JPH1140438A - Planar magnetic element - Google Patents
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- JPH1140438A JPH1140438A JP9188823A JP18882397A JPH1140438A JP H1140438 A JPH1140438 A JP H1140438A JP 9188823 A JP9188823 A JP 9188823A JP 18882397 A JP18882397 A JP 18882397A JP H1140438 A JPH1140438 A JP H1140438A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、ＩＣ製造技術を
活用することにより平面型に製作される薄膜インダクタ
（平面型インダクタ）に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a thin film inductor (a flat inductor) manufactured in a flat shape by utilizing an IC manufacturing technique.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、ノート型パソコンや携帯電話に代
表されるマルチメディア機器を始め、各種電子機器の小
型化が盛んにすすめられている。それに伴い、その電源
部の小型化の研究も活発に行なわれており、その主要部
品であるインダクタやトランスなどの磁気素子の小型化
実現のために、これらの磁気素子をＩＣ製造技術を利用
して平面型，薄膜型に製造する試みが多くなされてい
る。2. Description of the Related Art In recent years, miniaturization of various electronic devices such as multimedia devices typified by notebook personal computers and mobile phones has been actively pursued. Along with this, research on the miniaturization of the power supply unit is also being actively conducted, and in order to realize the miniaturization of magnetic elements such as inductors and transformers, which are the main components, these magnetic elements are manufactured using IC manufacturing technology. Many attempts have been made to manufacture flat and thin film types.
【０００３】平面型のインダクタの最も一般的な構造と
して例えば図５に示すような積層型のものが知られてい
る。この構造は、シリコン基板上に絶縁膜を形成し、そ
の上に図５（ａ）のように下部磁性膜３２，平面コイル
１，絶縁膜２（２２，２１）および上部磁性膜３１の順
に形成し、平面コイルを磁性膜で図５（ｂ）のようにい
わばサンドウィッチ状に挟み込んだものであり、積層平
面型インダクタと呼ばれる。また、磁性体がコイルより
も外側にあり、コイルが磁性体の中にあることから、外
鉄型、または内部コイル型インダクタと呼ぶこともあ
る。As the most common structure of a planar inductor, for example, a laminated inductor as shown in FIG. 5 is known. In this structure, an insulating film is formed on a silicon substrate, and a lower magnetic film 32, a planar coil 1, an insulating film 2 (22, 21), and an upper magnetic film 31 are formed thereon in this order as shown in FIG. Then, the planar coil is sandwiched between magnetic films in a so-called sandwich shape as shown in FIG. 5B, and is called a laminated planar inductor. Further, since the magnetic body is located outside the coil and the coil is inside the magnetic body, it may be called an outer iron type or an internal coil type inductor.
【０００４】このような平面型インダクタは、使用する
周波数帯域において十分高いＱ値をもつことが必要であ
る。平面型インダクタのＱ値は、コイル抵抗をＲ、イン
ダクタンスをＬ、ω＝２πｆ（ｆ：周波数）とすると、 Ｑ＝ωＬ／Ｒ で表わされる。インダクタのＱ値を高くするためには、
コイルの抵抗を低くし（小さくし）、インダクタンスを
大きくすることが必要である。[0004] Such a planar inductor needs to have a sufficiently high Q value in a used frequency band. The Q value of the planar inductor is represented by Q = ωL / R, where R is the coil resistance, L is the inductance, and ω = 2πf (f: frequency). To increase the Q value of the inductor,
It is necessary to lower (decrease) the resistance of the coil and increase the inductance.
【０００５】平面型コイルの形状としては、つづら折れ
型，ミアンダー型，スパイラル型など様々なパターンが
用いられる。これらのコイルパターンのうち、単位面積
当たりのインダクタンス値を最も大きくできるのはスパ
イラル型であることから、同じインダクタンス値を得る
ためには、より小型化が可能であるスパイラル型が最も
適していると言える。近年、コイルの直流抵抗を低減す
るために、スパイラル型に電解メッキで銅を成膜し、３
０ミクロン（μｍ）以上の厚いコイル導体を持ったメッ
キ方式のインダクタが多く報告されている（例えば、特
開平４−３６３００６号，信学技報ＰＥ９６−１４など
参照）。As the shape of the planar coil, various patterns such as a serpentine type, meander type and spiral type are used. Of these coil patterns, the spiral type that can maximize the inductance value per unit area is the spiral type, and the spiral type that can be made smaller is the most suitable to obtain the same inductance value. I can say. In recent years, in order to reduce the DC resistance of the coil, a spiral type copper film is formed by electrolytic plating.
Many plating-type inductors having a thick coil conductor of at least 0 μm (μm) have been reported (for example, see JP-A-4-363006, IEICE Technical Report PE96-14).
【０００６】スパイラル型の平面コイルを持った外鉄型
インダクタとして大きさ３ｍｍ角、ターン数１２、コイ
ル導体が２７μｍ厚の平面コイルを、３μｍ厚のＣｏ
（コバルト）系アモルファス磁性膜で挟み込んだ構造の
ものを例にあげると、そのインダクタンスＬ（マイクロ
ヘンリー：μＨ）および抵抗Ｒ（オーム：Ω）の周波数
特性は図６に示すようになる。ここで、コイルの直流抵
抗は０．７Ω程度であるが、周波数が高くなるにつれ
て、特に高周波領域で急激に抵抗分が増加する傾向を示
すことが分かる。インダクタにおける抵抗は、鉄損と銅
損とに分類される。鉄損は磁性膜中に発生する渦電流に
よる損失である。銅損は直流抵抗およびコイル導体を垂
直に鎖交する渡り磁束によってもたらされる損失であ
る。[0006] As a core type inductor having a spiral type planar coil, a planar coil having a size of 3 mm square, 12 turns, and a coil conductor of 27 μm thickness is used.
Taking an example of a structure sandwiched between (cobalt) -based amorphous magnetic films, the frequency characteristics of the inductance L (microhenry: μH) and the resistance R (ohm: Ω) are as shown in FIG. Here, the DC resistance of the coil is about 0.7Ω, but it can be seen that the resistance tends to increase rapidly as the frequency increases, especially in the high frequency region. Resistance in inductors is classified into iron loss and copper loss. Iron loss is a loss due to eddy current generated in the magnetic film. Copper loss is a loss caused by a DC resistance and a transition magnetic flux that vertically interlinks the coil conductor.
【０００７】鉄損を低減する方法としては、磁性体とし
て抵抗率の高い材料を用いたり、磁性体と絶縁膜とを多
層構造にしたり、また、特開平６−７７０５５号に示さ
れるような、磁性体を分割する方法などがある。しか
し、高周波領域における抵抗の増加には、銅損の占める
割合が非常に大きいことが知られており、高いＱ値を持
つインダクタを得るためには、この銅損を低減すること
が不可欠となる。銅損を低減する方法としては、導体を
分割する方法（電気学会資料ＭＡＧ−９６−１６２）
や、導体にスリットを入れる方法（特開平５−４１３２
０号）などが提案されており、より高いＱ値を持つイン
ダクタの製作が試みられている。As a method for reducing iron loss, a material having a high resistivity is used as a magnetic material, a magnetic material and an insulating film are formed in a multilayer structure, and a method as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-77055 is used. There is a method of dividing the magnetic material. However, it is known that the ratio of copper loss to the increase in resistance in a high frequency region is very large, and it is essential to reduce the copper loss in order to obtain an inductor having a high Q value. . As a method of reducing the copper loss, a method of dividing a conductor (IEEE MAG-96-162)
Or a method of slitting a conductor (Japanese Unexamined Patent Publication No. 5-4132)
No. 0) has been proposed, and an attempt has been made to produce an inductor having a higher Q value.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】銅損を低減させる上述
のような従来技術には、共通して下記（１），（２）の
ような問題がある。 （１）直流抵抗の増加 導体を分割したり、スリットを入れたりする方法は、必
然的に導体の断面積を減少させることになり、直流抵抗
の増加につながる。例えば、３ｍｍ角，１２ターン，コ
イル幅９０μｍ，コイルとコイルの間隔幅２０μｍのイ
ンダクタの場合、導体を３分割すると、９０μｍ幅のコ
イル導体の中に、２０μｍのスリットが２本入ることに
なり、導体断面積は５／９に減少し、直流抵抗は１．８
倍となる。このような関係は、導体にスリットを入れる
方法についても同様である。The above-mentioned prior arts for reducing copper loss have the following problems (1) and (2) in common. (1) Increase in DC resistance The method of dividing the conductor or forming a slit inevitably reduces the cross-sectional area of the conductor, which leads to an increase in the DC resistance. For example, in the case of an inductor having a 3 mm square, 12 turns, a coil width of 90 μm, and a gap width between the coils of 20 μm, dividing the conductor into three would result in two 20 μm slits in the 90 μm width coil conductor. Conductor cross-sectional area is reduced to 5/9 and DC resistance is 1.8
Double. Such a relationship is the same for the method of slitting the conductor.
【０００９】（２）加工上の制約 両者ともターン数が少ない場合や、インダクタの大きさ
がある程度大きい場合は問題ないが、同一面積中でター
ン数が増加するか、同一ターン数でコイルの大きさが小
さくなっていくと、コイル導体幅が減少するため、この
ようなインダクタを製作する際、加工上の制約から、上
記の方法を適用することが困難になってくる。したがっ
て、この発明の課題は直流抵抗を増加させることなく、
かつ、加工上の制約が少なく、高いＱ値を持つインダク
タを提供することにある。(2) Constraints on processing Both cases have no problem when the number of turns is small or the size of the inductor is large to some extent. However, the number of turns increases in the same area, or the size of the coil increases with the same number of turns. As the size decreases, the width of the coil conductor decreases. Therefore, when manufacturing such an inductor, it becomes difficult to apply the above method due to processing restrictions. Therefore, an object of the present invention is to increase the DC resistance without increasing the DC resistance.
Another object of the present invention is to provide an inductor having a high Q value with less processing restrictions.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
べく、この発明では、スパイラル平面コイル，絶縁体お
よび軟磁性体を積層して構成される平面型磁気素子にお
いて、下記１）〜３）のようにしている。 １）前記コイルの導体線幅を、コイル導体を鎖交する磁
束の密度に応じて段階的に変化させる。 ２）最外周部と最内周部から数ターンのコイルの導体線
幅を狭くし、その他のコイルの導体線幅を広くすること
で、コイル導体線幅を２段階に変化させる。 ３）最外周部と最内周部から数ターンのコイルの導体線
幅を狭くし、その他のコイルの導体のうち最外周部と最
内周部から数ターンのコイル導体以外のコイル導体線幅
を広くすることで、コイル導体線幅を３段階に変化させ
る。According to the present invention, there is provided a planar magnetic element comprising a spiral planar coil, an insulator and a soft magnetic material laminated on each other. ). 1) The conductor line width of the coil is changed stepwise according to the density of magnetic flux linking the coil conductor. 2) The coil conductor wire width is changed in two stages by reducing the conductor wire width of the coil of several turns from the outermost and innermost portions and increasing the conductor wire width of the other coils. 3) The conductor wire width of the coil of several turns from the outermost and innermost portions is reduced, and the coil conductor wire width other than the coil conductor of several turns from the outermost and innermost portions of the other coil conductors , The coil conductor line width is changed in three stages.
【００１１】外鉄型コイルの場合、コイルを垂直に鎖交
する磁束は、コイル導体の場所によって分布があること
が知られている。図７は、図６に特性を示した大きさ３
ｍｍ角、ターン数１２、コイル導体厚２７μｍ、コイル
幅９０μｍ、コイル間隔幅２０μｍ、磁性体にＣｏ系ア
モルファス磁性膜（膜厚３μｍ）の平面型インダクタの
有限要素法を用いた電磁界解析の解析結果を示す。In the case of a shell-type coil, it is known that the magnetic flux interlinking the coil vertically has a distribution depending on the location of the coil conductor. FIG. 7 is a graph showing the characteristics of FIG.
Analysis of electromagnetic field analysis using a finite element method for a planar inductor with a Co-based amorphous magnetic film (thickness of 3 μm) made of a Co-based amorphous magnetic film (thickness: 3 μm), with a square of mm, number of turns, coil conductor thickness of 27 μm, coil width of 90 μm, coil interval width of 20 μm, and magnetic material. The results are shown.
【００１２】すなわち、図７はコイル導体を垂直に鎖交
する渡り磁束が、コイル外周部（１１，１２ターン目）
と、コイル内周部（電極パッド部：１，２ターン目）に
集中し、その他のコイル導体、特に５〜８ターン目のコ
イル導体には、渡り磁束はほとんどないことを示してい
る。この解析結果から、コイルの銅損増加には、外周部
と内周部のコイル導体が大きく寄与していることが分か
る。また、スパイラル状コイルの場合、上記渡り磁束は
図８の如き分布となることが知られている。したがっ
て、渡り磁束の多い部分のコイル導体の幅を狭くして渡
り磁束の影響を低減することにより、銅損を低減するこ
とができる、というのがこの発明の原理である。That is, FIG. 7 shows that the crossing magnetic flux vertically interlinking the coil conductor is generated at the outer peripheral portion of the coil (turns 11 and 12).
This indicates that the other coil conductors, especially the coil conductors at the fifth to eighth turns, have almost no crossover magnetic flux. From this analysis result, it can be seen that the coil conductors on the outer and inner peripheral portions greatly contribute to the increase in the copper loss of the coil. In the case of a spiral coil, it is known that the crossover magnetic flux has a distribution as shown in FIG. Therefore, it is the principle of the present invention that the copper loss can be reduced by reducing the influence of the transition magnetic flux by narrowing the width of the coil conductor in the portion where the transition magnetic flux is large.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】図１はこの発明の実施の形態を説
明するための説明図であり、スパイラル状コイルの断面
図を示す。ここに、数字１〜１２はコイルの中心部（最
内周部）からの巻き（ターン）番号を示している。ま
た、ここでは積層型スパイラル形状のインダクタとし
て、例えば大きさが３ｍｍ角，ターン数１２，コイルと
コイル間隔幅２０μｍ，コイル中央部電極パッドの大き
さ２００×２００μｍ，コイル導体厚２７μｍのコイル
を用い、有限要素法を用いた電磁界解析を行なった結果
を示す。解析に用いたパラメータを下記表１に示す。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is an explanatory view for explaining an embodiment of the present invention, and shows a sectional view of a spiral coil. Here, numerals 1 to 12 indicate winding (turn) numbers from the center portion (innermost portion) of the coil. Here, as the laminated spiral-shaped inductor, for example, a coil having a size of 3 mm square, a number of turns of 12, a coil-to-coil interval width of 20 μm, a coil center electrode pad size of 200 × 200 μm, and a coil conductor thickness of 27 μm is used. The results of electromagnetic field analysis using the finite element method are shown. Table 1 below shows the parameters used in the analysis.
【００１４】 〔表１〕 導体の材質 Ｃｕ コイルの形状 スパイラル コイルのサイズ：Ｗ〔ｍｍ〕 ３．０ コイルの巻数：ｎ １２ 導体厚ｔc 〔μｍ〕 ２７ 導体の抵抗率ρc 〔μΩｃｍ〕 １．７２４ 磁性膜の材質 Ｃｏ−Ｈｆ−Ｔａ−Ｐｄ 磁性膜の厚さｔm ３ 磁性膜の比透磁率（上部）μs1 １５００ 磁性膜の比透磁率（下部）μs2 １０００ 磁性膜の抵抗率ρm 〔μΩｃｍ〕 １００ シリコンのサイズＷs 〔ｍｍ〕 ５．０ シリコンの厚さｔs 〔μｍ〕 ５４０ シリコンの抵抗率ρs 〔μΩｃｍ〕 ５．０×１０6 強制電流Ｉ〔Ａ〕 １．２１５ ダイボンディング 無[Table 1] Material of conductor Cu shape of coil Size of spiral coil: W [mm] 3.0 Number of turns of coil: n 12 Conductor thickness t c [μm] 27 Resistivity of conductor ρ c [μΩcm] 1 .724 resistivity of magnetic film material Co-Hf-Ta-Pd magnetic film having a thickness of t m 3 magnetic film relative permeability (upper) mu s1 1500 magnetic layer relative permeability (lower) mu s2 1000 magnetic film [rho m [μΩcm] 100 silicon size W s [mm] 5.0 thick silicon t s [μm] 540 resistivity of the silicon [rho s [μΩcm] 5.0 × 10 6 forced current I [a] 1. 215 No die bonding
【００１５】上記のような平面インダクタの場合、すべ
てのコイル導体で導体幅が一定であるとすると、そのコ
イル導体幅は９０μｍとなる。このときのコイル断面図
を図１（ｄ）に示し、その解析結果を＃ａとする。 〔実施例１〕図１（ａ）に示すように、ここでは、最外
周部と最内周部から数ターンのコイルの導体線幅を狭く
し、その他のコイルの導体線幅を広くすることで、コイ
ル導体線幅を２段階に変化させる。In the case of the planar inductor as described above, assuming that the conductor width is constant in all coil conductors, the coil conductor width is 90 μm. FIG. 1D shows a cross-sectional view of the coil at this time, and the analysis result is denoted by #a. [Embodiment 1] As shown in FIG. 1A, here, the conductor wire width of the coil of several turns from the outermost peripheral portion and the innermost peripheral portion is reduced, and the conductor wire width of the other coils is increased. Then, the coil conductor line width is changed in two stages.
【００１６】具体的には、コイルの１，２，１１，１２
ターン目のコイル線幅を４０μｍ、その他のコイル線幅
を１１５μｍとしたり（このときのインダクタ特性を＃
ｂとする）、または、コイルの１，２，１１，１２ター
ン目のコイル線幅を５０μｍ、その他のコイル線幅を１
１０μｍとすることができる（このときのインダクタ特
性を＃ｃとする）。図２に抵抗の＃ａに対する相対値
を、図３にＱ値の＃ａに対する相対値をそれぞれ示す。
図２からは、＃ｂ，＃ｃともに１ＭＨｚ以上で抵抗が＃
ａよりも減少し、図３からは１．５ＭＨｚ以上でＱ値が
ともに＃ａよりも大きくなることが分かる。Specifically, the coils 1, 2, 11, 12
The coil wire width at the turn is 40 μm, and the other coil wire widths are 115 μm.
b) or the coil wire width of the first, second, eleventh, and twelfth turns of the coil is 50 μm, and the other coil wire widths are 1
It can be 10 μm (the inductor characteristic at this time is #c). FIG. 2 shows the relative value of the resistor to #a, and FIG. 3 shows the relative value of the Q value to #a.
From FIG. 2, it is seen from FIG.
It can be seen from FIG. 3 that both Q values become larger than #a at 1.5 MHz or more.
【００１７】〔実施例２〕図１（ｂ）に示すように、こ
こでは、最外周部と最内周部から数ターンのコイルの導
体線幅を狭くし、その他のコイルの導体のうち最外周部
と最内周部から数ターンのコイル導体以外のコイル導体
線幅を広くすることで、コイル導体線幅を３段階に変化
させる。具体的には、コイルの１，２，１１，１２ター
ン目のコイル線幅を４０μｍ、５，６，７，８ターン目
のコイル線幅を１４０μｍ、その他のコイル線幅を９０
μｍにしたり（インダクタ特性を＃ｄとする）、コイル
の１，２，１１，１２ターン目のコイル線幅を４５μ
ｍ、５，６，７，８ターン目のコイル線幅を１３５μ
ｍ、その他のコイル線幅を９０μｍにしたり（インダク
タの特性を＃ｅとする）、コイルの１，２，１１，１２
ターン目のコイル線幅を５０μｍ、５，６，７，８ター
ン目のコイル線幅を１３０μｍ、その他のコイル線幅を
９０μｍにしたりできる（インダクタ特性を＃ｆとす
る）。図２，図３を参照すれば明らかなように、実施例
１の場合と同じく、＃ａの場合に比べて、＃ｄ，＃ｅ，
＃ｆのいずれの場合も１ＭＨｚ以上で抵抗が＃ａよりも
減少し、Ｑ値も１．５ＭＨｚ以上で＃ａよりも大きくな
ることが分かる。[Embodiment 2] As shown in FIG. 1 (b), here, the conductor wire width of the coil of several turns from the outermost and innermost portions is reduced, and The coil conductor line width is changed in three stages by increasing the coil conductor line width other than the coil conductor of several turns from the outer peripheral portion and the innermost peripheral portion. Specifically, the coil wire width at turns 1, 2, 11, 12 of the coil is 40 μm, the coil wire width at turns 5, 6, 7, 8 is 140 μm, and the other coil wire width is 90 μm.
μm (the inductor characteristic is #d), and the coil wire width at the first, second, eleventh, and twelfth turns of the coil is 45 μm.
m, 5,6,7,8 turn coil line width is 135μ
m, the other coil wire width is set to 90 μm (the characteristic of the inductor is #e), and the coils 1, 2, 11, 12
The coil wire width at the turn can be 50 μm, the coil wire width at the fifth, sixth, seventh and eighth turns can be 130 μm, and other coil wire widths can be 90 μm (the inductor characteristic is #f). As is clear from FIGS. 2 and 3, as in the case of the first embodiment, #d, #e,
In each case of #f, the resistance decreases from #a at 1 MHz or more, and the Q value becomes larger than #a at 1.5 MHz or more.
【００１８】〔実施例３〕図１（ｃ）のように、ここで
はコイルの導体線幅を、コイル導体を鎖交する磁束の密
度に応じて段階的に変化させる。このようにする根拠に
ついて、以下に説明する。ところで、外鉄型の薄膜イン
ダクタの場合、磁性膜中の垂直方向の磁束密度は図８に
示すような分布となるのは、上述した通りである。すな
わち、コイルを垂直に通過する磁束（渡り磁束）は、各
ターンごとに異なるが、図４に示すようなコイル導体１
１を流れる電流（強制電流）が１Ａ（アンペア）のと
き、或るターンについての渡り磁束の強さをＢｙとする
と、単位長さ当たりの等価抵抗Ｒｃ（ｆ）は、次の
（１）式のように表わされる。 Ｒｃ（ｆ）＝ρ／ｄｔc ＋ω2 Ｂｙ2 ｔc ｄ／２ρ …（１） ただし、ｔc はコイルの厚さ、ρはコイル導体材料の抵
抗率、ｄはコイル導体幅、ｆは周波数、ω＝２πｆであ
る。[Embodiment 3] As shown in FIG. 1 (c), the conductor line width of the coil is changed stepwise according to the density of the magnetic flux linking the coil conductor. The reason for this will be described below. As described above, in the case of a shell-type thin film inductor, the magnetic flux density in the vertical direction in the magnetic film has a distribution as shown in FIG. That is, the magnetic flux (crossover magnetic flux) passing vertically through the coil differs for each turn, but the coil conductor 1 shown in FIG.
When the current (forced current) flowing through 1 is 1 A (ampere) and the intensity of the cross magnetic flux for a certain turn is By, the equivalent resistance Rc (f) per unit length is expressed by the following equation (1). It is represented as Rc (f) = ρ / dt c + ω 2 By 2 t c d / 2ρ (1) where t c is the thickness of the coil, ρ is the resistivity of the coil conductor material, d is the coil conductor width, and f is the frequency , Ω = 2πf.
【００１９】上記（１）式を微分すると、抵抗の変化率
は、 ∂Ｒｃ／∂ｄ＝（ρ／ｄ2 ｔc ）＋（ω2 Ｂｙ2 ｔc ｄ2 ／４ρ）…（２） となる。したがって、抵抗が最小値をとるのは上記
（２）式の右辺＝０なる関係から、 ρ／ｄ2 ｔc ＋ω2 Ｂｙ2 ｔc ｄ2 ／４ρ＝０ …（３） となり、ｄ2 ＝２ρ／ωＢｙｔc より、 ｄ＝√（２ρ／ωＢｙｔc ）＝√（ρ／πｆＢｙｔc ） …（４） となる。When the above equation (1) is differentiated, the rate of change of resistance is as follows: ∂Rc / ∂d = (ρ / d 2 t c ) + (ω 2 By 2 t cd 2 / 4ρ) (2) Become. Therefore, resistance to a minimum value from the equation (2) of the right side = 0 the relationship, ρ / d 2 t c + ω 2 By 2 t c d 2 / 4ρ = 0 ... (3) next, d 2 = than 2ρ / ωByt c, a d = √ (2ρ / ωByt c ) = √ (ρ / πfByt c) ... (4).
【００２０】以上のことから、単位長さ当たりの銅損を
最小にする最適コイル導体幅ｄは、使用する周波数ｆと
渡り磁束の強さをＢｙに依存することが分かる。つま
り、周波数が決定されれば、Ｂｙのみに依存するという
ことである。これを各ターンについて行なうことで、各
ターン当たりのコイル導体幅を最適化し、各ターン当た
りの銅損を最小にすることで、渡り磁束によるコイルの
銅損の増加を最小に抑えることができる。なお、上記で
は、大きさが３ｍｍ角，ターン数１２，コイルとコイル
間隔幅２０μｍ，コイル中央部電極パッドの大きさ２０
０×２００μｍ，コイル導体厚２７μｍのコイルを例と
して用いたが、ターン数，コイルの大きさ，電極パッド
の大きさ，コイル導体厚などが変化しても上記と同様の
関係が成立するのは勿論である。From the above, it is understood that the optimum coil conductor width d for minimizing the copper loss per unit length depends on the frequency f used and the strength of the magnetic flux passing over by By. That is, if the frequency is determined, it depends only on By. By performing this for each turn, the coil conductor width for each turn is optimized, and the copper loss for each turn is minimized, whereby an increase in the copper loss of the coil due to the crossover magnetic flux can be minimized. In the above description, the size is 3 mm square, the number of turns is 12, the gap between the coil and the coil is 20 μm, and the size of the electrode pad in the center of the coil is 20 mm.
Although a coil having a size of 0 × 200 μm and a coil conductor thickness of 27 μm is used as an example, the same relation as described above holds even when the number of turns, the size of the coil, the size of the electrode pad, the coil conductor thickness, etc. change. Of course.
【００２１】[0021]
【発明の効果】この発明によれば、コイルを垂直に鎖交
する渡り磁束の分布に応じて、コイル導体幅を変化させ
るようにしたので、高周波領域におけるコイルの抵抗
（銅損）を低減させることができ、Ｑ値の高いインダク
タを得ることができる利点が得られる。また、この発明
はインダクタだけでなく、トランスなどの他の磁気素子
を平面型，薄膜で形成するときにも適用することができ
る。According to the present invention, the coil conductor width is changed in accordance with the distribution of the crossing magnetic flux which vertically interlinks the coil, so that the coil resistance (copper loss) in the high frequency region is reduced. Therefore, there is obtained an advantage that an inductor having a high Q value can be obtained. In addition, the present invention can be applied to a case where other magnetic elements such as a transformer as well as an inductor are formed of a flat type and a thin film.
【図１】この発明の実施の形態を説明する説明図であ
る。FIG. 1 is an explanatory diagram illustrating an embodiment of the present invention.
【図２】この発明による抵抗の電磁界解析結果の説明図
である。FIG. 2 is an explanatory diagram of an electromagnetic field analysis result of a resistor according to the present invention.
【図３】この発明によるＱ値の電磁界解析結果の説明図
である。FIG. 3 is an explanatory diagram of an electromagnetic field analysis result of a Q value according to the present invention.
【図４】この発明の実施例での計算に用いるコイルを示
す模式図である。FIG. 4 is a schematic diagram showing a coil used for calculation in the embodiment of the present invention.
【図５】積層平面型インダクタの一般的な例を示す構造
図である。FIG. 5 is a structural diagram showing a general example of a laminated planar inductor.
【図６】積層平面型コイルの抵抗，インダクタンスの周
波数特性説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram of frequency characteristics of resistance and inductance of a laminated planar coil.
【図７】積層平面型コイルにおける渡り磁束の電磁界解
析結果の説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of an electromagnetic field analysis result of a crossover magnetic flux in a laminated planar coil.
【図８】積層平面型インダクタの渡り磁束分布図であ
る。FIG. 8 is a distribution diagram of a transition magnetic flux of the laminated planar inductor.
１…平面コイル、１１…コイル導体、２（２１，２２）
…絶縁膜、３１，３２…磁性膜。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Planar coil, 11 ... Coil conductor, 2 (21, 22)
... insulating films, 31, 32 ... magnetic films.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 江戸 雅晴 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continued on the front page (72) Inventor Masaharu Edo 1-1, Tanabe-Nitta, Kawasaki-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa Prefecture Inside Fuji Electric Co., Ltd.
Claims (3)
磁性体を積層して構成される平面型磁気素子において、 前記コイルの導体線幅を、コイル導体を鎖交する磁束の
密度に応じて段階的に変化させることを特徴とする平面
型磁気素子。1. A planar magnetic element formed by laminating a spiral planar coil, an insulator and a soft magnetic material, wherein a conductor line width of the coil is stepwise changed according to a density of a magnetic flux interlinking the coil conductor. A planar magnetic element characterized by being changed to:
磁性体を積層して構成される平面型磁気素子において、 最外周部と最内周部から数ターンのコイルの導体線幅を
狭くし、その他のコイルの導体線幅を広くすることで、
コイル導体線幅を２段階に変化させることを特徴とする
平面型磁気素子。2. A planar magnetic element formed by laminating a spiral planar coil, an insulator and a soft magnetic material, wherein the conductor wire width of the coil is reduced by several turns from the outermost and innermost portions. By increasing the conductor wire width of the coil
A flat type magnetic element wherein a coil conductor line width is changed in two stages.
磁性体を積層して構成される平面型磁気素子において、 最外周部と最内周部から数ターンのコイルの導体線幅を
狭くし、その他のコイルの導体のうち最外周部と最内周
部から数ターンのコイル導体以外のコイル導体線幅を広
くすることで、コイル導体線幅を３段階に変化させるこ
とを特徴とする平面型磁気素子。3. A planar magnetic element formed by laminating a spiral planar coil, an insulator and a soft magnetic material, wherein the conductor wire width of the coil is reduced by several turns from the outermost and innermost portions. A planar magnetic device characterized in that the coil conductor line width is changed in three stages by widening the coil conductor line width other than the coil conductor of a few turns from the outermost peripheral portion and the innermost peripheral portion of the coil conductor. element.
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|---|---|---|---|
| JP9188823A JPH1140438A (en) | 1997-07-15 | 1997-07-15 | Planar magnetic element |
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| JPH1140438A true JPH1140438A (en) | 1999-02-12 |
Family
ID=16230454
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| JP (1) | JPH1140438A (en) |
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