JPH11510981A - 通信装置のための自己較正装置および方法 - Google Patents

通信装置のための自己較正装置および方法

Info

Publication number
JPH11510981A
JPH11510981A JP9541441A JP54144197A JPH11510981A JP H11510981 A JPH11510981 A JP H11510981A JP 9541441 A JP9541441 A JP 9541441A JP 54144197 A JP54144197 A JP 54144197A JP H11510981 A JPH11510981 A JP H11510981A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
channel
path
test sequence
amplitude
error
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP9541441A
Other languages
English (en)
Other versions
JP3920350B2 (ja
Inventor
モヘビ、ベザド
ジョーンズ、アラン
ウィルトン、アンディ
Original Assignee
モトローラ・リミテッド
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by モトローラ・リミテッド filed Critical モトローラ・リミテッド
Publication of JPH11510981A publication Critical patent/JPH11510981A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3920350B2 publication Critical patent/JP3920350B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/267Phased-array testing or checking devices
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B17/00Monitoring; Testing
    • H04B17/10Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/12Monitoring; Testing of transmitters for calibration of transmit antennas, e.g. of the amplitude or phase
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B17/00Monitoring; Testing
    • H04B17/20Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/29Performance testing

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

(57)【要約】 通信装置70の適応アンテナ・アレイ素子86のビーム・パターンに関する重みづけ率を提供する較正ネットワーク110〜130,180,182は、狭帯域チャネルを、比較的短いビット当たりのパルス速度と、狭帯域信号チャネルのノイズ閾値の電力レベルより相対的に低い電力レベルとを有する疑似乱数シーケンス(PRNS)を含む共通広帯域信号で変調および復調することにより、自己較正される。受信経路116および送信経路114のうち選択された相補経路によりPRNS内に導入される誤差は、PRNSに導入される誤差に基づいて較正ネットワークの処理利得を計算することにより決定される。次に、収束アルゴリズム130を適応して、選択された経路のコンポーネント112〜118により導入される振幅および位相変動を解明して、次にこの変動を補正するために適切な修正率126を決定することにより、これらの振幅および位相変動が第3図の通信装置70により軽減される。

Description

【発明の詳細な説明】 通信装置のための自己較正装置および方法 技術分野 本発明は、一般に自己較正システムに関し、特に適応アンテナを有するトラン シーバのための自己較正装置および方法などに適用される。 従来技術の概要 通信システム(特に、汎ヨーロッパ・デジタル移動体通信(GSM: pan-Eur opean Global System for Mobile)セルラ通信などの周波数分割多重(FD M: frequency division multiplexed)システムや、その他の符号分割多重接続 (CDMA: code-division multiple access)システムにおける適応アンテナ の利用は、ますます魅力的なものとなりつつある。その理由は、このような適応 アンテナがシステム性能、特に処理容量を全体として改善するためである。言う までもなく、適応アンテナ・システムにおいては、通常は無線周波数を有する被 送信波の位相および振幅(強度)成分を正確に可変することにより、高度のビー ム精度が得られる。さらに詳しく は、トランシーバのアンテナ素子のアレイから放出する1組の被送信波の位相お よび強度は、(たとえば基地サイトの)アンテナ放射パターンが、セルなどの関 連するカバレージ・エリアの主要な信号および干渉環境に適合するようにアレイ 内の個別の素子に「重みづけをする(weighting)」ことにより可変される。 このように高度のビーム精度を維持するためには、トランシーバの送信(Tx )チェーンおよび受信(Rx)チェーンの両方の能動および受動コンポーネント を、互いに充分に較正することが必要である。しかし、コンポーネントの独立的 性質(許容値)により、各チェーン間の差異が生まれ、そのためにアレイにおい てビーム形成誤差が生成される。極端な場合は、このようなビーム形成誤差が、 たとえば不適切な放射整合など、ローブの指向性に誤差を生む。 理想的には、送信および受信チェーンは等しくあるべきで、着信経路と送出経 路の両方に関して(振幅と位相に関する)重みづけ率が等しいことが望ましい。 残念ながら、ビーム形成誤差の生成は、1つのチェーンの係数が他のチェーン内 の係数から補間されると悪化する。この問題は、GSMおよびCDMAなどのF DM型セルラ移動システムに起こる。たとえば、(基地局からの送信経路に関し て生成される)各ダウンリンク係数の重みづけは、移動ユニットなどの当初のア ップリンク送信から決定されるのが普通である。(移動局により用いられる)各 アップリンク係数の以降の 重みづけは、ダウンリンク係数の移項に基づいて行われる。そのために、1つの チャネルのアップリンクとダウンリンクに異なる周波数を用いることで、返送チ ャネルの対応する位相成分の決定に関して、生来的に整合性の問題が起こる。こ れは(干渉を拒否するための)位相成分の重みづけが被受信搬送波の周波数に関 連するためである。その結果、両チェーンの個々の誤差の蓄積が起こり、それが 受信モードおよび送信モードのビーム・パターンに過剰な差異を生み出す。実際 には、受信および送信経路上で正確な較正(calibration)を行わないと、ビーム は偏倚することが多くなり、より高いサイドローブ・レベルを有するのが普通で ある。さらに批判的に述べると、アンテナ・アレイの放射パターンにおけるゼロ (または「ヌル」)の角度位置が変わり、かなりの電力が隣接チャネル資源(た とえば他の共チャネル・ユーザ)の方向に放出されて、それにより隣接チャネル 資源に干渉を生み、システム容量に影響を与えることもある。 適応アンテナ・システムにおいては(増幅器などの能動無線周波数(RF)装 置の振幅と位相が変動する結果として)、TxおよびRxチェーン(経路)を連続 して較正することは困難である。実際、適応アンテナ・システムの較正手順には 、固有の位相および振幅差(較正手順において起こるものであっても、システム ・コンポーネントが経時的な性能の変動を起こす結果であっても)があってはな らないので、個 別のTxおよびRxチェーンにおける誤まった較正を導入することができない。 従って、通信システムの送信および受信経路における誤差の導入を軽減する改 善された適応アンテナ較正方法と装置が必要である。 発明の概要 本発明の第1局面において、複数の狭帯域チャネルを備える通信システムのた めの通信装置の較正ネットワークの受信経路および送信経路のうち少なくとも1 つにおけるコンポーネントを較正する方法が提供される。本方法は、狭帯域チャ ネルをテスト・シーケンスを含む比較的広帯域の信号で変調し、被重畳信号チャ ネルを生成する段階;受信経路と送信経路のうち選択された相補経路を通じて被 重畳チャネルを配信する段階であって、選択された経路が被重畳チャネルに振幅 および位相変動を導入するコンポーネントを含む段階;被重畳チャネルを復調し てテスト・シーケンスを回収する段階;相補的受信および送信経路のうち選択さ れた1つの経路によりテスト・シーケンス内に導入される誤差を決定する段階; テスト・シーケンス内の誤差に応答して、コンポーネントにより導入される振幅 および位相変動を解明する段階;これらの振幅および位相変動を補正するのに適 した修正率を決定する段階;および修正率を 較正ネットワークに適応する段階;によって構成される。 変調および復調の段階は、両段階に関して共通に生成さえる広帯域周波数信号 を適応することにより実行される。さらに、テスト・シーケンスは、ビットあた り比較的短いパルス速度と、狭帯域チャネルのノイズ閾値の電力レベルよりも比 較的低い電力レベルとを有する。 本発明の第2局面において、複数の狭帯域チャネルを備える通信システムのた めの装置が提供される。本装置は:較正ネットワークの受信および送信経路のう ち少なくとも1つにおいてコンポーネントを較正する較正ネットワーク;狭帯域 チャネルをテスト・シーケンスを含む比較的広帯域の信号で変調し、被重畳信号 チャネルを生成する手段;受信経路と送信経路のうち選択された相補経路を通じ て被重畳チャネルを配信する手段であって、選択された経路が被重畳チャネルに 振幅および位相変動を導入するコンポーネントを含む手段;被重畳チャネルを復 調してテスト・シーケンスを回収する手段;相補的受信および送信経路のうち選 択された1つの経路によりテスト・シーケンス内に導入される誤差を判定する手 段;テスト・シーケンス内の誤差に応答して、コンポーネントにより導入される 振幅および位相変動を解明する手段;これらの振幅および位相変動を補正するの に適した修正率を決定する手段;および修正率を較正ネットワークに適応する手 段;によって構成される。 較正ネットワークは、アンテナ素子の適応アレイのビー ム・パターンに関する重みづけ率を提供する。実際には、本装置は適応アンテナ である。 本発明は、適応アンテナとの利用に適した通信装置の送信機および受信機チェ ーンの両方を較正する自己較正手順および装置を提供するという利点を有する。 自己較正手順は、進行中事象であり、必要に応じて実行される。さらに、送信機 と受信機の両方について1つの較正チェーンだけを使用すれば済むので、Txお よびRx経路間の較正差を排除することができる。また、較正手順は、主にベー スバンド(すなわちデジタル形式で)行われるので、信号処理により起こる誤差 を実質的に排除する。 この新規の較正法は、適応信号処理に基づいて行われ、複素信号包絡線が振幅 についても位相についても較正メカニズムを提供する。 本発明の実施例を添付の図面を参照して説明する。 図面の簡単な説明 第1図は、適応アンテナ・アレイを有する、本発明を利用することのできるセ ルラ通信システムのブロック図である。 第2図は、従来技術による適応アンテナ・アレイのビーム・パターンである。 第3図は、本発明の好適な実施例による関連の較正シス テムを有するトランシー・バの詳細なブロック図である。 第4図は、従来の通信システムの利用可能なシステム帯域幅内の複数のチャネ ルを示す。 第5図は、本発明による広帯域信号で重畳される通信システムのチャネルを示 す。 第6図は、第5図で必要とされるようにチャネルに広帯域信号を重畳するため に第3図において用いられる回路構成をより詳細に示す。 第7図は、たとえば従来のトランシーバ装置により導入されるIチャネルおよ びQチャネル誤差偏位を示す。 好適な実施例の詳細説明 第1図を参照して、本発明を利用することのできる通信システムであって、適 応アンテナ・アレイを有する通信システム10のブロック図が図示される。通信 システム10は、周波数分割多重(FDM)システム,(汎ヨーロッパ・デジタ ル移動体GSMセルラ通信システムで用いられるような)時分割多重(TDM) システムまたは符号分割多重接続(CDMA)システムなどのセルラ通信システ ムであり、従来の六角形パターンに示される複数のセル12〜20を具備する。 説明のためにパターンの中央のセルすなわちセル12に注目すると、セル12は 、基地局22(セル内の通信カバレージを最適化するよう位置決めされる)と、 複数 の移動ユニット24〜26とによって構成される。ここでは、2つの移動ユニッ トしか図示されておらず、移動ユニット24が基地局22と通信状態にある。移 動ユニット24,26は、音声またはデータ通信に対応し、汎用移動通信システ ム(UMTS: Universal Mobile Telecommunication Systems)に見られる ような多重モード用途に適する。 基地局22は、トランシーバ回路構成28と、重みづけネットワーク30と、 制御回路構成32と、複数のアンテナ素子35〜38を有する適応アンテナ・ア レイ34とによって構成される。制御回路構成30は、トランシーバ・ネットワ ーク28および重みづけネットワーク32の両方に結合され、その動作制御を行 う。重みづけネットワーク32は、トランシーバ・ネットワーク28および適応 アンテナ・アレイ32にも結合され、複数のアンテナ素子35〜38の各々は、 制御回路構成30に応答して重みづけネットワーク30により生成される時間可 変重みづけ率をかけられることは、言うまでもない。第1図の適応アンテナ・ア レイ34に関して、複数のアンテナ素子35〜38は、線形アレイ、あるいは2 つ以上の隣接する線形アレイによって構成される平面アレイ内に配列される。言 うまでもなく、平面アレイを利用すると、方位動作だけでなくビームの(目標に 向けての)仰角操作もできるので、平面アレイを利用するほうが線形アレイを利 用するより有利である。 第2図には、第1図で実現されるような従来技術による適応アンテナ・アレイ のビーム・パターン40が示される。(第1図の基地局22のような)基地局4 2が、ビーム・パターン40の生成を受け持ち、この基地局はこの例では、ビー ム・パターン40の中心に向かって位置する。図からわかるように、ビーム・パ ターン40は、いくつかのローブ46〜50(寸法が異なる)と、対応する数の ヌル51〜55とを含む。ローブ46〜50の性質および寸法と、ヌル51〜5 5の位置は、重みづけネットワーク30により基地局42の個別のアンテナ素子 にかけられる重みづけ率により決まる。第2図の場合は、移動局44はローブ4 6の周縁に向かって位置して、基地局42と通信を行う。 次に第3図を参照して、本発明の実施例による関連較正システムを有するトラ ンシーバ70の詳細なブロック図を示す。トランシーバ70は、それぞれ信号を 送信および受信する送信機部と受信機部とによって構成される。以下の説明は、 基地トランシーバ局(BTS: Base Transceiver Station)で使用するトラ ンシーバについて特に言及するが、本発明は、このようなインフラストラクチャ 内での利用に限らずたとえば移動通信ユニットに関してトランシーバを適応する ことが意図されることは言うまでもない。 トランシーバ70の送信機部を考えると、送信機部は送信に適した形式で信号 を生成する機能を受け持つ。(BTSからのデジタル・ベースバンドにおいて) 暗号化される信 号72は、ビーム形成ネットワーク74に送られ、ネットワーク74は信号を送 信するのに適した重みづけ率(係数)をかける。ビーム形成ネットワーク74の 出力は、送信機部の較正に後で用いるために分岐される。各出力は、通常、第1 加算ユニット75において合成されて、独自の特性を有する第1複合信号76と なる。特に、複合信号は、個別の成分ベクトルを全体として表すが、これは、こ れらのコンポーネントの加算が一意的であるためである。ビーム形成ネットワー ク74からの出力は、誤差修正ネットワーク77にも送られ、ネットワーク77 はトランシーバ部のコンポーネントにより以降に導入される不一致(誤差)を補 正するための重みづけ率を修正する(この不一致は、チェックしないままにして おくと、最終的にトランシーバ70から送信されるビーム・パターンを適応する )。さらに、依然としてベースバンドにある間に個別の誤差がそれぞれ修正され て、重みづけされた係数がデジタル−アナログ(D/A)変換器78内でデジタ ル形式からアナログ形式に変換される。このデジタル形式は、上方変換器ネット ワーク80により、たとえば900メガヘルツ(MHz)などの割り当てられた 無線周波数(RF)においてチャネル上に変調される。言うまでもなく、上方変 換器ネットワーク80は、D/A変換器78から受信された各アナログ入力を変 調するために必要なだけ充分な数のミキサおよび周波数生成器81によって構成 される。上方変換に続いて、電力増幅ネッ トワーク82が、これらの信号の各々を第1送受切換器84に送る前に、各信号 を増幅する。第1送受切換器84の出力は、適応アンテナ・アレイ86内の各素 子に送られ(第1方向性結合器88内の第経1路を介して)、送信される。第1 方向性結合器88は、帰還ネットワーク内の誤差を削減するために、アンテナ・ アレイ84のすぐ後ろに配置されるのが普通で、わずかな被受信信号および被送 信信号を両方とも排除する。 誤差修正ネットワーク77などの誤差修正ネットワークにより一般に実行され る機能に関して、このような回路は、主に、送信機内の上方変換器ネットワーク 80および電力増幅器ネットワーク82(および受信機内の対応するネットワー ク)などの能動コンポーネントにより導入される大きな誤差に関して誤差修正を 行う。また、程度は小さいが、第1送受切換器84などの受動素子により導入さ れるより小さい誤差も修正する。言うまでもなく、能動コンポーネントにより導 入される誤差は、たとえば、温度依存性,能動コンポーネントのエージングによ り誘導されるある種の形式の利得の変動または性能の偏差を有する能動コンポー ネントから起こる。 アンテナ・アレイ86,方向性結合器88および第1送受切換器84は、トラ ンシーバ70の受信機部の一部も形成する。このときアンテナ・アレイ86の各 素子において受信される個別のRF信号は、第1方向性結合器88および 第1送受切換器84を介して低ノイズ増幅器90の第1バンクに配信される。増 幅プロセスに続き、各信号は第1下方変換器ネットワーク92内でベースバンド まで下方変換され、第1アナログ−デジタル(A/D)変換器96に個別信号9 4を送る。アンテナ・アレイ86内の素子の各々におり当初受信された信号に対 応するデジタル信号は、次に誤差修正ネットワーク98を通じて送られる。この ネットワーク98は受信チェーン内のコンポーネントにより被受信信号に導入さ れた誤差を修正し、その結果得られる誤差を修正した被受信信号はそれぞれビー ム形成ネットワーク100を介してBTSの受信機回路構成に供給される。結果 として得られる誤差を修正した被受信信号99も、ビーム形成ネットワーク10 0に印加される前に分岐されて、受信機部の較正に後で用いられる。このとき各 出力は、第2加算ユニット102において合成され、独自の特性を有する第2複 合信号104となるのが普通である。 トランシーバ70は、デジタル・ベースバンドにおいて動作し、トランシーバ 70内のコンポーネントにより被送信信号および被受信信号内に導入された誤差 を、前述のように修正する誤差修正および較正回路構成をさらに含む。言うまで もなく、送信チェーンまたは受信チェーンの較正を行うためには、未処理信号を 複製しようとする、すなわち送信チェーンまたは受信チェーンに当初から印加さ れた非改変信号を再生しようとすることが必要である。このた め、トランシーバ70は、第1方向性結合器88に結合された第2方向性結合器 110をさらに備える。この第2方向性結合器110は、送信経路および受信経 路の両方において第1方向性結合器88を通過した信号を受信するよう配列され る。この要領で、アンテナ・アレイ内の各素子に印加(あるいはそこから受信) された信号は、第1方向性結合器110にも印加される。較正プロセスは、(同 等のRFビーム形成器方法ではなく)ベースバンドビーム形成システムに準拠す ることは言うまでもない。これは、位相および振幅信号シフトをベースバンドに 組み込むほうが容易なためである。 第2送受切換器112は、第2方向性結合器110に結合され、可変減衰器1 14のバンクの1つ、または低ノイズ増幅器116の第2バンクに信号を配信す る(信号がアンテナ・アレイ86に印加されるか、そこから受信されるかにより 決まる)。詳しくは、被受信信号は増幅されるが、被送信信号は下方変換および デジタル形式への変換に必要なダイナミック・レンジまで減衰される。減衰また は増幅に続き、信号はコンバイナ・ネットワーク118内に配信されてから、第 2下方変換器ネットワーク120においてベースバンドレベルまで周波数を下方 変換されるのが普通である。 低ノイズ増幅器の第1バンク90および第2バンク116は両方とも等しい増 幅を行うことは言うまでもない。ま た、特定の制約信号化帯域幅、たとえば200kHzに制限される実際の受信チェ ーンとは異なり、誤差修正および較正回路構成は、帯域幅に制限を受けないので 、はるかに大きな帯域幅を有する。 理想的には、トランシーバ内で上方変換され、すぐに下方変換される(あるい はその逆)信号は、元の対応信号に等しくなければならない(すなわち第1誤差 修正ネットワーク77に印加された信号、または第2誤差修正ネットワーク98 から得られた信号に等しい)。しかし、これらの信号の間に不一致があると、こ の不一致が送信および受信チェーンそれぞれにより導入される誤差を表す。従来 の方法では、これらの誤差は、ベクトル修正率(重みづけ率)を、帰還メカニズ ムを介して、誤差修正ネットワーク77,98に印加することにより、先制的に 修正される。より明確に述べると、信号122は、まず第2A/D変換器124 内でデジタル形式に変換され、次に誤差修正回路126(この目的については後 述する)と第3加算ユニット128に印加される。ここでも、第3加算ユニット 128の効果は、第2A/D変換器124に当初に印加された個別の信号の特性 を模倣する独自の特性を有する第3複合信号x(t)を提供することである。次に、 広く理解頂けるように、いずれかの誤差修正ネットワーク77,98(または誤 差修正回路126)内の各信号分岐(経路)に関する重みづけ率が、第3複合信 号x(t)と第1複合信号76または第2複 合信号104との適切な比較(マッピング)により決定される。この比較の結果 得られる信号e(t)が、通常はマイクロプロセッサ内に組み込まれる収束アルゴリ ズム・ブロック130内で適切な収束を受ける。 各経路に関して重みづけ率を決定するために用いることのできるアルゴリズム はいくつかあり、最も単純なものはおそらく最小平均二乗(LMS: Least Me an Square)収束と呼ばれる方法である。(バースト期間が0.577msで、比 較的遅い較正プロセスを有する)GSMなどのシステムについては、LMSアル ゴリズムが最も適する。しかし、高速カルマン(Fast-Kalman)などの他の収 束アルゴリズムを用いることもできる。前述のように、LMSアルゴリズムは、 特定の信号経路において種々のコンポーネントにより導入される位相および振幅 誤差を補正する適切な重みづけ率の計算を受け持つ。言うまでもなく、LMSア ルゴリズムは基本的には、信号をその望ましい形態と比較し、その差に基づいて 誤差を生成する。従って、充分な未修正観測期間があると、LMSアルゴリズム はトランシーバの誤差修正ネットワークに関して1組の重みづけ率を計算し、コ ンポーネントにより誘導された振幅および位相の変動の効果を軽減する。 言うまでもなく、ガウス最小偏移変調(GMSK: Gaussian Minimum Shif t-Keying)を利用する通信システムは、一定の通信包絡線を必要とし、GSM などのよう に、技術規準によってリアルタイムの修正は禁止されることがある。従って、こ のような環境においては、通信シーケンス内の次のフレームのデータ(または次 のバースト送信、たとえば連続するタイム・スロットなど)を修正するのが普通 である。実際には、LMSアルゴリズムは、バーストの能動部分の間の修正重み を計算し、次の能動バーストの保護時間の間の誤差を修正するに過ぎない。さら に、トランシーバ70の受信チェーンに特に言及すると、受信チェーンを繰り返 し較正する必要性は、送信チェーンにおける較正の必要性と比べると小さい。こ れは、受信チェーンのほうが電力の放散が小さく、そのためにコンポーネントは 温度により誘導される性能変動に対して感受性が低いためである。 残念ながら、トランシーバ70の送信および受信両経路におけるコンポーネン トにより導入される振幅および位相誤差を修正する帰還メカニズムは、誤差修正 および較正回路構成110〜120には誤差がないことを前提とするが、この前 提は破られる。従って、本発明は誤差修正および較正回路構成110〜120そ のものの較正メカニズムとなり、この内的較正メカニズムは、すべてのトランシ ーバ機能にとって、表面上は存在を感じさせないものである。特に、誤差修正お よび較正回路構成110〜120の較正は、広帯域(拡散スペクトル)を規準に する疑似乱数シーケンスを較正回路構成に適応し、誤差修正および較正回路構成 の処理利得が変わったか否かを判定することにより行われる。 まず第4図を参照して、固定帯域幅の複数のチャネル150〜160が、従来 の通信システムの総システム帯域幅162内に示される。第5図を参照して、こ れらのチャネル154のうち1つ、たとえばチャネル3には、本発明により、広 帯域信号164が重畳される(説明の目的で)。図からわかるように、チャネル 154に広帯域信号を重畳する効果は、波形に脈動を生み出すことである。さら に、言うまでもなく、トランシーバ70は、通信システムに利用可能なすべての チャネルを受信することができなければならないので、広帯域信号を較正プロセ スに利用することができる。従って、GSMなどの通信システムを考察する場合 は、広帯域信号は、帯域幅が900MHzまでの任意のものとすることができ、 各個別チャネルは200kHzの帯域幅を有するに過ぎない。 本発明の好適な実施例により、電力レベルが非常に低く(ノイズ閾値より低い )、ビットあたりのパルスが非常に短い広帯域信号が、実際のリアルタイムの情 報を内包する狭帯域信号の上に注入される(重ね合わせられる)(トランシーバ 70のアンテナ・アレイ86の各素子からの送信またはそれによる受信のために )。そのため、広帯域信号は狭帯域信号を改変しない。詳しくは、第3図を参照 して、自己較正ユニットは、疑似乱数シーケンス(PRNS: pseudo-randum number sequence)などのテスト・シーケンスを生成し、このシ ーケンスが第2D/A変換器内でアナログ形式に変換されてから、変調ネットワ ーク184内でアップリンク変換される。電力スプリッタ186を介する通信の 後で、デジタル化され変調されたPRNSが第2方向性結合器110を通じて配 信される。これにより、デジタル化され変調されたPRNSは、送信チャネルま たは受信チャネル上の信号と同じ特性を示し、後続の装置が、前述のように、こ のデジタル化され変調されたPRNSを第2A/D変換器124まで適切に下方 変換する。詳しくは、適切なチッピング速度(たとえば、アップリンクおよびダ ウンリンクに関して25MHzのスペクトル割当を有するGSM準拠システムに ついては、80nsまでのチッピング速度を用いることができる)を有する2つの 直交する疑似乱数シーケンスが、選択されたアップリンクまたはダウンリンクの 利用可能なスペクトルの中間帯域において直角位相変調される。この複素通過帯 域信号が、システムのノイズ下限値より下の電力レベルにおいて、誤差修正およ び較正ネットワーク110〜130のN個すべての分岐に注入される。用いられ るスペクトルの部分により、複素通過帯域信号は、低ノイズ増幅器116のバン クまたは可変減衰器114のバンクのいずれかを通る適切な経路をとる。コンバ イナ・ネットワーク118を通過すると、複素通過帯域信号は、ベースバンドに 下方変換され、サンプリングされ、デジタ ル形式に変換される。被受信信号は、次に自己較正の目的で充分な処理利得を得 るための適切な時間の間、IチャネルおよびQチャネルに用いられる拡散コード と合成され、相関される。元のPRSNと、第2送受切換器112を通じて配信 された被変調復調PRSNとの間で、以降に行われる相関により、誤差修正およ び較正ネットワーク110〜130の誤差が決定される。前述の方法と同様の方 法で、LMSなどの適当な収束アルゴリズムが用いられ、誤差修正および較正ネ ットワーク110〜130の重みづけ率が決定される。この重みづけ率は、誤差 修正回路126によりその動作中に適応される。 第6図は、第3図において広帯域信号を第5図で必要とされるようにチャネル 上に重畳するために用いられる回路構成をより詳細に示す。好適な実施例の特定 的な事例において、自己較正ユニット180は、90度の位相遅延関係を有する 直角位相IチャネルおよびQチャネルを設けるよう配列される。Iチャネル成分 200と、Qチャネル成分202とは、別個の疑似乱数シーケンス(PRNSI およびPRNSQ)204,206により、合成ネットワーク208,210に おいてそれぞれ暗号化される。次に、IチャネルおよびQチャネルはいずれも、 合成ネットワーク212,214内でそれぞれ広帯域信号(cosωctおよびsinωc t)で変調されてから、加算ネットワーク216内で合計されて、複合テスト信 号となる。加算ネットワーク216により生 成される複合テスト信号は、チャネル218を表し、この複合テスト信号は、前 述の通り、第2方向性結合器110内に注入される。複合テスト信号218を信 号スプリッタ220においてI信号成分(222)およびQ信号成分(224) に分割した後で、I信号成分およびQ信号成分の下方変換が、広帯域信号(cos ωct,sinωct)をミキシング・ネットワーク226,228内にハード配線し て(IチャネルおよびQチャネルに関する)疑似乱数シーケンスを再度生成しよう とすることにより実現されるが、再度生成されたシーケンスはそれぞれ振幅およ び位相変動i,qをそれぞれ含むことがある。 従って、疑似乱数広帯域信号(すなわち複合テスト信号)の各ビットは、たと えば−140dBmなどの非常に低い(ノイズ以下の)電力レベルで送信されるこ とを念頭に置き、共通局部発振器を用いて誤差修正および較正ネットワーク11 0〜130で用いるIチャネルおよびQチャネル成分を変調(上方変換)および 復調(下方変換)すると、注入される疑似乱数シーケンス内に導入される誤差は 、すべて第2送受切換器110,可変減衰器114のバンク,低ノイズ増幅器1 16の第2バンクおよびコンバイナ・ネットワーク118により導入される振幅 および位相誤差から起こる。従って、言うまでもなく、当初注入された疑似乱数 シーケンスの各ビットに、再度生成された疑似乱数シーケンスを乗算し、次にI チャネルおよびQチャネル成分に関 して合計することにより、処理利得PG(当初のPRSNの長さから導かれる) を、誤差修正および較正ネットワーク110〜130の各チャネルについて決定 することができる。グラフに示されるように、いずれかの直角位相チャネルの処 理利得230,231が所定の閾値より小さい場合は、誤差修正回路126に与 えられる重みづけ率を改訂して、振幅および位相変動をすべて適切に補正するこ とが必要である。 第7図は、従来のトランシーバ装置と誤差修正および較正ネットワーク110 〜130により導入されるIチャネルおよびQチャネルの誤差偏位を示す。従っ て、振幅△Aは処理利得のピーク値から決定することができるので、位相変動△ φはLMS変換アルゴリズム(など)と誤差修正回路126の適当な重みづけ率 (修正ベクトル)とにより決定することができる。その結果、誤差修正および較 正回路構成は独立して較正され、表面的には誤差はゼロとなるので、誤差修正ネ ットワーク77,98により、振幅および位相修正のために信号にかけられる重 みづけ率(ベクトル)は正しくなければならない。しかし、単独のミキサは、( 広い環境温度範囲にわたり)数度の位相変動しか持た図、非常に低い信号電力レ ベルにさらされるにも関わらず、このミキサだけが未較正であり、自己較正経路 の外側に残されることに留意されたい。 言うまでもなく、収束アルゴリズムおよび処理利得は、 通常はマイクロプロセッサ(など)の中に組み込まれる。実際に、第3図の較正 ボード内で実行される機能の大半は、全体として参照番号250により識別され るが、マイクロプロセッサ内で実行される。 また、重みづけ率は、トランシーバ内の各経路が振幅および位相に関してどの ように振る舞うかを示す指標であるので、本発明はアンテナ・アレイ86の欠陥 分岐を識別することができる。これは、各経路に関して計算された重みづけ率と 、この経路内の振幅および位相変動に関して許容される修正率との間の単純な比 較により実行することができる。さらに、本発明の好適な実施例は、ただ1つの 収束アルゴリズムの理容師か論じないが、誤差修正および較正ネットワークの自 己較正のために別個の収束ループを用いて、同時に較正プロセスを行うことも可 能である。また、受信機経路と送信機経路とに別個の下方変換器を用いて、これ らの別個の通信機能の並行的な較正プロセスを容易にすることも可能である。 もちろん、上記の説明は例としてあげられたに過ぎず、受信機チェーンと誤差 修正および較正ネットワーク110〜130との間に共通回路コンポーネントを 利用して共通コンポーネント数を削減するなどの詳細な修正を、本発明の範囲内 で行うことができることは言うまでもない。重畳広帯域疑似乱数信号を用いて較 正ネットワークを較正する本発明の技術は、説明を簡単にするためにトランシー バの みに関して説明されるが、分離して用いられる送信機および受信機回路構成にも 適応可能であることは明白である。また、本発明は広帯域信号を生成する際に通 信装置に利用可能な全体のシステム帯域幅(スペクトル)を利用するが、広帯域 信号は狭帯域チャネルと比較した場合に相対的に広ければよいので、全体のシス テム帯域幅の一部を用いることができることも言うまでもない。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 FI H04J 13/00 H04J 13/00 A (72)発明者 ジョーンズ、アラン 英国エス・エヌ11、0キュー・ジー、ウィ ルツハイヤー、ケイン、ライラック・ウェ イ2 (72)発明者 ウィルトン、アンディ 英国ティー・キュー12、4エヌ・イー、デ ボン、ニュートン・アボット、アライア・ パーク、セント・ルークス・ロード20

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1.複数の狭帯域チャネルを含む通信システムのための通信装置の較正ネット ワークの受信経路および送信経路のうち少なくとも1つの経路においてコンポー ネントを較正する方法であって: 狭帯域チャネルを、テスト・シーケンスを含む相対的に広帯域の信号で変調し て、被重畳チャネルを生成する段階; 前記被重畳チャネルを、前記受信および送信経路のうち選択された相補経路を 通じて配信する段階であって、前記被選択経路が前記被重畳チャネル内に振幅お よび位相変動を導入するコンポーネントを含む段階; 前記被重畳チャネルを復調して、前記テスト・シーケンスを回収する段階; 前記相補受信および送信経路のうち選択された経路により前記テスト・シーケ ンスに導入される誤差を決定する段階; 前記テスト・シーケンス内の前記誤差に応答して、コンポーネントにより導入 される振幅および位相変動を解明する段階; これらの振幅および位相変動を補正するのに適した修正率を決定する段階;お よび 前記修正率を前記較正ネットワークに適応する段階; によって構成されることを特徴とする方法。 2.前記変調および復調の段階が、両段階に関して共通に生成されることを特 徴とする広帯域周波数信号を適応することにより実行されることを特徴とする請 求項1記載の方法。 3.前記テスト・シー・ケンスが、比較的短いビット当たりのパルス速度と、 前記狭帯域チャネルのノイズ閾値の電力レベルに相対して低い電力レベルとを有 することを特徴とする請求項1または2記載の方法。 4.前記較正ネットワークが、前記通信装置の適応アンテナ・アレイ素子に関 するビーム・パターンの重みづけ率を提供することを特徴とする請求項1,2ま たは3記載の方法。 5.前記誤差決定段階が、前記テスト・シーケンス内に導入された前記誤差に 基づいて前記較正ネットワークに関して処理利得を計算する段階を含むことを特 徴とする任意の前出の請求項記載の方法。 6.前記振幅および位相変動を補正するのに適した修正率を決定する前記段階 が、収束アルゴリズムを適応することにより決定されることを特徴とする任意の 前出の請求項記載の方法。 7.前記テスト・シー・ケンスが疑似乱数シーケンスであることを特徴とする 任意の前出の請求項記載の方法。 8.前記テスト・シーケンスが直角位相チャネルに適応されることを特徴とす る任意の前出の請求項記載の方法。 9.前記変調段階がリアルタイムにチャネル上で実行されることを特徴とする 任意の前出の請求項記載の方法。 10.複数の狭帯域チャネルを含む通信システムのための装置であって: 較正ネットワークの受信経路および送信経路のうち少なくとも1つの経路のコ ンポーネントを較正する較正ネットワーク; 狭帯域チャネルを、テスト・シーケンスを含む相対的に広帯域の信号で変調し て、被重畳チャネルを生成する手段; 前記被重畳チャネルを前記受信および送信経路のうち選択された相補経路を通 じて配信する手段であって、前記被選択経路が前記被重畳チャネル内に振幅およ び位相変動を導入するコンポーネントを含む手段; 前記被重畳チャネルを復調して、前記テスト・シーケンスを回収する手段; 前記相補受信および送信経路のうち選択された経路により前記テスト・シーケ ンスに導入される誤差を判定する手段; 前記テスト・シーケンス内の前記誤差に応答して、前記コンポーネントにより 導入される振幅および位相変動を解明する手段; これらの振幅および位相変動を補正するのに適した修正率を決定する手段;お よび 前記修正率を前記較正ネットワークに適応する手段; によって構成されることを特徴とする装置。 11.信号発生器が前記変調手段および前記復調手段に関して共通の広帯域信 号を生成することを特徴とする請求項10記載の装置。 12.前記テスト・シーケンスが、比較的短いビット当たりのパルス速度と、 前記狭帯域チャネルのノイズ閾値の電力レベルに相対して低い電力レベルとを有 することを特徴とする請求項10または11記載の方法。 13.適応アンテナ・アレイ素子によってさらに構成され、前記較正ネットワ ークが、前記適応アレイのビーム・パターンの重みづけ率を提供することを特徴 とする請求項10,11または12記載の方法。 14.前記誤差決定手段が、前記テスト・シーケンス内に導入された前記誤差 に基づいて前記較正ネットワークに関して処理利得を計算する手段を含むことを 特徴とする請求項10ないし13のうち任意の請求項記載の方法。 15.前記装置が無線通信装置および適応アンテナのうちの、いずれか一方で あることを特徴とする請求項10ないし14のうち任意の請求項記載の装置。
JP54144197A 1996-05-23 1997-04-17 通信装置のための自己較正装置および方法 Expired - Fee Related JP3920350B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB9610826A GB2313523B (en) 1996-05-23 1996-05-23 Self-calibration apparatus and method for communication device
GB9610826.1 1996-05-23
PCT/EP1997/001918 WO1997044920A1 (en) 1996-05-23 1997-04-17 Self-calibration apparatus and method for communication device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH11510981A true JPH11510981A (ja) 1999-09-21
JP3920350B2 JP3920350B2 (ja) 2007-05-30

Family

ID=10794212

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP54144197A Expired - Fee Related JP3920350B2 (ja) 1996-05-23 1997-04-17 通信装置のための自己較正装置および方法

Country Status (8)

Country Link
EP (1) EP0840961B1 (ja)
JP (1) JP3920350B2 (ja)
CN (1) CN1096765C (ja)
CA (1) CA2227522C (ja)
DE (1) DE69716699T2 (ja)
GB (1) GB2313523B (ja)
HK (1) HK1005675A1 (ja)
WO (1) WO1997044920A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002540704A (ja) * 1999-03-26 2002-11-26 アイシス・イノベーション・リミテッド トランスポンダ
JP2011507000A (ja) * 2007-12-17 2011-03-03 ザ・ボーイング・カンパニー フェーズドアレイアンテナの正確な自動校正
WO2020037171A1 (en) * 2018-08-16 2020-02-20 Movano Inc. Calibration, classification and localization using channel templates
US11448774B2 (en) 2018-08-16 2022-09-20 Movano Inc. Bayesian geolocation and parameter estimation by retaining channel and state information

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2342505B (en) * 1998-10-06 2003-06-04 Telecom Modus Ltd Antenna array calibration
US7783299B2 (en) 1999-01-08 2010-08-24 Trueposition, Inc. Advanced triggers for location-based service applications in a wireless location system
US6184829B1 (en) 1999-01-08 2001-02-06 Trueposition, Inc. Calibration for wireless location system
GB2347019A (en) 1999-02-08 2000-08-23 Motorola Ltd An antenna array system
JP2000286629A (ja) * 1999-03-31 2000-10-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線送信装置及び送信指向性調整方法
CN1118146C (zh) 1999-08-10 2003-08-13 信息产业部电信科学技术研究院 一种校准智能天线阵的方法和装置
US6597730B1 (en) * 1999-11-03 2003-07-22 Northrop Grumman Corporation Satellite communication array transceiver
SE522564C2 (sv) 2000-02-01 2004-02-17 Ericsson Telefon Ab L M Gruppantennkalibrering
SE522563C2 (sv) * 2000-02-01 2004-02-17 Ericsson Telefon Ab L M Kalibreringsmetod för en adaptiv gruppantenn
JP3567976B2 (ja) * 2000-03-07 2004-09-22 日本電気株式会社 アレーアンテナ受信装置
SE519319C2 (sv) 2000-06-27 2003-02-11 Ericsson Telefon Ab L M Transceiverkrets samt förfarande för kalibrering av komponenter i nämnd transceiver
EP1543586A1 (en) 2002-09-24 2005-06-22 Nokia Corporation Compensating for radiation pattern in radio system, and radio system
CN100358378C (zh) * 2003-07-17 2007-12-26 华为技术有限公司 一种阵列天线收发通道的校正装置及方法
CN100337485C (zh) * 2003-07-17 2007-09-12 华为技术有限公司 一种无线通信系统收发通道的校正装置及方法
JP4183592B2 (ja) * 2003-09-26 2008-11-19 三洋電機株式会社 受信方法および装置
GB2418536B (en) * 2004-09-27 2008-12-03 Nortel Networks Ltd Method of antenna calibration
KR100633047B1 (ko) * 2004-12-02 2006-10-11 삼성전자주식회사 신호 보정 장치 및 방법을 구현하는 스마트 안테나 통신 시스템
JP4580991B2 (ja) * 2004-12-16 2010-11-17 エヌエックスピー ビー ヴィ 高周波トランスミッタにおけるアナログi/q変調器の振幅および位相アンバランスおよび直流オフセットの較正
CN101262284B (zh) * 2007-03-05 2011-04-13 大唐移动通信设备有限公司 一种无线信道模拟和测试的方法及装置
US8126452B2 (en) * 2007-11-29 2012-02-28 Intel Mobile Communications GmbH Systems and methods for self-calibrating transceivers
CN101500248B (zh) * 2008-01-31 2011-02-02 大唐移动通信设备有限公司 一种天线校准方法及装置
CN101374124B (zh) * 2008-09-27 2011-11-30 上海微电子装备有限公司 信道增益数字均衡自适应校准系统与方法
US11640004B2 (en) * 2019-09-27 2023-05-02 Orolia Canada Inc. Wavefront global navigation satellite system and interference simulator systems and methods of use thereof
CN115865231B (zh) * 2022-11-25 2024-04-05 中国电子科技集团公司第二十九研究所 一种用于瞬时宽带接收相控阵系统的通道校正方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5160933A (en) * 1990-08-28 1992-11-03 Honeywell Inc. Radar altimeter with self-calibration feature
DE69431550T2 (de) * 1993-08-12 2003-02-20 Nortel Networks Ltd Antenneneinrichtung für Basisstation

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002540704A (ja) * 1999-03-26 2002-11-26 アイシス・イノベーション・リミテッド トランスポンダ
JP2011507000A (ja) * 2007-12-17 2011-03-03 ザ・ボーイング・カンパニー フェーズドアレイアンテナの正確な自動校正
WO2020037171A1 (en) * 2018-08-16 2020-02-20 Movano Inc. Calibration, classification and localization using channel templates
US11448774B2 (en) 2018-08-16 2022-09-20 Movano Inc. Bayesian geolocation and parameter estimation by retaining channel and state information
US11474231B2 (en) 2018-08-16 2022-10-18 Movano Inc. Calibration, classification and localization using channel templates

Also Published As

Publication number Publication date
GB9610826D0 (en) 1996-07-31
JP3920350B2 (ja) 2007-05-30
DE69716699D1 (de) 2002-12-05
HK1005675A1 (en) 1999-01-22
CA2227522A1 (en) 1997-11-27
EP0840961B1 (en) 2002-10-30
CN1194741A (zh) 1998-09-30
EP0840961A1 (en) 1998-05-13
DE69716699T2 (de) 2003-03-20
CN1096765C (zh) 2002-12-18
GB2313523B (en) 2000-06-07
GB2313523A (en) 1997-11-26
WO1997044920A1 (en) 1997-11-27
CA2227522C (en) 2004-03-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3920350B2 (ja) 通信装置のための自己較正装置および方法
US6747594B2 (en) Calibration of differential frequency-dependent characteristics of a radio communications system
US6788948B2 (en) Frequency dependent calibration of a wideband radio system using narrowband channels
US6037898A (en) Method and apparatus for calibrating radio frequency base stations using antenna arrays
US8027649B2 (en) Radio communication system, a transmitter and a receiver
US6738020B1 (en) Estimation of downlink transmission parameters in a radio communications system with an adaptive antenna array
US5396256A (en) Apparatus for controlling array antenna comprising a plurality of antenna elements and method therefor
US6157343A (en) Antenna array calibration
US8774079B2 (en) Repeater techniques for multiple input multiple output utilizing beam formers
US20070155331A1 (en) Data transmission method and arrangement
US7342912B1 (en) Selection of user-specific transmission parameters for optimization of transmit performance in wireless communications using a common pilot channel
EP1178562A1 (en) Antenna array calibration
EP1777839A2 (en) Method of improving radio link operation
US6865377B1 (en) Combined open and closed loop beam forming in a multiple array radio communication system
US7123943B2 (en) Method of generating directional antenna beams, and radio transmitter
US20040048580A1 (en) Base transceiver station
US7039016B1 (en) Calibration of wideband radios and antennas using a narrowband channel
US6229483B1 (en) Method and device relating to self-calibration of group antenna system having time varying transmission characteristics
JP2003338772A (ja) Cdma移動通信基地局装置
AU2002362566A1 (en) Frequency dependent calibration of a wideband radio system using narrowband channels
AU2002362567A1 (en) Calibration of a radio communications system

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20040114

RD02 Notification of acceptance of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422

Effective date: 20040216

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20040216

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20060228

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20060404

A601 Written request for extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601

Effective date: 20060704

A602 Written permission of extension of time

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602

Effective date: 20060821

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20061004

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20070123

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20070215

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110223

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120223

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120223

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130223

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130223

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140223

Year of fee payment: 7

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees