JPH11274871A - Variable gain amplifier circuit - Google Patents

Variable gain amplifier circuit

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JPH11274871A
JPH11274871A JP10092603A JP9260398A JPH11274871A JP H11274871 A JPH11274871 A JP H11274871A JP 10092603 A JP10092603 A JP 10092603A JP 9260398 A JP9260398 A JP 9260398A JP H11274871 A JPH11274871 A JP H11274871A
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve a wide gain variation of more than 40dB with a variable gain amplifier circuit while using a current operation type differential amplifier. SOLUTION: The current operation type differential amplifier is composed of transistors Q0 , Q1 and Q2 . The transistor Q1 has a collector connected to a first power supply terminal and a base to which a control voltage VcCNTI is applied, the transistor Q2 has a collector connected to an output terminal OUT and a base to which a control voltage VCNT2 is applied, and the transistor Q0 has a collector connected to the emitters of the transistors Q1 and Q2 , base connected to an input terminal IN and emitter connected to a ground terminal GND. A negative feedback circuit 1 is connected between the collector and base of the transistor Q1 . The negative feedback circuit 1 is a forward negative feedback circuit to maximize the negative feedback amount of the negative feedback circuit 1 when the difference of control voltages VCNT1 and VCNT2 is maximum.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は高周波送受信回路、
特に、その可変利得増幅回路に関する。
TECHNICAL FIELD The present invention relates to a high-frequency transmitting / receiving circuit,
In particular, it relates to the variable gain amplifier circuit.

【0002】携帯電話端末に代表される高周波送受信回
路は、場所を移動しながら基地局との間で高周波無線で
やりとりをする。従って、端末と基地局との距離が変化
するので、送信レベルを可変にしなければならない。こ
のため、可変利得増幅回路が高周波送受信回路の送信ブ
ロックに挿入される。また、可変利得増幅回路の利得が
可変となるので、送信ブロックの前後における信号レベ
ルのばらつきの相殺も期待される。このような可変利得
増幅回路の利得可変量は40dB以上の広い範囲が要求
される。
2. Description of the Related Art A high-frequency transmission / reception circuit typified by a portable telephone terminal exchanges radio waves with a base station while moving from place to place. Therefore, since the distance between the terminal and the base station changes, the transmission level must be made variable. For this reason, the variable gain amplifier circuit is inserted into the transmission block of the high frequency transmission / reception circuit. Further, since the gain of the variable gain amplifying circuit is variable, it is expected that signal level variations before and after the transmission block are offset. The variable gain amount of such a variable gain amplifier circuit requires a wide range of 40 dB or more.

【0003】図3は高周波送信回路の一例を示す。図3
において、31は変調器からの信号を増幅する増幅器、
32は増幅器31からの信号に局部発振器からの信号を
加える周波数アップコンバータ、33は利得制御電圧V
CNT により利得が可変とされる可変利得増幅回路、34
はドライバ増幅器、35は送信電力増幅器、36はアン
テナ装置である。
FIG. 3 shows an example of a high-frequency transmission circuit. FIG.
In 31, an amplifier for amplifying a signal from the modulator,
32 is a frequency up-converter for adding a signal from a local oscillator to a signal from the amplifier 31, and 33 is a gain control voltage V
Variable gain amplifier circuit whose gain is variable by CNT , 34
Is a driver amplifier, 35 is a transmission power amplifier, and 36 is an antenna device.

【0004】図4は第1の従来の可変利得増幅回路であ
って、電流操作型を示す(参照:NECアプリケーショ
ンノートμPC8119T、μPC8120T)。図4
においては、トランジスタQ0、Q1、Q2よりなる差動
増幅器にトランジスタQ3、Q4よりなる電流制御トラン
ジスタ回路を縦積みしたものである。これにより、電流
制御トランジスタ回路(Q3、Q4)によってトランジス
タQ1、Q2に流れる電流配分を可変とする。出力端子O
UTはトランジスタQ2 のオープンコレクタとなってお
り、外付け受動素子であるインダクタンスL0及びキャ
パシタンスC0でマッチング回路を構成する。この場
合、出力端子OUTのバイアスとしてインダクタンスL
0を介して電源電圧VCCが印加されている。なお、図4
において、R0、R1、R2は抵抗、C1、C2はキャパシ
タである。
FIG. 4 shows a first conventional variable gain amplifier circuit of the current operation type (see NEC application notes μPC8119T and μPC8120T). FIG.
In this case, a current control transistor circuit composed of transistors Q 3 and Q 4 is vertically stacked on a differential amplifier composed of transistors Q 0 , Q 1 and Q 2 . As a result, the current control transistor circuits (Q 3 , Q 4 ) make the current distribution to the transistors Q 1 , Q 2 variable. Output terminal O
UT is an open collector of the transistor Q 2, constitutes a matching circuit with an inductance L 0 and the capacitance C 0 is external passive element. In this case, the inductance L is used as the bias of the output terminal OUT.
The power supply voltage V CC is applied via 0 . FIG.
, R 0 , R 1 and R 2 are resistors, and C 1 and C 2 are capacitors.

【0005】図4においては、最小利得時に、トランジ
スタQ4 に流れる電流が最大となり、この結果、トラン
ジスタQ4 のコレクタであるVCC端子の外付け素子がト
ランジスタQ4 の負荷として作用する。従って、VCC
子からの高周波信号がインダクタンスL0を介して洩れ
て出力端子OUTに現われる。このため、VCC端子と制
御電圧VCNT1の端子との間に帰還容量を挿入し、その外
側に直列インダクタ及び2個の並列キャパシタよりなる
π型回路を挿入し、上述の高周波信号の出力端子OUT
への回り込みを防止する。
[0005] In Figure 4, when the minimum gain, a current flowing through the transistor Q 4 is maximized, this result, external elements of the V CC terminal is the collector of the transistor Q 4 acts as a load transistor Q 4. Therefore, a high-frequency signal from the V CC terminal leaks through the inductance L 0 and appears at the output terminal OUT. For this reason, a feedback capacitor is inserted between the V CC terminal and the terminal of the control voltage V CNT1 , and a π-type circuit including a series inductor and two parallel capacitors is inserted outside the feedback capacitor, and the output terminal of the above-described high-frequency signal is output. OUT
To prevent sneaking around.

【0006】次に、図4の回路動作を説明すると、トラ
ンジスタQ0を流れる回路電流I0は、VCC端子から流れ
る電流I1、I3、I4と出力端子OUTから流れる電流
2との和であって一定である。従って、制御電圧V
CNT1、VCNT2を変化させると、電流I2が変化し、この
結果、最大利得時(最小減衰時)に最大となり、逆に、
最小利得時(最大減衰時)に最小となる。一般に、図4
の可変利得増幅回路の利得可変量は、IGHz帯で30
〜40dBである。
Next, the circuit operation of FIG. 4 will be described. The circuit current I 0 flowing through the transistor Q 0 is composed of the currents I 1 , I 3 and I 4 flowing from the V CC terminal and the current I 2 flowing from the output terminal OUT. And is constant. Therefore, the control voltage V
Changing the CNT1, V CNT2, current I 2 is changed, this results, becomes maximum at the maximum gain (at minimum attenuation), conversely,
It becomes minimum at the time of minimum gain (at the time of maximum attenuation). Generally, FIG.
The variable gain amount of the variable gain amplifying circuit of FIG.
4040 dB.

【0007】図5は第2の従来の可変利得増幅回路であ
って、GaAsによる可変負帰還型カスケード電界効果
トランジスタ(FET)を用いたものである。図5にお
いて、カスケード接続された増幅用FET51、52、
FETバリスタ53、位相回り抑圧キャパシタ54及び
直流カット用キャパシタ55を設けてある。FETバリ
スタ53はそのソース・ドレイン電圧を同一にし、これ
より低い制御電圧VCNTによりそのチャネル抵抗を広い
範囲で変化させる。このFETバリスタ53は直流カッ
ト用キャパシタ55を介してカスケード接続された増幅
用FET51、52に接続され、負帰還回路を構成して
いる。位相回り抑圧キャパシタ54は、FETバリスタ
53のゲートと接地との間に接続され、FETバリスタ
53の寄生容量による帰還路位相回りを抑圧して安定な
動作を確信するものであり、たとえば10pF程度であ
る。
FIG. 5 shows a second conventional variable gain amplifying circuit using a variable negative feedback cascade field effect transistor (FET) made of GaAs. In FIG. 5, cascaded amplification FETs 51, 52,
An FET varistor 53, a phase rotation suppressing capacitor 54, and a DC cut capacitor 55 are provided. The FET varistor 53 makes its source-drain voltage the same, and changes its channel resistance over a wide range with a lower control voltage VCNT . The FET varistor 53 is connected to the cascaded amplifying FETs 51 and 52 via a DC cut capacitor 55 to form a negative feedback circuit. The phase rotation suppressing capacitor 54 is connected between the gate of the FET varistor 53 and the ground, and suppresses the phase rotation of the feedback path due to the parasitic capacitance of the FET varistor 53 to ensure stable operation. is there.

【0008】図5においては、FETバリスタ53の抵
抗値が最小のときに、増幅用FET51、52に強い負
帰還が生じ、最小利得状態(最大減衰状態)となる。こ
のとき、入力端子INの入力信号とFETバリスタ53
による帰還信号とが逆相で打消し合うので、増幅用FE
T51のゲートに入力される高周波信号レベルは低くな
る。従って、増幅用FET51、52の利得が一定であ
っても小信号動作をするために出力信号レベルは小さく
なり、全体としての利得は最小となる。一般に、図5の
可変利得増幅回路の利得可変量は、IGHz帯で15〜
20dBである。
In FIG. 5, when the resistance value of the FET varistor 53 is minimum, strong negative feedback occurs in the amplifying FETs 51 and 52, and the amplifier enters a minimum gain state (maximum attenuation state). At this time, the input signal of the input terminal IN and the FET varistor 53
FE for amplification is canceled because the feedback signal by
The high-frequency signal level input to the gate of T51 becomes low. Therefore, even if the gains of the amplifying FETs 51 and 52 are constant, the output signal level becomes small to perform the small signal operation, and the overall gain becomes minimum. Generally, the variable gain of the variable gain amplifier circuit of FIG.
20 dB.

【0009】[0009]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
第1の従来の可変利得増幅回路では、シリコン集積回路
技術を用いて製造できるので製造コストを低減できるも
のの、40dB以上の広い利得可変量を達成することが
できないという課題がある。他方、上述の第2の従来の
可変利得増幅回路では、カスケード接続の増幅FET段
を3〜4段結合することにより40dB以上の広い利得
可変量を達成することができるが、この場合、GaAs
集積回路による製造コストが上昇するという課題があ
る。
However, in the above-mentioned first conventional variable gain amplifying circuit, although the manufacturing cost can be reduced because it can be manufactured by using the silicon integrated circuit technology, a wide variable gain of 40 dB or more is achieved. There is a problem that cannot be done. On the other hand, in the above-described second conventional variable gain amplifier circuit, a wide gain variable amount of 40 dB or more can be achieved by coupling three to four cascade-connected amplification FET stages.
There is a problem that the manufacturing cost of the integrated circuit increases.

【0010】[0010]

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明は、電流操作型差動増幅器を用いて可変利
得増幅回路において、差動増幅器の非出力側に、最小利
得時に差動増幅器の入出力位相が同相となるように負帰
還回路を接続したものである。
SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, the present invention provides a variable gain amplifying circuit using a current-operated differential amplifier. A negative feedback circuit is connected so that the input and output phases of the dynamic amplifier are in phase.

【0011】また、負帰還回路は、差動増幅器の制御電
圧差が最大ときに負帰還回路の負帰還量が最大となるフ
ォワード型負帰還回路、もしくは差動増幅器の制御電圧
差が最小ときに負帰還回路の負帰還量が最大となるリバ
ース型負帰還回路である。
The negative feedback circuit is a forward type negative feedback circuit in which the amount of negative feedback of the negative feedback circuit is maximum when the control voltage difference of the differential amplifier is maximum, or when the control voltage difference of the differential amplifier is minimum. This is a reverse type negative feedback circuit in which the amount of negative feedback of the negative feedback circuit is maximized.

【0012】[0012]

【発明の実施の形態】図1は本発明に係る可変利得増幅
回路の第1の実施の形態を示す。図1においては、図4
のトランジスタQ3、Q4、抵抗R1、R2を削除し、制御
電圧VOUT1、VOUT2をトランジスタQ1、Q2の各ベース
に直接印加し、VCC端子とトランジスタQ1のベースと
の間に、ピンダイオードD、キャパシタC3、C4、イン
ダクタンスL1及び抵抗R3よりなるフォワード制御型負
帰還回路1を接続したものである。
FIG. 1 shows a first embodiment of a variable gain amplifier circuit according to the present invention. In FIG. 1, FIG.
Transistors Q 3, Q 4, remove the resistor R 1, R 2, a control voltage V OUT1, V OUT2 directly applied to the bases of the transistors Q 1, Q 2, and the base of the V CC terminal of transistor Q 1 A forward control type negative feedback circuit 1 consisting of a pin diode D, capacitors C 3 and C 4 , an inductance L 1 and a resistor R 3 is connected between them.

【0013】図1においては、入力端子INの入力信号
に対する各部の位相は次のようになる。 トランジスタQ1のコレクタ電流I1:同相 トランジスタQ2のコレクタ電流I2:逆相 トランジスタQ2のベース電流:同相
In FIG. 1, the phase of each part with respect to the input signal at the input terminal IN is as follows. The collector current of the transistor Q 1 I 1: phase transistor Q 2 of the collector current I 2: reversed-phase transistor Q 2 of the base current: phase

【0014】従って、フォワード型負帰還回路1により
トランジスタQ1のコレクタの同相出力をそのベースに
負帰還させることによりトランジスタQ1、Q2の両ベー
ス入力を同相とすることができる。
[0014] Accordingly, it is possible to phase both base input of the transistor Q 1, Q 2 by the forward type negative feedback circuit 1 for negative feedback common mode output of the collector of the transistor Q 1 to the base.

【0015】なお、図5の可変利得増幅回路における負
帰還回路であるFETバリスタ53は負帰還量を制御し
て位相の打消し度合いを可変にし、これにより、利得を
可変にする。これに対し、図1のフォワード型負帰還回
路1は、利得の可変を目的とするのではなく、差動増幅
器(Q0、Q1、Q2)の同相利得が片側利得よりもたと
えば20dB小さくするようにして最小利得値を低下さ
せ、これにより、利得可変量を広くするものである。
The FET varistor 53, which is a negative feedback circuit in the variable gain amplifier circuit of FIG. 5, controls the amount of negative feedback to make the degree of phase cancellation variable, thereby making the gain variable. On the other hand, the forward-type negative feedback circuit 1 of FIG. 1 does not aim to change the gain, but the common-mode gain of the differential amplifier (Q 0 , Q 1 , Q 2 ) is, for example, 20 dB smaller than the one-side gain. In this way, the minimum gain value is reduced, thereby increasing the gain variable amount.

【0016】より詳細には、差動増幅器(Q0、Q1、Q
2)の差動利得、同相入力の利得、片側利得には次の関
係がある。 差動利得=片側利得×2 差動利得/同相利得=RE/re 従って、 同相利得=片側利得×2re/RE ただし、reはトランジスタQ1、Q2のエミッタ抵抗で
あってエミッタ電流を1mAとすればたとえば52Ω、
EはトランジスタQ1、Q2のエミッタと接地端子GN
Dとの間の抵抗であって通常数kΩである。
More specifically, the differential amplifiers (Q 0 , Q 1 , Q
2 ) The following relationship exists between the differential gain, common-mode input gain, and one-sided gain. Thus differential gain = unilateral gain × 2 differential gain / phase gain = R E / r e, but phase gain = unilateral gain × 2r e / R E, r e is an emitter resistor of the transistor Q 1, Q 2 If the emitter current is 1 mA, for example, 52Ω,
RE is the emitter of transistors Q 1 and Q 2 and ground terminal GN
D, which is usually several kΩ.

【0017】ここで、トランジスタQ1、Q2のエミッタ
電流を2mAとしてもre=52Ωであり、仮にRE=1
kΩとすれば、 2re/RE=0.1 従って、対数表示をとると、 同相利得(dB) =片側利得(dB)+20log(2re/RE) =片側利得(dB)+20log0.1 =片側利得(dB)−20dB 従って、最小利得時に差動入力が同相であれば、最大利
得と最小利得との比である利得可変量は約20dB広く
することができる。
[0017] In this case, is also a r e = 52Ω the emitter current of the transistor Q 1, Q 2 as 2mA, if R E = 1
if kΩ, 2r e / R E = 0.1 Therefore, taking the logarithm, common mode gain (dB) = one gain (dB) + 20log (2r e / R E) = one gain (dB) + 20log0.1 = One-sided gain (dB)-20 dB Therefore, if the differential input is in phase at the minimum gain, the gain variable amount, which is the ratio between the maximum gain and the minimum gain, can be increased by about 20 dB.

【0018】図1のフォワード型負帰還回路1は、上述
の差動入出力の位相の相違を利用して最小利得時に同相
入力となるようにしたものである。つまり、位相差が大
きくなると直列の高周波抵抗分が小さくなる現象を利用
する。図1においては、制御電圧VCNT1、VCNT2の差Δ
Vを最大にしたときに、ピンダイオードDのアノード・
カソード間の電位差が最大となり、負帰還量が最大とな
る。これにより、可変利得増幅回路の利得は理論的な同
相利得値に近づき、片側利得に比べて最小利得が最大2
0dB低下する。従って、30〜40dBであった利得
可変量が50dB程度まで拡げることができる。
The forward-type negative feedback circuit 1 shown in FIG. 1 uses the above-described difference in the phase of the differential input / output so that the input becomes the in-phase input at the minimum gain. That is, a phenomenon is used in which the series high-frequency resistance decreases as the phase difference increases. In FIG. 1, the difference Δ between the control voltages V CNT1 and V CNT2 is shown.
When V is maximized, the anode of pin diode D
The potential difference between the cathodes becomes maximum, and the amount of negative feedback becomes maximum. As a result, the gain of the variable gain amplifying circuit approaches the theoretical common-mode gain value, and the minimum gain is 2 max.
0 dB is reduced. Therefore, the variable gain from 30 to 40 dB can be expanded to about 50 dB.

【0019】図2は本発明に係る第2の可変利得増幅回
路の実施の形態を示す。図2においては、図1のフォワ
ード型負帰還回路1の代りに、ピンダイオードD及びキ
ャパシタC4によりリバース制御型負帰還回路2を設け
てある。図2においては、制御電圧VCNT1、VCNT2の差
ΔVを最小にしたときに、ピンダイオードDのアノード
・カソード間の電位差が最大となり、負帰還量が最大と
なる。これにより、可変利得増幅回路の利得は理論的な
同相利得値に近づき、片側利得に比べて最小利得が最大
20dB低下する。従って、30〜40dBであった利
得可変量が50dB程度まで拡げることができる。
FIG. 2 shows an embodiment of the second variable gain amplifier circuit according to the present invention. In Figure 2, instead of the forward type negative feedback circuit 1 of FIG. 1, the pin diode D and the capacitor C 4 is provided with a reverse control type negative feedback circuit 2. In FIG. 2, when the difference ΔV between the control voltages V CNT1 and V CNT2 is minimized, the potential difference between the anode and the cathode of the pin diode D is maximized, and the amount of negative feedback is maximized. As a result, the gain of the variable gain amplifier circuit approaches the theoretical common-mode gain value, and the minimum gain is reduced by a maximum of 20 dB as compared with the one-sided gain. Therefore, the variable gain from 30 to 40 dB can be expanded to about 50 dB.

【0020】[0020]

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、広
い利得可変量を達成でき、しかもシリコン集積回路技術
によって製造できるので製造コストの上昇を招くことな
い。
As described above, according to the present invention, a wide variable gain can be achieved, and the manufacturing cost is not increased because it can be manufactured by silicon integrated circuit technology.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明に係る可変利得増幅回路の第1の実施の
形態を示す回路図である。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a variable gain amplifier circuit according to the present invention.

【図2】本発明に係る可変利得増幅回路の第1の実施の
形態を示す回路図である。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a first embodiment of the variable gain amplifier circuit according to the present invention.

【図3】高周波送受信回路の送信ブロックの回路図であ
る。
FIG. 3 is a circuit diagram of a transmission block of the high-frequency transmission / reception circuit.

【図4】第1の従来の可変利得増幅回路を示す回路図で
ある。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a first conventional variable gain amplifier circuit.

【図5】第2の従来の可変利得増幅回路を示す回路図で
ある。
FIG. 5 is a circuit diagram showing a second conventional variable gain amplifier circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1…フォワード制御型負帰還回路 2…リバース制御型負帰還回路 31…増幅器 32…高周波アップコンバータ 33…可変利得増幅器 34…ドライバ増幅器 35…送信電力増幅器 36…アンテナ装置 51、52…増幅用FET 53…FETバリスタ 54…位相回り抑圧キャパシタ 55…直流カット用キャパシタ Q0、Q1、Q2…差動増幅器用トランジスタDESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Forward control type negative feedback circuit 2 ... Reverse control type negative feedback circuit 31 ... Amplifier 32 ... High frequency up converter 33 ... Variable gain amplifier 34 ... Driver amplifier 35 ... Transmission power amplifier 36 ... Antenna device 51, 52 ... Amplification FET 53 ... FET varistor 54 ... Phase rotation suppression capacitor 55 ... DC cut capacitor Q 0 , Q 1 , Q 2 ... Differential amplifier transistor

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 電流操作型差動増幅器(Q0、Q1
2)を用いて可変利得増幅回路において、 前記差動増幅器の非出力側に、最小利得時に前記差動増
幅器の入出力位相が同相となるように負帰還回路(1、
2)を接続したことを特徴とする可変利得増幅回路。
1. A current-operated differential amplifier (Q 0 , Q 1 ,
In the variable gain amplifier circuit using Q 2 ), a negative feedback circuit (1, 2 ) is provided on the non-output side of the differential amplifier so that the input and output phases of the differential amplifier are in phase at the minimum gain.
2. A variable gain amplifier circuit according to (2).
【請求項2】 前記負帰還回路は、前記差動増幅器の制
御電圧差が最大ときに前記負帰還回路の負帰還量が最大
となるフォワード型負帰還回路である請求項1に記載の
可変利得増幅回路。
2. The variable gain according to claim 1, wherein the negative feedback circuit is a forward type negative feedback circuit in which the amount of negative feedback of the negative feedback circuit is maximum when the control voltage difference of the differential amplifier is maximum. Amplifier circuit.
【請求項3】 前記負帰還回路は、前記差動増幅器の制
御電圧差が最小ときに前記負帰還回路の負帰還量が最大
となるリバース型負帰還回路である請求項1に記載の可
変利得増幅回路。
3. The variable gain according to claim 1, wherein the negative feedback circuit is a reverse type negative feedback circuit in which the amount of negative feedback of the negative feedback circuit becomes maximum when the control voltage difference of the differential amplifier is minimum. Amplifier circuit.
【請求項4】 第1、第2の電源端子(VCC、GND)
と、 入力端子(IN)と、 出力端子(OUT)と、 前記第1の電源端子に接続されたコレクター及び第1の
制御電圧(VCNT1)が印加されたベースを有する第1の
トランジスタ(Q1)と、 前記出力端子に接続されたコレクタ及び第2の制御電圧
(VCNT2)が印加されたベースを有する第2のトランジ
スタ(Q2)と、 前記第1、第2のトランジスタのエミッタに接続された
コレクタ、前記入力端子に接続されたベース及び前記第
2の電源端子に接続されたエミッタを有する第3のトラ
ンジスタ(Q0)と、 前記第1のトランジスタのコレクタとベースとの間に接
続された負帰還回路(1、2)とを具備する可変利得増
幅回路。
4. First and second power supply terminals (V CC , GND)
An input terminal (IN); an output terminal (OUT); a first transistor (Q) having a collector connected to the first power supply terminal and a base to which a first control voltage (V CNT1 ) is applied. 1 ), a second transistor (Q 2 ) having a collector connected to the output terminal and a base to which a second control voltage (V CNT2 ) is applied, and an emitter of the first and second transistors. A third transistor (Q 0 ) having a connected collector, a base connected to the input terminal, and an emitter connected to the second power supply terminal, between a collector and a base of the first transistor; A variable gain amplifier circuit comprising a negative feedback circuit (1, 2) connected thereto.
【請求項5】 前記負帰還回路は、前記第1、第2の制
御電圧の差が最大ときに前記負帰還回路の負帰還量が最
大となるフォワード型負帰還回路である請求項4に記載
の可変利得増幅回路。
5. The negative feedback circuit according to claim 4, wherein the negative feedback circuit is a forward type negative feedback circuit in which the amount of negative feedback of the negative feedback circuit is maximum when the difference between the first and second control voltages is maximum. Variable gain amplifier circuit.
【請求項6】 前記負帰還回路は、前記第1、第2の制
御電圧の差が最小ときに前記負帰還回路の負帰還量が最
大となるリバース型負帰還回路である請求項4に記載の
可変利得増幅回路。
6. The negative feedback circuit according to claim 4, wherein the negative feedback circuit is a reverse type negative feedback circuit in which the amount of negative feedback of the negative feedback circuit becomes maximum when the difference between the first and second control voltages is minimum. Variable gain amplifier circuit.
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