１，０，−１）は、係数値列（１，０，−
１）フィルタの縦続接続に対応する。共に耐雑音性能が
サンプルクロックをバースト周波数の４倍にした場合よ
りも向上し、より高信号品質化が図れる。尚、フィルタ
係数値は各係数値列の符号値の全体が反転しても効果は
かわらないのは言うまでもない。

【００５２】上記のヒルベルトフィルタ（ＨＥＱ）２２
３−１のフィルタ出力はＳＱ２２３−２で自乗した後に
移動平均回路（ＡＶＥ）２２３−３で移動平均される。
ここで移動平均の加算回数は、非同期サンプルであるた
めに、４倍クロックの場合が２回以上、６倍クロックの
場合が３回以上である。これに相当する時間は、信号の
１／２サイクルに相当する。移動平均回路（ＡＶＥ）２
２３−３で、自乗値を移動平均した結果として定常的な
振幅に安定するのに必要はサンプル数は、４倍クロック
の場合で５サンプル、６倍クロックの場合で８サンプル
である。従って、ＧＲＡＹ部の”１”に対応する前記Ａ
ＶＥ２２３−３の検出出力が十分な出力振幅を得るため
には、４倍クロックの場合で５サンプル、６倍クロック
の場合で８サンプル必要である。従って、前述のように
ＧＲＡＹ部の”１”の情報に相当する信号出力は基本的
に磁化情報として３個以上（１．５サイクル以上）は必
要である。

【００５３】尚、従来技術でデータ”０”領域に記録す
る２０ＭＨｚの信号は、本発明では相当する領域長をＤ
Ｃイレーズとして記録しても良い。データ”０”の領域
長のＤＣイレーズ領域長を、データ”１”の領域長と同
じにすることで、”１”の領域との干渉がなくすことが
できる。これによって、２０ＭＨｚのサーボ信号の記録
領域がなくなるので、高速／高精度のサーボ信号の記録
装置が不要となる。

【００５４】上記移動平均回路（ＡＶＥ）２２３−３の
出力１８がＣＭＰ２２４に送られると比較器（ＣＭＰ）
２２４では該ＡＶＥ２２３−３出力をしきい値弁別し、
図４に示すように、コードデータとしてＧＤ１２に出力
する。可変利得増幅器（ＶＧＡ）２１１は、ＧＡＩＮ領
域で移動平均回路（ＡＶＥ）２２３−３の出力振幅が一
定になるように可変利得増幅器制御回路（ＶＧＡＣ）２
１７でディジタル的に制御し、サーボコントローラ（Ｓ
ＲＶＣ）２３からのホールド信号（ＨＯＬＤ）９によっ
て利得が固定される。従来技術のアナログ等化回路（Ａ
ＥＱ）２１２の出力でアナログ値のしきい値を設定して
可変利得増幅器（ＶＧＡ）２１１をピークホールド的に
制御するアナログＡＧＣ２２２を動作させる方法に比べ
て、本実施形態のＡＶＥ出力１８を一定値に制御するデ
ィジタル制御では、雑音除去性能が高くでき、極めて安
定性が良い。尚、この場合のＧＲＡＹ部を弁別する比較
器（ＣＭＰ）２２４のしきい値は、移動平均回路（ＡＶ
Ｅ）２２３−３での制御目標値の０．２５倍が好適であ
る。これは、ＧＡＩＮ領域での該ＡＶＥ２２３−３の出
力がＡＧＣの目標値に対応するので、この領域の信号振
幅の１／２に対応するＡＶＥ２２３−３の出力がＣＭＰ
２２４のしきい値として適するためである。この時の該
移動平均回路（ＡＶＥ）２２３−３の出力は、ヒルベル
トフィルタ２２３−１の出力をＳＱ２２３−２で自乗す
るのでＡＧＣの目標値に対して０．２５倍に対応する。

【００５５】また、累積加算回路（ＰＥＳＤ）２２３−
４は、各バースト復調区間を示すＣＨ１６の区間毎に移
動平均回路（ＡＶＥ）２２３−３の出力１８を更に蓄積
加算し、４相のＣＨ毎にＭＥＭにバースト領域の振幅の
自乗積分値に対応した値をメモリＭＥＭ２２６に記憶す
る。チャンネル（ＣＨ）毎に記憶される４個のＭＥＭ値
は、ＣＨ区間の時間幅が４相共に等しければ、各相での
振幅値の自乗値に一致する。本実施例でのＣＨ区間長に
は、図４に示すように１０ＭＨｚの信号が５サイクル存
在するようにしている。

【００５６】尚、本実施形態ではＣＨ制御信号１６はサ
ーボコントローラ（ＳＲＶＣ）２３から与えられる例を
説明したが比較器（ＣＭＰ）２２４内に該コントローラ
（ＳＲＶＣ）２３でのデコード処理を設けることによっ
て、比較器（ＣＭＰ）２２４内でＣＨ信号１６を生成す
ることも可能である。また本実施形態ではバースト周波
数を１０ＭＨｚとしたが、これが２０ＭＨｚを越えるよ
うな場合、サンプルクロックも８０ＭＨｚを越えてＲＳ
ＰＣ２０１外部からのクロック入力は極めて困難とな
り、比較器（ＣＭＰ）２２４内部でのデコードが必須と
なる。この場合は、ＣＭＰ２２４からサーボ領域が検出
できたことを示す信号を リアルタイムにコントローラ
（ＳＲＶＣ）２３に出力する必要があり、この信号出力
を受けたコントローラ（ＳＲＶＣ）２３が比較器内のト
ラックアドレスやＭＥＭ内のＰＥＳ復調値を読み出すこ
とになる。

【００５７】図５(a)に、磁化１０個のバーストパター
ンによるＡＥＱ出力波形１１を示す。本実施形態ではス
イッチＳＷ２２５による高域通過特性を付加することに
よって、先頭パルスの振幅が低下し、終端部でアンダー
シュートが現れる。磁化の個数が９個のように奇数個の
場合は、図５(b)に示すように終端部でアンダーシュー
トの発生極性が逆転する。ここで、バーストパターン中
央部の振幅をＶ、先頭パルスの振幅低下をΔＶ１、終端
部のアンダーシュートをΔＶ２とすると、振幅低下量Δ
Ｖ１／Ｖ、及びアンダーシュート量ΔＶ２／Ｖは、バー
スト信号周波数（ｆｂ）に対する高域通過特性のカット
オフ周波数（ｆｃｈ）の比によって決まり、ｆｃｈ／ｆ
ｂが大きいほど振幅低下量ΔＶ１／Ｖ、及びアンダーシ
ュート量ΔＶ２／Ｖは大きくなる。ＴＡの影響を除去す
る観点から、０．５＜ｆｃｈ／ｆｂが必要であることか
ら、０．５＝ｆｃｈ／ｆｂでのΔＶ１／Ｖ、ΔＶ２／Ｖ
を求めたところ、ΔＶ１／Ｖ＝５％、ΔＶ２／Ｖ＝１０
％であった。従って、０．５＜ｆｃｈ／ｆｂでは、ΔＶ
１／Ｖ＞５％、ΔＶ２／Ｖ＞１０％となる。

【００５８】尚、図９に示されたＲ／ＷＩＣ１０４やＦ
ＰＣ１０６に高域通過特性を持たせた場合は、信号処理
回路（ＳＰＣ）２１の入力の波形応答に、上記の図５−
１や図５−２に示す振幅低下やアンダーシュートが観測
されることは明らかであり、Ｒ／ＷＩＣ１０４やＦＰＣ
１０６での高域通過特性の実現も本発明の範疇である。

【００５９】図６にＢＵＲＳＴ部にＴＡが印加された時
のＡＥＱ２１２の応答波形１１を示す。ＴＡ成分はＶＧ
Ａ２１１の入力段のＳＷ２２５の効果で除去され、１１
−４に示すようにＡＥＱ出力１１には小さなうねり程度
にしか現れない。この波形がＡＤＣ２１３でＡ／Ｄ変換
され、ヒルベルトフィルタＨＥＱ２２３−１で更にＴＡ
成分や雑音成分が除去され、１８−４のＡＶＥ出力１８
に示すように影響がなくなる。

【００６０】本実施形態によれば、ＧＡＩＮ領域やＢＵ
ＲＳＴ領域に生じるＴＡに対しては、図８に示すＴＡ振
幅の定義で、Ａｔａ／Ａｓｉｇ＜３００％に対して殆ど
劣化を生じず、ＧＲＡＹ領域においてもＡｔａ／Ａｓｉ
ｇ＜２００％で弁別誤りが生じないことが確認できた。
更には、ＡＶＥ出力を用いたＶＧＡのディジタル的な利
得制御を実施することによって、従来のアナログＡＧＣ
制御では回避困難であったＧＡＩＮ領域でのＴＡや雑音
の影響によるＡＧＣ変動を、０．１ｄＢと極めて小さく
制御できる。尚、図３に示したＳＷ２２５による高域通
過周波数を制御する手段は、他にｇｍアンプやＯＰアン
プを用いた高域通過フィルタに置き換え、これをサーボ
領域で動作させても良いことは明らかである。同様にＡ
ＥＱの伝達特性に含めて構成し、これをサーボ領域で制
御しても良い。

【００６１】また、ＳＷ２２５による高域通過周波数を
制御する手段を、ユーザーデータの再生動作をしない領
域でもサーボ領域と同様に動作させても良い。これは、
再生していない領域にサーマルアスペリティーやが発生
すると、これによってアナログＡＧＣ制御がＶＧＡの利
得を急激に低下させ、後続のユーザーデータの再生動作
時に、ＡＧＣの引き込み不良となってデータ再生ができ
なくなるのを防止するためである。ＳＷ２２５によるフ
ィルタによって、再生していない領域に発生するサーマ
ルアスペリティーを除去するので、アナログＡＧＣ制御
がＶＧＡの利得を低下させるのを防止でき、後続のユー
ザーデータを再生が正常に実施される。本実施例では、
非同期のサーボ復調について説明したが、同期サーボ復
調回路に組み込むことも容易であることは言うまでもな
い。また、バースト領域の復調のみに本発明による構成
を適用することも容易に可能であり、本発明に含まれ
る。

【００６２】また本発明は次に述べる実施形態としても
表すことができる。

【００６３】＜実施形態１＞ 磁気抵抗効果型ヘッドを
再生ヘッドとし、このヘッドを用いて位置決め等のサー
ボ制御を行う磁気ディスク装置において、少なくともサ
ーボ領域での高域通過特性のカットオフ周波数を、バー
スト信号周波数の０．５倍以上に設定するアナログフィ
ルタ手段を有し、この信号をディジタル変換手段を介し
てディジタルサーボ復調手段に入力することを特徴とす
る磁気ディスク装置。

【００６４】＜実施形態２＞ 前記アナログフィルタ手
段のバースト信号に対応する応答を、バースト信号の中
央部の振幅（ｐ−ｐ値）に対して先頭パルスが５％以上
低下し、終端部で１０％以上のアンダーシュートが発生
するようにすることを特徴とする実施形態１記載の磁気
ディスク装置。

【００６５】＜実施形態３＞ 前記該ディジタルサーボ
復調手段は、ディジタル変換手段の出力を入力とするデ
ィジタルフィルタと、該ディジタルフィルタの出力を自
乗する自乗回路と、該自乗回路の出力を移動平均する移
動平均回路と、該移動平均回路の出力を弁別する弁別回
路と、該移動平均回路の出力を累積加算する累積加算器
とからなり、該弁別回路の出力をトラックアドレス等の
コードデータとするグレイ復調手段と、該累積加算器の
出力をポジション復調信号とするポジション復調手段と
を構成することを特徴とする実施形態１記載の磁気ディ
スク装置。

【００６６】＜実施形態４＞ 前記該移動平均回路の出
力が一定値にするような自動利得制御手段を有すること
を特徴とする実施形態３に記載の磁気ディスク装置。

【００６７】＜実施形態５＞ 前記弁別回路のしきい値
が、自動利得制御手段の制御目標値の０．２５倍とする
ことを特徴とする実施形態３記載の磁気ディスク装置。

【００６８】＜実施形態６＞ サーボ信号のトラックア
ドレス情報を、隣接する少なくとも３個以上連続する第
１の磁化情報と、第１の磁化情報と同一区間長であって
直流磁化でなる第２の磁化情報との２状態で記録するこ
とを特徴とする実施形態１記載の磁気ディスク装置、。

【００６９】＜実施形態７＞ 前記ディジタル変換手段
のサーボ領域でのサンプルクロックをバースト信号周波
数の４倍とし、内蔵するディジタルフィルタの係数値列
を、（−１，１，１，−１）、（−１，−１，１，１）
及び（−１，０，２，０，−１）のいずれかとする信号
処理回路を備えることを特徴とする実施形態３記載の磁
気ディスク装置。

【００７０】＜実施形態８＞ 前記ディジタル変換手段
のサーボ領域でのサンプルクロックをバースト信号周波
数の６倍とし、内蔵するヒルベルトフィルタの係数値列
を、（−１，−１，０，１，１）及び（−１，０，１，
１，０，−１）のいずれかとする信号処理回路を備える
ことを特徴とする実施形態３記載の磁気ディスク装置。

【００７１】＜実施形態９＞ 前記トラックアドレスの
デコード回路を内蔵した集積回路とし、サーボ領域であ
ることを示す信号を出力する集積回路とすることを特徴
とする実施形態３記載の磁気ディスク装置。

【００７２】＜実施形態１０＞ 磁気抵抗効果型ヘッド
を再生ヘッドとし、このヘッドを用いて位置決め等のサ
ーボ制御を行う磁気ディスク装置において、少なくとも
高域通過特性のカットオフ周波数を、サーボ領域のバー
スト信号周波数の０．５倍以上に設定するアナログフィ
ルタ手段を有し、ユーザーデータを再生する領域以外で
は、該アナログフィルタ手段のカットオフ周波数を、バ
ースト信号周波数の０．５倍以上に設定することを特徴
とする磁気ディスク装置。

【００７３】＜実施形態１１＞ 磁気抵抗効果型ヘッド
を再生ヘッドとし、このヘッドを用いて位置決め等のサ
ーボ制御を行うディジタルサーボ復調対応の磁気ディス
ク装置において、サーボ復調信号の領域にサーマルアス
ペリティーが発生しても、ユーザーデータの記録再生が
連続して可能とすることを特徴とする磁気ディスク装
置。

【００７４】

【発明の効果】本発明によれば、ＭＲヘッドを再生ヘッ
ドとする磁気装置の再生回路において、少なくともサー
ボ領域での高域通過特性のカットオフ周波数を、バース
ト信号周波数の０．５倍以上に設定するアナログフィル
タ手段を設け、この信号をディジタル変換手段を介して
ディジタルサーボ復調手段に入力することにより、サー
ボ信号領域で大きなＴＡが発生した場合であっても、シ
ーク誤りやバースト復調誤差の発生を防止し、リトライ
等の処理を実施することなく連続して記録再生が可能な
磁気ディスク装置及び該磁気ディスク装置に用いるサー
マルアスペリティー制御方法を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】磁気抵抗効果型磁気ヘッドに発生するサーマル
アスペリティーの周波数成分を示す図。

【図２】本発明の一実施形態によるデータ再生時とサー
ボ復調時での再生信号帯域を示す図。

【図３】本実施形態を適用した再生信号処理回路の構成
を示す図。

【図４】本実施形態の動作を説明する図。

【図５】本実施形態によるフィルタ手段を適用したとき
の応答波形（５サイクル）及び応答波形（４．５サイク
ル）を示す図。

【図６】本実施形態による効果を説明するための図。

【図７】磁気ディスク装置の磁気ヘッドとディスクのイ
ンターフェイス部分の構成を示す図。

【図８】ＴＡの波形を示す図。

【図９】従来技術を適用した磁気ディスク装置の構成の
一例を示す図。

【図１０】従来技術を適用した再生回路の構成を示す
図。

【図１１】サーボ領域での再生波形とその応答波形を示
す図。

【図１２】ＧＲＡＹ部にＴＡが印加した時の応答波形と
各部の出力を示す図。

【図１３】ＢＵＲＳＴ部にＴＡが印加した時の応答波形
と各部の出力を示す図。

【符号の説明】

１：磁気ディスク、２：磁気ヘッド、３：ＭＲヘッド、
４：微小突起、５：ＴＡ波形、１１：ＡＥＱ出力波形、
１２：グレイデータ（ＧＤ）、１４：ＳＲＶ制御信号、
２０：ヘッドディスクアセンブリ（ＨＤＡ）、２１：信
号処理ＬＳＩチップ、２０１：再生回路（ＲＳＰＣ）、
２１１：可変利得増幅器（ＶＧＡ）、２１２：アナログ
等化回路（ＡＥＱ）、２１３：ＡＤＣ、２１４：ディジ
タルフィルタ、２１７：ディジタルＡＧＣ制御回路、２
２２：アナログＡＧＣ回路、２２３：ＳＤＥＴ、２２３
−１：ヒルベルトフィルタ、２２３−２：自乗回路（Ｓ
Ｑ）、２２３−３：移動平均回路（ＡＶＥ）、２２３−
４：累積加算回路（ＰＥＳＤ）、２２４：コンパレータ
（ＣＭＰ）、２２５：ＳＷ、２２８：クロック制御回路
（ＣＫＧ）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 濱田 洋介 神奈川県小田原市国府津2880番地 株式会 社日立製作所ストレージシステム事業部内 (72)発明者 瀬尾 洋右 神奈川県小田原市国府津2880番地 株式会 社日立製作所ストレージシステム事業部内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 磁気抵抗効果型ヘッドを再生ヘッドと
   し、このヘッドを用いて位置決め等のサーボ制御を行う
   磁気ディスク装置において、少なくともサーボ領域での
   高域通過特性のカットオフ周波数を、バースト信号周波
   数の０．５倍以上に設定するアナログフィルタ手段を設
   け、この信号をディジタル変換手段を介してディジタル
   サーボ復調手段に入力することを特徴とする磁気ディス
   ク装置。
2. 【請求項２】 前記アナログフィルタ手段のバースト信
   号に対応する応答を、バースト信号の中央部の振幅（ｐ
   −ｐ値）に対して先頭パルスが５％以上低下し、終端部
   で１０％以上のアンダーシュートが発生するように制御
   することを特徴とする請求項１記載の磁気ディスク装
   置。
3. 【請求項３】 前記該ディジタルサーボ復調手段が、デ
   ィジタル変換手段の出力を入力とするディジタルフィル
   タと、該ディジタルフィルタの出力を自乗する自乗回路
   と、該自乗回路の出力を移動平均する移動平均回路と、
   該移動平均回路の出力を弁別する弁別回路と、該移動平
   均回路の出力を累積加算する累積加算器とから成り、該
   弁別回路の出力をトラックアドレス等のコードデータと
   するグレイ復調手段と、該累積加算器の出力をポジショ
   ン復調信号とするポジション復調手段とを構成すること
   を特徴とする請求項１記載の磁気ディスク装置。
4. 【請求項４】 前記ディジタル変換手段のサーボ領域で
   のサンプルクロックをバースト信号周波数の６倍とし、
   内蔵するヒルベルトフィルタの係数値列を、（−１，−
   １，０，１，１）及び（−１，０，１，１，０，−１）
   のいずれかとする信号処理回路を備えることを特徴とす
   る磁気ディスク装置。
5. 【請求項５】 磁気抵抗効果型ヘッドを再生ヘッドと
   し、このヘッドを用いて位置決め等のサーボ制御を行う
   磁気ディスク装置のディジタルサーボ復調のサーマルア
   スペリティー制御方法であって、少なくともサーボ領域
   での高域通過特性のカットオフ周波数を、バースト信号
   周波数の０．５倍以上に設定するアナログフィルタ手段
   を設け、この信号をディジタル変換手段を介してディジ
   タルサーボ復調手段に入力することを特徴とするディジ
   タルサーボ復調のサーマルアスペリティー制御方法。