JPH11510981A - 通信装置のための自己較正装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 通信装置７０の適応アンテナ・アレイ素子８６のビーム・パターンに関する重みづけ率を提供する較正ネットワーク１１０〜１３０，１８０，１８２は、狭帯域チャネルを、比較的短いビット当たりのパルス速度と、狭帯域信号チャネルのノイズ閾値の電力レベルより相対的に低い電力レベルとを有する疑似乱数シーケンス（ＰＲＮＳ）を含む共通広帯域信号で変調および復調することにより、自己較正される。受信経路１１６および送信経路１１４のうち選択された相補経路によりＰＲＮＳ内に導入される誤差は、ＰＲＮＳに導入される誤差に基づいて較正ネットワークの処理利得を計算することにより決定される。次に、収束アルゴリズム１３０を適応して、選択された経路のコンポーネント１１２〜１１８により導入される振幅および位相変動を解明して、次にこの変動を補正するために適切な修正率１２６を決定することにより、これらの振幅および位相変動が第３図の通信装置７０により軽減される。

Description

【発明の詳細な説明】 通信装置のための自己較正装置および方法 技術分野 本発明は、一般に自己較正システムに関し、特に適応アンテナを有するトラン シーバのための自己較正装置および方法などに適用される。 従来技術の概要 通信システム（特に、汎ヨーロッパ・デジタル移動体通信（ＧＳＭ: pan-Ｅur opean Ｇlobal Ｓystem for Ｍobile）セルラ通信などの周波数分割多重（ＦＤ Ｍ: frequency division multiplexed）システムや、その他の符号分割多重接続 （ＣＤＭＡ: code-division multiple access）システムにおける適応アンテナ の利用は、ますます魅力的なものとなりつつある。その理由は、このような適応 アンテナがシステム性能、特に処理容量を全体として改善するためである。言う までもなく、適応アンテナ・システムにおいては、通常は無線周波数を有する被 送信波の位相および振幅（強度）成分を正確に可変することにより、高度のビー ム精度が得られる。さらに詳しく は、トランシーバのアンテナ素子のアレイから放出する１組の被送信波の位相お よび強度は、（たとえば基地サイトの）アンテナ放射パターンが、セルなどの関 連するカバレージ・エリアの主要な信号および干渉環境に適合するようにアレイ 内の個別の素子に「重みづけをする(weighting)」ことにより可変される。 このように高度のビーム精度を維持するためには、トランシーバの送信（Ｔx ）チェーンおよび受信（Ｒx）チェーンの両方の能動および受動コンポーネント を、互いに充分に較正することが必要である。しかし、コンポーネントの独立的 性質（許容値）により、各チェーン間の差異が生まれ、そのためにアレイにおい てビーム形成誤差が生成される。極端な場合は、このようなビーム形成誤差が、 たとえば不適切な放射整合など、ローブの指向性に誤差を生む。 理想的には、送信および受信チェーンは等しくあるべきで、着信経路と送出経 路の両方に関して（振幅と位相に関する）重みづけ率が等しいことが望ましい。 残念ながら、ビーム形成誤差の生成は、１つのチェーンの係数が他のチェーン内 の係数から補間されると悪化する。この問題は、ＧＳＭおよびＣＤＭＡなどのＦ ＤＭ型セルラ移動システムに起こる。たとえば、（基地局からの送信経路に関し て生成される）各ダウンリンク係数の重みづけは、移動ユニットなどの当初のア ップリンク送信から決定されるのが普通である。（移動局により用いられる）各 アップリンク係数の以降の 重みづけは、ダウンリンク係数の移項に基づいて行われる。そのために、１つの チャネルのアップリンクとダウンリンクに異なる周波数を用いることで、返送チ ャネルの対応する位相成分の決定に関して、生来的に整合性の問題が起こる。こ れは（干渉を拒否するための）位相成分の重みづけが被受信搬送波の周波数に関 連するためである。その結果、両チェーンの個々の誤差の蓄積が起こり、それが 受信モードおよび送信モードのビーム・パターンに過剰な差異を生み出す。実際 には、受信および送信経路上で正確な較正(calibration)を行わないと、ビーム は偏倚することが多くなり、より高いサイドローブ・レベルを有するのが普通で ある。さらに批判的に述べると、アンテナ・アレイの放射パターンにおけるゼロ （または「ヌル」）の角度位置が変わり、かなりの電力が隣接チャネル資源（た とえば他の共チャネル・ユーザ）の方向に放出されて、それにより隣接チャネル 資源に干渉を生み、システム容量に影響を与えることもある。 適応アンテナ・システムにおいては（増幅器などの能動無線周波数（ＲＦ）装 置の振幅と位相が変動する結果として）、ＴxおよびＲxチェーン（経路）を連続 して較正することは困難である。実際、適応アンテナ・システムの較正手順には 、固有の位相および振幅差（較正手順において起こるものであっても、システム ・コンポーネントが経時的な性能の変動を起こす結果であっても）があってはな らないので、個 別のＴxおよびＲxチェーンにおける誤まった較正を導入することができない。 従って、通信システムの送信および受信経路における誤差の導入を軽減する改 善された適応アンテナ較正方法と装置が必要である。 発明の概要 本発明の第１局面において、複数の狭帯域チャネルを備える通信システムのた めの通信装置の較正ネットワークの受信経路および送信経路のうち少なくとも１ つにおけるコンポーネントを較正する方法が提供される。本方法は、狭帯域チャ ネルをテスト・シーケンスを含む比較的広帯域の信号で変調し、被重畳信号チャ ネルを生成する段階；受信経路と送信経路のうち選択された相補経路を通じて被 重畳チャネルを配信する段階であって、選択された経路が被重畳チャネルに振幅 および位相変動を導入するコンポーネントを含む段階；被重畳チャネルを復調し てテスト・シーケンスを回収する段階；相補的受信および送信経路のうち選択さ れた１つの経路によりテスト・シーケンス内に導入される誤差を決定する段階； テスト・シーケンス内の誤差に応答して、コンポーネントにより導入される振幅 および位相変動を解明する段階；これらの振幅および位相変動を補正するのに適 した修正率を決定する段階；および修正率を 較正ネットワークに適応する段階；によって構成される。 変調および復調の段階は、両段階に関して共通に生成さえる広帯域周波数信号 を適応することにより実行される。さらに、テスト・シーケンスは、ビットあた り比較的短いパルス速度と、狭帯域チャネルのノイズ閾値の電力レベルよりも比 較的低い電力レベルとを有する。 本発明の第２局面において、複数の狭帯域チャネルを備える通信システムのた めの装置が提供される。本装置は：較正ネットワークの受信および送信経路のう ち少なくとも１つにおいてコンポーネントを較正する較正ネットワーク；狭帯域 チャネルをテスト・シーケンスを含む比較的広帯域の信号で変調し、被重畳信号 チャネルを生成する手段；受信経路と送信経路のうち選択された相補経路を通じ て被重畳チャネルを配信する手段であって、選択された経路が被重畳チャネルに 振幅および位相変動を導入するコンポーネントを含む手段；被重畳チャネルを復 調してテスト・シーケンスを回収する手段；相補的受信および送信経路のうち選 択された１つの経路によりテスト・シーケンス内に導入される誤差を判定する手 段；テスト・シーケンス内の誤差に応答して、コンポーネントにより導入される 振幅および位相変動を解明する手段；これらの振幅および位相変動を補正するの に適した修正率を決定する手段；および修正率を較正ネットワークに適応する手 段；によって構成される。 較正ネットワークは、アンテナ素子の適応アレイのビー ム・パターンに関する重みづけ率を提供する。実際には、本装置は適応アンテナ である。 本発明は、適応アンテナとの利用に適した通信装置の送信機および受信機チェ ーンの両方を較正する自己較正手順および装置を提供するという利点を有する。 自己較正手順は、進行中事象であり、必要に応じて実行される。さらに、送信機 と受信機の両方について１つの較正チェーンだけを使用すれば済むので、Ｔxお よびＲx経路間の較正差を排除することができる。また、較正手順は、主にベー スバンド（すなわちデジタル形式で）行われるので、信号処理により起こる誤差 を実質的に排除する。 この新規の較正法は、適応信号処理に基づいて行われ、複素信号包絡線が振幅 についても位相についても較正メカニズムを提供する。 本発明の実施例を添付の図面を参照して説明する。 図面の簡単な説明 第１図は、適応アンテナ・アレイを有する、本発明を利用することのできるセ ルラ通信システムのブロック図である。 第２図は、従来技術による適応アンテナ・アレイのビーム・パターンである。 第３図は、本発明の好適な実施例による関連の較正シス テムを有するトランシー・バの詳細なブロック図である。 第４図は、従来の通信システムの利用可能なシステム帯域幅内の複数のチャネ ルを示す。 第５図は、本発明による広帯域信号で重畳される通信システムのチャネルを示 す。 第６図は、第５図で必要とされるようにチャネルに広帯域信号を重畳するため に第３図において用いられる回路構成をより詳細に示す。 第７図は、たとえば従来のトランシーバ装置により導入されるＩチャネルおよ びＱチャネル誤差偏位を示す。 好適な実施例の詳細説明 第１図を参照して、本発明を利用することのできる通信システムであって、適 応アンテナ・アレイを有する通信システム１０のブロック図が図示される。通信 システム１０は、周波数分割多重（ＦＤＭ）システム，（汎ヨーロッパ・デジタ ル移動体ＧＳＭセルラ通信システムで用いられるような）時分割多重（ＴＤＭ） システムまたは符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）システムなどのセルラ通信システ ムであり、従来の六角形パターンに示される複数のセル１２〜２０を具備する。 説明のためにパターンの中央のセルすなわちセル１２に注目すると、セル１２は 、基地局２２（セル内の通信カバレージを最適化するよう位置決めされる）と、 複数 の移動ユニット２４〜２６とによって構成される。ここでは、２つの移動ユニッ トしか図示されておらず、移動ユニット２４が基地局２２と通信状態にある。移 動ユニット２４，２６は、音声またはデータ通信に対応し、汎用移動通信システ ム（ＵＭＴＳ: Ｕniversal Ｍobile Ｔelecommunication Ｓystems）に見られる ような多重モード用途に適する。 基地局２２は、トランシーバ回路構成２８と、重みづけネットワーク３０と、 制御回路構成３２と、複数のアンテナ素子３５〜３８を有する適応アンテナ・ア レイ３４とによって構成される。制御回路構成３０は、トランシーバ・ネットワ ーク２８および重みづけネットワーク３２の両方に結合され、その動作制御を行 う。重みづけネットワーク３２は、トランシーバ・ネットワーク２８および適応 アンテナ・アレイ３２にも結合され、複数のアンテナ素子３５〜３８の各々は、 制御回路構成３０に応答して重みづけネットワーク３０により生成される時間可 変重みづけ率をかけられることは、言うまでもない。第１図の適応アンテナ・ア レイ３４に関して、複数のアンテナ素子３５〜３８は、線形アレイ、あるいは２ つ以上の隣接する線形アレイによって構成される平面アレイ内に配列される。言 うまでもなく、平面アレイを利用すると、方位動作だけでなくビームの（目標に 向けての）仰角操作もできるので、平面アレイを利用するほうが線形アレイを利 用するより有利である。 第２図には、第１図で実現されるような従来技術による適応アンテナ・アレイ のビーム・パターン４０が示される。（第１図の基地局２２のような）基地局４ ２が、ビーム・パターン４０の生成を受け持ち、この基地局はこの例では、ビー ム・パターン４０の中心に向かって位置する。図からわかるように、ビーム・パ ターン４０は、いくつかのローブ４６〜５０（寸法が異なる）と、対応する数の ヌル５１〜５５とを含む。ローブ４６〜５０の性質および寸法と、ヌル５１〜５ ５の位置は、重みづけネットワーク３０により基地局４２の個別のアンテナ素子 にかけられる重みづけ率により決まる。第２図の場合は、移動局４４はローブ４ ６の周縁に向かって位置して、基地局４２と通信を行う。 次に第３図を参照して、本発明の実施例による関連較正システムを有するトラ ンシーバ７０の詳細なブロック図を示す。トランシーバ７０は、それぞれ信号を 送信および受信する送信機部と受信機部とによって構成される。以下の説明は、 基地トランシーバ局（ＢＴＳ: Ｂase Ｔransceiver Ｓtation）で使用するトラ ンシーバについて特に言及するが、本発明は、このようなインフラストラクチャ 内での利用に限らずたとえば移動通信ユニットに関してトランシーバを適応する ことが意図されることは言うまでもない。 トランシーバ７０の送信機部を考えると、送信機部は送信に適した形式で信号 を生成する機能を受け持つ。（ＢＴＳからのデジタル・ベースバンドにおいて） 暗号化される信 号７２は、ビーム形成ネットワーク７４に送られ、ネットワーク７４は信号を送 信するのに適した重みづけ率（係数）をかける。ビーム形成ネットワーク７４の 出力は、送信機部の較正に後で用いるために分岐される。各出力は、通常、第１ 加算ユニット７５において合成されて、独自の特性を有する第１複合信号７６と なる。特に、複合信号は、個別の成分ベクトルを全体として表すが、これは、こ れらのコンポーネントの加算が一意的であるためである。ビーム形成ネットワー ク７４からの出力は、誤差修正ネットワーク７７にも送られ、ネットワーク７７ はトランシーバ部のコンポーネントにより以降に導入される不一致（誤差）を補 正するための重みづけ率を修正する（この不一致は、チェックしないままにして おくと、最終的にトランシーバ７０から送信されるビーム・パターンを適応する ）。さらに、依然としてベースバンドにある間に個別の誤差がそれぞれ修正され て、重みづけされた係数がデジタル−アナログ（Ｄ/Ａ）変換器７８内でデジタ ル形式からアナログ形式に変換される。このデジタル形式は、上方変換器ネット ワーク８０により、たとえば９００メガヘルツ（ＭＨz）などの割り当てられた 無線周波数（ＲＦ）においてチャネル上に変調される。言うまでもなく、上方変 換器ネットワーク８０は、Ｄ/Ａ変換器７８から受信された各アナログ入力を変 調するために必要なだけ充分な数のミキサおよび周波数生成器８１によって構成 される。上方変換に続いて、電力増幅ネッ トワーク８２が、これらの信号の各々を第１送受切換器８４に送る前に、各信号 を増幅する。第１送受切換器８４の出力は、適応アンテナ・アレイ８６内の各素 子に送られ（第１方向性結合器８８内の第経１路を介して）、送信される。第１ 方向性結合器８８は、帰還ネットワーク内の誤差を削減するために、アンテナ・ アレイ８４のすぐ後ろに配置されるのが普通で、わずかな被受信信号および被送 信信号を両方とも排除する。 誤差修正ネットワーク７７などの誤差修正ネットワークにより一般に実行され る機能に関して、このような回路は、主に、送信機内の上方変換器ネットワーク ８０および電力増幅器ネットワーク８２（および受信機内の対応するネットワー ク）などの能動コンポーネントにより導入される大きな誤差に関して誤差修正を 行う。また、程度は小さいが、第１送受切換器８４などの受動素子により導入さ れるより小さい誤差も修正する。言うまでもなく、能動コンポーネントにより導 入される誤差は、たとえば、温度依存性，能動コンポーネントのエージングによ り誘導されるある種の形式の利得の変動または性能の偏差を有する能動コンポー ネントから起こる。 アンテナ・アレイ８６，方向性結合器８８および第１送受切換器８４は、トラ ンシーバ７０の受信機部の一部も形成する。このときアンテナ・アレイ８６の各 素子において受信される個別のＲＦ信号は、第１方向性結合器８８および 第１送受切換器８４を介して低ノイズ増幅器９０の第１バンクに配信される。増 幅プロセスに続き、各信号は第１下方変換器ネットワーク９２内でベースバンド まで下方変換され、第１アナログ−デジタル（Ａ/Ｄ）変換器９６に個別信号９ ４を送る。アンテナ・アレイ８６内の素子の各々におり当初受信された信号に対 応するデジタル信号は、次に誤差修正ネットワーク９８を通じて送られる。この ネットワーク９８は受信チェーン内のコンポーネントにより被受信信号に導入さ れた誤差を修正し、その結果得られる誤差を修正した被受信信号はそれぞれビー ム形成ネットワーク１００を介してＢＴＳの受信機回路構成に供給される。結果 として得られる誤差を修正した被受信信号９９も、ビーム形成ネットワーク１０ ０に印加される前に分岐されて、受信機部の較正に後で用いられる。このとき各 出力は、第２加算ユニット１０２において合成され、独自の特性を有する第２複 合信号１０４となるのが普通である。 トランシーバ７０は、デジタル・ベースバンドにおいて動作し、トランシーバ ７０内のコンポーネントにより被送信信号および被受信信号内に導入された誤差 を、前述のように修正する誤差修正および較正回路構成をさらに含む。言うまで もなく、送信チェーンまたは受信チェーンの較正を行うためには、未処理信号を 複製しようとする、すなわち送信チェーンまたは受信チェーンに当初から印加さ れた非改変信号を再生しようとすることが必要である。このた め、トランシーバ７０は、第１方向性結合器８８に結合された第２方向性結合器 １１０をさらに備える。この第２方向性結合器１１０は、送信経路および受信経 路の両方において第１方向性結合器８８を通過した信号を受信するよう配列され る。この要領で、アンテナ・アレイ内の各素子に印加（あるいはそこから受信） された信号は、第１方向性結合器１１０にも印加される。較正プロセスは、（同 等のＲＦビーム形成器方法ではなく）ベースバンドビーム形成システムに準拠す ることは言うまでもない。これは、位相および振幅信号シフトをベースバンドに 組み込むほうが容易なためである。 第２送受切換器１１２は、第２方向性結合器１１０に結合され、可変減衰器１ １４のバンクの１つ、または低ノイズ増幅器１１６の第２バンクに信号を配信す る（信号がアンテナ・アレイ８６に印加されるか、そこから受信されるかにより 決まる）。詳しくは、被受信信号は増幅されるが、被送信信号は下方変換および デジタル形式への変換に必要なダイナミック・レンジまで減衰される。減衰また は増幅に続き、信号はコンバイナ・ネットワーク１１８内に配信されてから、第 ２下方変換器ネットワーク１２０においてベースバンドレベルまで周波数を下方 変換されるのが普通である。 低ノイズ増幅器の第１バンク９０および第２バンク１１６は両方とも等しい増 幅を行うことは言うまでもない。ま た、特定の制約信号化帯域幅、たとえば２００kＨzに制限される実際の受信チェ ーンとは異なり、誤差修正および較正回路構成は、帯域幅に制限を受けないので 、はるかに大きな帯域幅を有する。 理想的には、トランシーバ内で上方変換され、すぐに下方変換される（あるい はその逆）信号は、元の対応信号に等しくなければならない（すなわち第１誤差 修正ネットワーク７７に印加された信号、または第２誤差修正ネットワーク９８ から得られた信号に等しい）。しかし、これらの信号の間に不一致があると、こ の不一致が送信および受信チェーンそれぞれにより導入される誤差を表す。従来 の方法では、これらの誤差は、ベクトル修正率（重みづけ率）を、帰還メカニズ ムを介して、誤差修正ネットワーク７７，９８に印加することにより、先制的に 修正される。より明確に述べると、信号１２２は、まず第２Ａ/Ｄ変換器１２４ 内でデジタル形式に変換され、次に誤差修正回路１２６（この目的については後 述する）と第３加算ユニット１２８に印加される。ここでも、第３加算ユニット １２８の効果は、第２Ａ/Ｄ変換器１２４に当初に印加された個別の信号の特性 を模倣する独自の特性を有する第３複合信号x(t)を提供することである。次に、 広く理解頂けるように、いずれかの誤差修正ネットワーク７７，９８（または誤 差修正回路１２６）内の各信号分岐（経路）に関する重みづけ率が、第３複合信 号x(t)と第１複合信号７６または第２複 合信号１０４との適切な比較（マッピング）により決定される。この比較の結果 得られる信号e(t)が、通常はマイクロプロセッサ内に組み込まれる収束アルゴリ ズム・ブロック１３０内で適切な収束を受ける。 各経路に関して重みづけ率を決定するために用いることのできるアルゴリズム はいくつかあり、最も単純なものはおそらく最小平均二乗（ＬＭＳ: Ｌeast Ｍe an Ｓquare）収束と呼ばれる方法である。（バースト期間が０．５７７msで、比 較的遅い較正プロセスを有する）ＧＳＭなどのシステムについては、ＬＭＳアル ゴリズムが最も適する。しかし、高速カルマン（Ｆast-Ｋalman）などの他の収 束アルゴリズムを用いることもできる。前述のように、ＬＭＳアルゴリズムは、 特定の信号経路において種々のコンポーネントにより導入される位相および振幅 誤差を補正する適切な重みづけ率の計算を受け持つ。言うまでもなく、ＬＭＳア ルゴリズムは基本的には、信号をその望ましい形態と比較し、その差に基づいて 誤差を生成する。従って、充分な未修正観測期間があると、ＬＭＳアルゴリズム はトランシーバの誤差修正ネットワークに関して１組の重みづけ率を計算し、コ ンポーネントにより誘導された振幅および位相の変動の効果を軽減する。 言うまでもなく、ガウス最小偏移変調（ＧＭＳＫ: Ｇaussian Ｍinimum Ｓhif t-Ｋeying）を利用する通信システムは、一定の通信包絡線を必要とし、ＧＳＭ などのよう に、技術規準によってリアルタイムの修正は禁止されることがある。従って、こ のような環境においては、通信シーケンス内の次のフレームのデータ（または次 のバースト送信、たとえば連続するタイム・スロットなど）を修正するのが普通 である。実際には、ＬＭＳアルゴリズムは、バーストの能動部分の間の修正重み を計算し、次の能動バーストの保護時間の間の誤差を修正するに過ぎない。さら に、トランシーバ７０の受信チェーンに特に言及すると、受信チェーンを繰り返 し較正する必要性は、送信チェーンにおける較正の必要性と比べると小さい。こ れは、受信チェーンのほうが電力の放散が小さく、そのためにコンポーネントは 温度により誘導される性能変動に対して感受性が低いためである。 残念ながら、トランシーバ７０の送信および受信両経路におけるコンポーネン トにより導入される振幅および位相誤差を修正する帰還メカニズムは、誤差修正 および較正回路構成１１０〜１２０には誤差がないことを前提とするが、この前 提は破られる。従って、本発明は誤差修正および較正回路構成１１０〜１２０そ のものの較正メカニズムとなり、この内的較正メカニズムは、すべてのトランシ ーバ機能にとって、表面上は存在を感じさせないものである。特に、誤差修正お よび較正回路構成１１０〜１２０の較正は、広帯域（拡散スペクトル）を規準に する疑似乱数シーケンスを較正回路構成に適応し、誤差修正および較正回路構成 の処理利得が変わったか否かを判定することにより行われる。 まず第４図を参照して、固定帯域幅の複数のチャネル１５０〜１６０が、従来 の通信システムの総システム帯域幅１６２内に示される。第５図を参照して、こ れらのチャネル１５４のうち１つ、たとえばチャネル３には、本発明により、広 帯域信号１６４が重畳される（説明の目的で）。図からわかるように、チャネル １５４に広帯域信号を重畳する効果は、波形に脈動を生み出すことである。さら に、言うまでもなく、トランシーバ７０は、通信システムに利用可能なすべての チャネルを受信することができなければならないので、広帯域信号を較正プロセ スに利用することができる。従って、ＧＳＭなどの通信システムを考察する場合 は、広帯域信号は、帯域幅が９００ＭＨzまでの任意のものとすることができ、 各個別チャネルは２００kＨzの帯域幅を有するに過ぎない。 本発明の好適な実施例により、電力レベルが非常に低く（ノイズ閾値より低い ）、ビットあたりのパルスが非常に短い広帯域信号が、実際のリアルタイムの情 報を内包する狭帯域信号の上に注入される（重ね合わせられる）（トランシーバ ７０のアンテナ・アレイ８６の各素子からの送信またはそれによる受信のために ）。そのため、広帯域信号は狭帯域信号を改変しない。詳しくは、第３図を参照 して、自己較正ユニットは、疑似乱数シーケンス（ＰＲＮＳ: pseudo-randum number sequence）などのテスト・シーケンスを生成し、このシ ーケンスが第２Ｄ/Ａ変換器内でアナログ形式に変換されてから、変調ネットワ ーク１８４内でアップリンク変換される。電力スプリッタ１８６を介する通信の 後で、デジタル化され変調されたＰＲＮＳが第２方向性結合器１１０を通じて配 信される。これにより、デジタル化され変調されたＰＲＮＳは、送信チャネルま たは受信チャネル上の信号と同じ特性を示し、後続の装置が、前述のように、こ のデジタル化され変調されたＰＲＮＳを第２Ａ/Ｄ変換器１２４まで適切に下方 変換する。詳しくは、適切なチッピング速度（たとえば、アップリンクおよびダ ウンリンクに関して２５ＭＨzのスペクトル割当を有するＧＳＭ準拠システムに ついては、８０nsまでのチッピング速度を用いることができる）を有する２つの 直交する疑似乱数シーケンスが、選択されたアップリンクまたはダウンリンクの 利用可能なスペクトルの中間帯域において直角位相変調される。この複素通過帯 域信号が、システムのノイズ下限値より下の電力レベルにおいて、誤差修正およ び較正ネットワーク１１０〜１３０のＮ個すべての分岐に注入される。用いられ るスペクトルの部分により、複素通過帯域信号は、低ノイズ増幅器１１６のバン クまたは可変減衰器１１４のバンクのいずれかを通る適切な経路をとる。コンバ イナ・ネットワーク１１８を通過すると、複素通過帯域信号は、ベースバンドに 下方変換され、サンプリングされ、デジタ ル形式に変換される。被受信信号は、次に自己較正の目的で充分な処理利得を得 るための適切な時間の間、ＩチャネルおよびＱチャネルに用いられる拡散コード と合成され、相関される。元のＰＲＳＮと、第２送受切換器１１２を通じて配信 された被変調復調ＰＲＳＮとの間で、以降に行われる相関により、誤差修正およ び較正ネットワーク１１０〜１３０の誤差が決定される。前述の方法と同様の方 法で、ＬＭＳなどの適当な収束アルゴリズムが用いられ、誤差修正および較正ネ ットワーク１１０〜１３０の重みづけ率が決定される。この重みづけ率は、誤差 修正回路１２６によりその動作中に適応される。 第６図は、第３図において広帯域信号を第５図で必要とされるようにチャネル 上に重畳するために用いられる回路構成をより詳細に示す。好適な実施例の特定 的な事例において、自己較正ユニット１８０は、９０度の位相遅延関係を有する 直角位相ＩチャネルおよびＱチャネルを設けるよう配列される。Ｉチャネル成分 ２００と、Ｑチャネル成分２０２とは、別個の疑似乱数シーケンス（ＰＲＮＳ_I およびＰＲＮＳ_Q）２０４，２０６により、合成ネットワーク２０８，２１０に おいてそれぞれ暗号化される。次に、ＩチャネルおよびＱチャネルはいずれも、 合成ネットワーク２１２，２１４内でそれぞれ広帯域信号（cosω_ctおよびsinω_c t）で変調されてから、加算ネットワーク２１６内で合計されて、複合テスト信 号となる。加算ネットワーク２１６により生 成される複合テスト信号は、チャネル２１８を表し、この複合テスト信号は、前 述の通り、第２方向性結合器１１０内に注入される。複合テスト信号２１８を信 号スプリッタ２２０においてＩ信号成分（２２２）およびＱ信号成分（２２４） に分割した後で、Ｉ信号成分およびＱ信号成分の下方変換が、広帯域信号（cos ω_ct，sinω_ct）をミキシング・ネットワーク２２６，２２８内にハード配線し て(ＩチャネルおよびＱチャネルに関する)疑似乱数シーケンスを再度生成しよう とすることにより実現されるが、再度生成されたシーケンスはそれぞれ振幅およ び位相変動i,qをそれぞれ含むことがある。 従って、疑似乱数広帯域信号（すなわち複合テスト信号）の各ビットは、たと えば−１４０dＢmなどの非常に低い（ノイズ以下の）電力レベルで送信されるこ とを念頭に置き、共通局部発振器を用いて誤差修正および較正ネットワーク１１ ０〜１３０で用いるＩチャネルおよびＱチャネル成分を変調（上方変換）および 復調（下方変換）すると、注入される疑似乱数シーケンス内に導入される誤差は 、すべて第２送受切換器１１０，可変減衰器１１４のバンク，低ノイズ増幅器１ １６の第２バンクおよびコンバイナ・ネットワーク１１８により導入される振幅 および位相誤差から起こる。従って、言うまでもなく、当初注入された疑似乱数 シーケンスの各ビットに、再度生成された疑似乱数シーケンスを乗算し、次にＩ チャネルおよびＱチャネル成分に関 して合計することにより、処理利得ＰＧ（当初のＰＲＳＮの長さから導かれる） を、誤差修正および較正ネットワーク１１０〜１３０の各チャネルについて決定 することができる。グラフに示されるように、いずれかの直角位相チャネルの処 理利得２３０，２３１が所定の閾値より小さい場合は、誤差修正回路１２６に与 えられる重みづけ率を改訂して、振幅および位相変動をすべて適切に補正するこ とが必要である。 第７図は、従来のトランシーバ装置と誤差修正および較正ネットワーク１１０ 〜１３０により導入されるＩチャネルおよびＱチャネルの誤差偏位を示す。従っ て、振幅△Ａは処理利得のピーク値から決定することができるので、位相変動△ φはＬＭＳ変換アルゴリズム（など）と誤差修正回路１２６の適当な重みづけ率 （修正ベクトル）とにより決定することができる。その結果、誤差修正および較 正回路構成は独立して較正され、表面的には誤差はゼロとなるので、誤差修正ネ ットワーク７７，９８により、振幅および位相修正のために信号にかけられる重 みづけ率（ベクトル）は正しくなければならない。しかし、単独のミキサは、（ 広い環境温度範囲にわたり）数度の位相変動しか持た図、非常に低い信号電力レ ベルにさらされるにも関わらず、このミキサだけが未較正であり、自己較正経路 の外側に残されることに留意されたい。 言うまでもなく、収束アルゴリズムおよび処理利得は、 通常はマイクロプロセッサ（など）の中に組み込まれる。実際に、第３図の較正 ボード内で実行される機能の大半は、全体として参照番号２５０により識別され るが、マイクロプロセッサ内で実行される。 また、重みづけ率は、トランシーバ内の各経路が振幅および位相に関してどの ように振る舞うかを示す指標であるので、本発明はアンテナ・アレイ８６の欠陥 分岐を識別することができる。これは、各経路に関して計算された重みづけ率と 、この経路内の振幅および位相変動に関して許容される修正率との間の単純な比 較により実行することができる。さらに、本発明の好適な実施例は、ただ１つの 収束アルゴリズムの理容師か論じないが、誤差修正および較正ネットワークの自 己較正のために別個の収束ループを用いて、同時に較正プロセスを行うことも可 能である。また、受信機経路と送信機経路とに別個の下方変換器を用いて、これ らの別個の通信機能の並行的な較正プロセスを容易にすることも可能である。 もちろん、上記の説明は例としてあげられたに過ぎず、受信機チェーンと誤差 修正および較正ネットワーク１１０〜１３０との間に共通回路コンポーネントを 利用して共通コンポーネント数を削減するなどの詳細な修正を、本発明の範囲内 で行うことができることは言うまでもない。重畳広帯域疑似乱数信号を用いて較 正ネットワークを較正する本発明の技術は、説明を簡単にするためにトランシー バの みに関して説明されるが、分離して用いられる送信機および受信機回路構成にも 適応可能であることは明白である。また、本発明は広帯域信号を生成する際に通 信装置に利用可能な全体のシステム帯域幅（スペクトル）を利用するが、広帯域 信号は狭帯域チャネルと比較した場合に相対的に広ければよいので、全体のシス テム帯域幅の一部を用いることができることも言うまでもない。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｊ 13/00 Ｈ０４Ｊ 13/00 Ａ (72)発明者 ジョーンズ、アラン 英国エス・エヌ11、０キュー・ジー、ウィ ルツハイヤー、ケイン、ライラック・ウェ イ２ (72)発明者 ウィルトン、アンディ 英国ティー・キュー12、４エヌ・イー、デ ボン、ニュートン・アボット、アライア・ パーク、セント・ルークス・ロード20

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．複数の狭帯域チャネルを含む通信システムのための通信装置の較正ネット ワークの受信経路および送信経路のうち少なくとも１つの経路においてコンポー ネントを較正する方法であって： 狭帯域チャネルを、テスト・シーケンスを含む相対的に広帯域の信号で変調し て、被重畳チャネルを生成する段階； 前記被重畳チャネルを、前記受信および送信経路のうち選択された相補経路を 通じて配信する段階であって、前記被選択経路が前記被重畳チャネル内に振幅お よび位相変動を導入するコンポーネントを含む段階； 前記被重畳チャネルを復調して、前記テスト・シーケンスを回収する段階； 前記相補受信および送信経路のうち選択された経路により前記テスト・シーケ ンスに導入される誤差を決定する段階； 前記テスト・シーケンス内の前記誤差に応答して、コンポーネントにより導入 される振幅および位相変動を解明する段階； これらの振幅および位相変動を補正するのに適した修正率を決定する段階；お よび 前記修正率を前記較正ネットワークに適応する段階； によって構成されることを特徴とする方法。 ２．前記変調および復調の段階が、両段階に関して共通に生成されることを特 徴とする広帯域周波数信号を適応することにより実行されることを特徴とする請 求項１記載の方法。 ３．前記テスト・シー・ケンスが、比較的短いビット当たりのパルス速度と、 前記狭帯域チャネルのノイズ閾値の電力レベルに相対して低い電力レベルとを有 することを特徴とする請求項１または２記載の方法。 ４．前記較正ネットワークが、前記通信装置の適応アンテナ・アレイ素子に関 するビーム・パターンの重みづけ率を提供することを特徴とする請求項１，２ま たは３記載の方法。 ５．前記誤差決定段階が、前記テスト・シーケンス内に導入された前記誤差に 基づいて前記較正ネットワークに関して処理利得を計算する段階を含むことを特 徴とする任意の前出の請求項記載の方法。 ６．前記振幅および位相変動を補正するのに適した修正率を決定する前記段階 が、収束アルゴリズムを適応することにより決定されることを特徴とする任意の 前出の請求項記載の方法。 ７．前記テスト・シー・ケンスが疑似乱数シーケンスであることを特徴とする 任意の前出の請求項記載の方法。 ８．前記テスト・シーケンスが直角位相チャネルに適応されることを特徴とす る任意の前出の請求項記載の方法。 ９．前記変調段階がリアルタイムにチャネル上で実行されることを特徴とする 任意の前出の請求項記載の方法。 １０．複数の狭帯域チャネルを含む通信システムのための装置であって： 較正ネットワークの受信経路および送信経路のうち少なくとも１つの経路のコ ンポーネントを較正する較正ネットワーク； 狭帯域チャネルを、テスト・シーケンスを含む相対的に広帯域の信号で変調し て、被重畳チャネルを生成する手段； 前記被重畳チャネルを前記受信および送信経路のうち選択された相補経路を通 じて配信する手段であって、前記被選択経路が前記被重畳チャネル内に振幅およ び位相変動を導入するコンポーネントを含む手段； 前記被重畳チャネルを復調して、前記テスト・シーケンスを回収する手段； 前記相補受信および送信経路のうち選択された経路により前記テスト・シーケ ンスに導入される誤差を判定する手段； 前記テスト・シーケンス内の前記誤差に応答して、前記コンポーネントにより 導入される振幅および位相変動を解明する手段； これらの振幅および位相変動を補正するのに適した修正率を決定する手段；お よび 前記修正率を前記較正ネットワークに適応する手段； によって構成されることを特徴とする装置。 １１．信号発生器が前記変調手段および前記復調手段に関して共通の広帯域信 号を生成することを特徴とする請求項１０記載の装置。 １２．前記テスト・シーケンスが、比較的短いビット当たりのパルス速度と、 前記狭帯域チャネルのノイズ閾値の電力レベルに相対して低い電力レベルとを有 することを特徴とする請求項１０または１１記載の方法。 １３．適応アンテナ・アレイ素子によってさらに構成され、前記較正ネットワ ークが、前記適応アレイのビーム・パターンの重みづけ率を提供することを特徴 とする請求項１０，１１または１２記載の方法。 １４．前記誤差決定手段が、前記テスト・シーケンス内に導入された前記誤差 に基づいて前記較正ネットワークに関して処理利得を計算する手段を含むことを 特徴とする請求項１０ないし１３のうち任意の請求項記載の方法。 １５．前記装置が無線通信装置および適応アンテナのうちの、いずれか一方で あることを特徴とする請求項１０ないし１４のうち任意の請求項記載の装置。