JPH11274841A - 人体の影響を低減する携帯用電話機のアンテナ回路及びその最適化方法 - Google Patents
人体の影響を低減する携帯用電話機のアンテナ回路及びその最適化方法Info
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- JPH11274841A JPH11274841A JP10367696A JP36769698A JPH11274841A JP H11274841 A JPH11274841 A JP H11274841A JP 10367696 A JP10367696 A JP 10367696A JP 36769698 A JP36769698 A JP 36769698A JP H11274841 A JPH11274841 A JP H11274841A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 人体の影響による携帯用電話機のアンテナの
性能低下を低減し、アンテナの長さを短縮するアンテナ
回路及びその最適化方法を提供する。 【解決手段】 ＲＦモジュール１０（第１インピーダン
ス）とアンテナＡＮＴ（第２インピーダンス）とＲＦモ
ジュールアンテナ間に接続されインピーダンスをマッチ
ングするマッチング回路３０とを備えるアンテナ回路最
適化方法であり、スミスチャートでアンテナの実抵抗成
分値とＲＦモジュールの実抵抗成分値を探してアンテナ
の実抵抗成分値を第１ポイントとして指定し、ＲＦモジ
ュールの実抵抗成分値を第２ポイントとして指定する行
程、第１ポイントを第２ポイントに移動するための並列
キャパシタンス値と直列インダクタンス値をスミスチャ
ートのアドミタンスチャートとインピーダンスチャート
でそれぞれ求める行程、求められたインダクタをＲＦモ
ジュールとアンテナとの間に接続し、求められたキャパ
シタをアンテナと接地端との間にインダクタに対して並
列接続する行程を行う。
性能低下を低減し、アンテナの長さを短縮するアンテナ
回路及びその最適化方法を提供する。 【解決手段】 ＲＦモジュール１０（第１インピーダン
ス）とアンテナＡＮＴ（第２インピーダンス）とＲＦモ
ジュールアンテナ間に接続されインピーダンスをマッチ
ングするマッチング回路３０とを備えるアンテナ回路最
適化方法であり、スミスチャートでアンテナの実抵抗成
分値とＲＦモジュールの実抵抗成分値を探してアンテナ
の実抵抗成分値を第１ポイントとして指定し、ＲＦモジ
ュールの実抵抗成分値を第２ポイントとして指定する行
程、第１ポイントを第２ポイントに移動するための並列
キャパシタンス値と直列インダクタンス値をスミスチャ
ートのアドミタンスチャートとインピーダンスチャート
でそれぞれ求める行程、求められたインダクタをＲＦモ
ジュールとアンテナとの間に接続し、求められたキャパ
シタをアンテナと接地端との間にインダクタに対して並
列接続する行程を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯用電話機のア
ンテナ回路に関する。
ンテナ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、セルラーフォンやコードレスフ
ォン子機などの携帯用電話機のアンテナ回路には、ヘリ
カルアンテナ(Helical Antenna)、λ／４アンテナ、λ
／２ダイポールアンテナ、λ／２モノポールアンテナな
どが用いられる。ただしヘリカルアンテナは、インダク
タンス成分が高いので熱として消耗される電力量が多く
アンテナ特性としては劣るため、現在携帯用電話機のア
ンテナには殆ど使用されていない。
ォン子機などの携帯用電話機のアンテナ回路には、ヘリ
カルアンテナ(Helical Antenna)、λ／４アンテナ、λ
／２ダイポールアンテナ、λ／２モノポールアンテナな
どが用いられる。ただしヘリカルアンテナは、インダク
タンス成分が高いので熱として消耗される電力量が多く
アンテナ特性としては劣るため、現在携帯用電話機のア
ンテナには殆ど使用されていない。
【０００３】携帯用電話機に用いられる上記のようなア
ンテナは、人体に対して漏電を引き起こす。ここで漏電
とは、使用者が携帯用電話機を自分の身体、特に耳に安
定させたときに身体に電流が流れ出る現象をさす。図１
Ａ〜Ｃに示すように、このような漏電電流量が大きいほ
ど、アンテナの特性を決定する定在波比（ＳＷＲ：Stan
ding Wave Ratio）が増加し、携帯用電話機の通信可能
な領域は狭められることになる。図１Ａ〜Ｃを参照する
と、漏電電流量は、λ／４アンテナ（図１Ａ）、λ／２
ダイポールアンテナ（図１Ｃ）、λ／２モノポールアン
テナ（図１Ｂ）の順に大きく、原理的にはλ／２モノポ
ールアンテナを用いる携帯用電話機が最も広い通信領域
を提供することができることになる。従って、多くの携
帯用電話機にλ／２モノポールアンテナが用いられてい
る。
ンテナは、人体に対して漏電を引き起こす。ここで漏電
とは、使用者が携帯用電話機を自分の身体、特に耳に安
定させたときに身体に電流が流れ出る現象をさす。図１
Ａ〜Ｃに示すように、このような漏電電流量が大きいほ
ど、アンテナの特性を決定する定在波比（ＳＷＲ：Stan
ding Wave Ratio）が増加し、携帯用電話機の通信可能
な領域は狭められることになる。図１Ａ〜Ｃを参照する
と、漏電電流量は、λ／４アンテナ（図１Ａ）、λ／２
ダイポールアンテナ（図１Ｃ）、λ／２モノポールアン
テナ（図１Ｂ）の順に大きく、原理的にはλ／２モノポ
ールアンテナを用いる携帯用電話機が最も広い通信領域
を提供することができることになる。従って、多くの携
帯用電話機にλ／２モノポールアンテナが用いられてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、λ／２
モノポールアンテナを使用した場合であっても、人体に
よる影響で定在波比が増加するのでアンテナの特性は低
下する。即ち、携帯用電話機を使用者が耳に固定したと
きの漏電現象によってアンテナの定在波比は増加し、通
話可能領域が減少する。
モノポールアンテナを使用した場合であっても、人体に
よる影響で定在波比が増加するのでアンテナの特性は低
下する。即ち、携帯用電話機を使用者が耳に固定したと
きの漏電現象によってアンテナの定在波比は増加し、通
話可能領域が減少する。
【０００５】また、携帯用電話機のアンテナは勿論、上
記のような定在波の低減を考慮に入れて設計されるが、
ここでアンテナの全長が携帯用電話機本体の長さよりも
長くなる場合、λ／２モノポールアンテナを用いること
ができないということが問題となる。例えば、λ／２モ
ノポールアンテナを９００ＭＨｚのコードレスフォン子
機に適用する場合、アンテナは１６ｃｍ程度の全長が必
要となるが、小型化の進んだ現在のものには長く、λ／
２モノポールアンテナの適用が難しい。
記のような定在波の低減を考慮に入れて設計されるが、
ここでアンテナの全長が携帯用電話機本体の長さよりも
長くなる場合、λ／２モノポールアンテナを用いること
ができないということが問題となる。例えば、λ／２モ
ノポールアンテナを９００ＭＨｚのコードレスフォン子
機に適用する場合、アンテナは１６ｃｍ程度の全長が必
要となるが、小型化の進んだ現在のものには長く、λ／
２モノポールアンテナの適用が難しい。
【０００６】本発明の目的は、人体の影響による携帯用
電話機のアンテナの性能低下を低減し、アンテナの長さ
を短縮することが可能な携帯用電話機のアンテナ回路及
びその最適化方法を提供することにある。
電話機のアンテナの性能低下を低減し、アンテナの長さ
を短縮することが可能な携帯用電話機のアンテナ回路及
びその最適化方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成する本
発明のアンテナ回路は、５０Ωのインピーダンスをもつ
ＲＦモジュールと、４５０〜５００Ωのインピーダンス
をもち、ＲＦモジュールから出力されるＲＦ信号を外部
空間に放射し、外部空間に放射されたＲＦ信号をＲＦモ
ジュールに出力するアンテナと、ＲＦモジュールとアン
テナとの間に接続されて２４ｍＨのインダクタンス値を
もつインダクタ、及び、アンテナと接地端との間にイン
ダクタに対して並列接続されて１ｐＦのキャパシタンス
値をもつキャパシタを備えた、ＲＦモジュールとアンテ
ナとの間でインピーダンス特性をマッチさせるマッチン
グ回路と、を備えることを特徴とする。上記アンテナ
は、長さが１１ｃｍのλ／２モノポールアンテナを含
む。
発明のアンテナ回路は、５０Ωのインピーダンスをもつ
ＲＦモジュールと、４５０〜５００Ωのインピーダンス
をもち、ＲＦモジュールから出力されるＲＦ信号を外部
空間に放射し、外部空間に放射されたＲＦ信号をＲＦモ
ジュールに出力するアンテナと、ＲＦモジュールとアン
テナとの間に接続されて２４ｍＨのインダクタンス値を
もつインダクタ、及び、アンテナと接地端との間にイン
ダクタに対して並列接続されて１ｐＦのキャパシタンス
値をもつキャパシタを備えた、ＲＦモジュールとアンテ
ナとの間でインピーダンス特性をマッチさせるマッチン
グ回路と、を備えることを特徴とする。上記アンテナ
は、長さが１１ｃｍのλ／２モノポールアンテナを含
む。
【０００８】また、本発明のアンテナ回路最適化方法
は、第１インピーダンスをもつＲＦモジュールと、第２
インピーダンスをもつアンテナと、ＲＦモジュールとア
ンテナとの間に接続され第１インピーダンスと第２イン
ピーダンスをマッチングさせるためのマッチング回路と
を備える携帯用電話機のアンテナ回路最適化方法におい
て、スミスチャートでアンテナの実抵抗成分値とＲＦモ
ジュールの実抵抗成分値を探してアンテナの実抵抗成分
値を第１ポイントとして指定し、ＲＦモジュールの実抵
抗成分値を第２ポイントとして指定する行程と、第１ポ
イントを第２ポイントに移動させるための並列キャパシ
タンス値と直列インダクタンス値をスミスチャートのア
ドミタンスチャートとインピーダンスチャートでそれぞ
れ求める行程と、求められたインダクタンス値をもつイ
ンダクタをＲＦモジュールとアンテナとの間に接続し、
求められたキャパシタンス値をもつキャパシタをアンテ
ナと接地端との間にインダクタに対して並列接続する行
程と、を行うことを特徴とする。このような最適化によ
り、長さが１１ｃｍのλ／２モノポールアンテナで、第
１インピーダンスが５０Ω、第２インピーダンスが４５
０〜５００Ωならば、インダクタンス値が２４ｍＨ、キ
ャパシタンス値が１ｐＦとなり得る。
は、第１インピーダンスをもつＲＦモジュールと、第２
インピーダンスをもつアンテナと、ＲＦモジュールとア
ンテナとの間に接続され第１インピーダンスと第２イン
ピーダンスをマッチングさせるためのマッチング回路と
を備える携帯用電話機のアンテナ回路最適化方法におい
て、スミスチャートでアンテナの実抵抗成分値とＲＦモ
ジュールの実抵抗成分値を探してアンテナの実抵抗成分
値を第１ポイントとして指定し、ＲＦモジュールの実抵
抗成分値を第２ポイントとして指定する行程と、第１ポ
イントを第２ポイントに移動させるための並列キャパシ
タンス値と直列インダクタンス値をスミスチャートのア
ドミタンスチャートとインピーダンスチャートでそれぞ
れ求める行程と、求められたインダクタンス値をもつイ
ンダクタをＲＦモジュールとアンテナとの間に接続し、
求められたキャパシタンス値をもつキャパシタをアンテ
ナと接地端との間にインダクタに対して並列接続する行
程と、を行うことを特徴とする。このような最適化によ
り、長さが１１ｃｍのλ／２モノポールアンテナで、第
１インピーダンスが５０Ω、第２インピーダンスが４５
０〜５００Ωならば、インダクタンス値が２４ｍＨ、キ
ャパシタンス値が１ｐＦとなり得る。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、添付の図面を参照して本発
明の実施形態を詳述する。なお、周知の関連技術の説明
は適宜省略するものとする。また、本発明は以下の形態
に限定されるものではなく各種の変形が可能であること
は、当分野における通常の知識を持つ者には明らかであ
る。
明の実施形態を詳述する。なお、周知の関連技術の説明
は適宜省略するものとする。また、本発明は以下の形態
に限定されるものではなく各種の変形が可能であること
は、当分野における通常の知識を持つ者には明らかであ
る。
【００１０】図２は、λ／２モノポールアンテナを採用
した携帯用電話機のアンテナ回路の回路図である。従来
ここに用いられるλ／２モノポールアンテナの長さは約
１６.７ｃｍである。
した携帯用電話機のアンテナ回路の回路図である。従来
ここに用いられるλ／２モノポールアンテナの長さは約
１６.７ｃｍである。
【００１１】図２を参照すると、本例のアンテナ回路
は、携帯用電話機のＲＦ（Radio Frequency）モジュー
ル１０とアンテナＡＮＴとの間に接続されるマッチング
回路３０を備える。マッチング回路３０は、ＲＦモジュ
ール１０とアンテナＡＮＴとの間に接続されるインダク
タＬと、アンテナＡＮＴと接地端との間にインダクタＬ
に対して並列接続されるキャパシタＣとからなる。
は、携帯用電話機のＲＦ（Radio Frequency）モジュー
ル１０とアンテナＡＮＴとの間に接続されるマッチング
回路３０を備える。マッチング回路３０は、ＲＦモジュ
ール１０とアンテナＡＮＴとの間に接続されるインダク
タＬと、アンテナＡＮＴと接地端との間にインダクタＬ
に対して並列接続されるキャパシタＣとからなる。
【００１２】ＲＦモジュール１０は、ＩＦ（中間周波
数：Intermediate Frequency）信号を外部送出に好適な
ＲＦ信号に変換して出力し、アンテナＡＮＴを通して受
信されるＲＦ信号をＩＦ信号に変換して出力する。アン
テナＡＮＴは、ＲＦモジュール１０から出力されるＲＦ
信号を外部空間に放射し、また、外部空間に放射されて
いるＲＦ信号を受信してＲＦモジュール１０に出力す
る。
数：Intermediate Frequency）信号を外部送出に好適な
ＲＦ信号に変換して出力し、アンテナＡＮＴを通して受
信されるＲＦ信号をＩＦ信号に変換して出力する。アン
テナＡＮＴは、ＲＦモジュール１０から出力されるＲＦ
信号を外部空間に放射し、また、外部空間に放射されて
いるＲＦ信号を受信してＲＦモジュール１０に出力す
る。
【００１３】ＲＦモジュール１０のインピーダンスは５
０Ωであるが、携帯用電話機のアンテナの長さを縮小す
るためにＲＦモジュール１０のインピーダンスとは異な
るインピーダンス特性をもつアンテナが用いられること
が多い。そのためマッチング回路３０は、相異なるイン
ピーダンス特性をもつＲＦモジュール１０とアンテナＡ
ＮＴとのインピーダンスをマッチングさせる役割を果た
す。本例のＲＦモジュール１０のインピーダンスは５０
Ω、アンテナＡＮＴのインピーダンスは４５０〜５００
Ω程度である。
０Ωであるが、携帯用電話機のアンテナの長さを縮小す
るためにＲＦモジュール１０のインピーダンスとは異な
るインピーダンス特性をもつアンテナが用いられること
が多い。そのためマッチング回路３０は、相異なるイン
ピーダンス特性をもつＲＦモジュール１０とアンテナＡ
ＮＴとのインピーダンスをマッチングさせる役割を果た
す。本例のＲＦモジュール１０のインピーダンスは５０
Ω、アンテナＡＮＴのインピーダンスは４５０〜５００
Ω程度である。
【００１４】上述したように人体に流れる漏電電流によ
りアンテナの性能は低下する。インピーダンス特性 Ｚ
＝Ｒ±ＪＸ をもつλ／２モノポールアンテナを解析す
ると、λ／２モノポールアンテナの抵抗成分Ｒは２００
〜３００Ω程度と低く、リアクタンス成分Ｘは−３００
〜−４００Ω程度である。携帯用電話機を使用者の耳に
定着すると、即ちこのようなインピーダンス特性をもつ
λ／２モノポールアンテナを人体に近接させると、アン
テナＡＮＴのインピーダンスはＲＦモジュール１０のイ
ンピーダンスとミスマッチとなり定在波比が増加する。
りアンテナの性能は低下する。インピーダンス特性 Ｚ
＝Ｒ±ＪＸ をもつλ／２モノポールアンテナを解析す
ると、λ／２モノポールアンテナの抵抗成分Ｒは２００
〜３００Ω程度と低く、リアクタンス成分Ｘは−３００
〜−４００Ω程度である。携帯用電話機を使用者の耳に
定着すると、即ちこのようなインピーダンス特性をもつ
λ／２モノポールアンテナを人体に近接させると、アン
テナＡＮＴのインピーダンスはＲＦモジュール１０のイ
ンピーダンスとミスマッチとなり定在波比が増加する。
【００１５】これに対して発明者は、アンテナの性能低
下を防止するためには、人体にアンテナを近接させたと
きにアンテナのリアクタンス成分は“０”とすべきであ
り、抵抗成分を能うるかぎり高くしてハイインピーダン
スとすべきであることを見出した。
下を防止するためには、人体にアンテナを近接させたと
きにアンテナのリアクタンス成分は“０”とすべきであ
り、抵抗成分を能うるかぎり高くしてハイインピーダン
スとすべきであることを見出した。
【００１６】アンテナ回路は、上述した条件を満たすと
ともに、そのアンテナの長さを縮小すべきであり、本発
明によるアンテナ回路は、通話特性の低下を防止し、か
つ、携帯用電話機の小型化に好適である。
ともに、そのアンテナの長さを縮小すべきであり、本発
明によるアンテナ回路は、通話特性の低下を防止し、か
つ、携帯用電話機の小型化に好適である。
【００１７】このようなアンテナの設計は、アンテナを
ディジタル分析器に接続した後、そのアンテナの長さを
縮小して最も高い実抵抗（Real Ｒ）値を後述のスミス
チャート(Smith chart)上で探すことにより最適化する
ことができる。
ディジタル分析器に接続した後、そのアンテナの長さを
縮小して最も高い実抵抗（Real Ｒ）値を後述のスミス
チャート(Smith chart)上で探すことにより最適化する
ことができる。
【００１８】図３は、本発明によるアンテナの形状の一
例を示す図である。本例のアンテナの長さは、１１ｃｍ
（最長、１１０.８ｍｍ）であり、従来の技術によるア
ンテナ（１６.７ｃｍ）と比べ全長が大幅に短縮されて
いる。このアンテナの長さは、スミスチャート上で最も
高い実抵抗値をもつ値に対応している。
例を示す図である。本例のアンテナの長さは、１１ｃｍ
（最長、１１０.８ｍｍ）であり、従来の技術によるア
ンテナ（１６.７ｃｍ）と比べ全長が大幅に短縮されて
いる。このアンテナの長さは、スミスチャート上で最も
高い実抵抗値をもつ値に対応している。
【００１９】図４は、図３に示したアンテナの最適化の
ため、マッチング回路３０を構成するインダクタＬのイ
ンダクタンス値とキャパシタＣのキャパシタンス値を決
定するためのスミスチャートである。
ため、マッチング回路３０を構成するインダクタＬのイ
ンダクタンス値とキャパシタＣのキャパシタンス値を決
定するためのスミスチャートである。
【００２０】本発明によるアンテナ回路を具現するため
には、スミスチャート上でアンテナＡＮＴの実抵抗成分
値とＲＦモジュール１０の実抵抗成分値を求める行程が
先行される。図４において、Ａポイントにはリアクタン
ス成分は存在せず、実抵抗成分のみが存在し、アンテナ
ＡＮＴのインピーダンスに対応するポイントである。言
い換えれば、Ａポイントは１１ｃｍの長さをもつアンテ
ナＡＮＴが人体の影響を最少化するポイントであり、ア
ンテナＡＮＴは４５０〜５００Ωの実抵抗成分値を有す
る。ＢポイントはＲＦモジュール１０のインピーダンス
に対応するポイントである。
には、スミスチャート上でアンテナＡＮＴの実抵抗成分
値とＲＦモジュール１０の実抵抗成分値を求める行程が
先行される。図４において、Ａポイントにはリアクタン
ス成分は存在せず、実抵抗成分のみが存在し、アンテナ
ＡＮＴのインピーダンスに対応するポイントである。言
い換えれば、Ａポイントは１１ｃｍの長さをもつアンテ
ナＡＮＴが人体の影響を最少化するポイントであり、ア
ンテナＡＮＴは４５０〜５００Ωの実抵抗成分値を有す
る。ＢポイントはＲＦモジュール１０のインピーダンス
に対応するポイントである。
【００２１】一方、相異なるインピーダンス特性をもつ
ＲＦモジュール１０とアンテナＡＮＴをマッチさせるた
めには、ＲＦモジュール１０とアンテナＡＮＴとの間に
接続されるマッチング回路３０のインダクタＬ及びキャ
パシタＣの値を決めるべきである。これらの値は、図４
のスミスチャート上でマッチング原理に基づいてＡポイ
ントをＢポイントに移動させることにより決められる。
即ち、マッチング原理に基づいてＡポイントをＢポイン
トに移動させるためには、アドミタンスチャート(admit
tance chart)上の経路とインピーダンスチャート上の経
路を通過すべきであるが、この際、アドミタンスチャー
ト上の経路（Ａ→Ｃ）は並列キャパシタンス値を示し、
インピーダンスチャート上の経路（Ｃ→Ｂ）は直列イン
ダクタンス値を示す。その結果、図２に示したマッチン
グ回路３０のキャパシタＣのキャパシタンス値は、１ｐ
Ｆ(picofarad)と決定され、インダクタＬのインダクタ
ンス値は、２４ｍＨ(millihenry)に決定される。
ＲＦモジュール１０とアンテナＡＮＴをマッチさせるた
めには、ＲＦモジュール１０とアンテナＡＮＴとの間に
接続されるマッチング回路３０のインダクタＬ及びキャ
パシタＣの値を決めるべきである。これらの値は、図４
のスミスチャート上でマッチング原理に基づいてＡポイ
ントをＢポイントに移動させることにより決められる。
即ち、マッチング原理に基づいてＡポイントをＢポイン
トに移動させるためには、アドミタンスチャート(admit
tance chart)上の経路とインピーダンスチャート上の経
路を通過すべきであるが、この際、アドミタンスチャー
ト上の経路（Ａ→Ｃ）は並列キャパシタンス値を示し、
インピーダンスチャート上の経路（Ｃ→Ｂ）は直列イン
ダクタンス値を示す。その結果、図２に示したマッチン
グ回路３０のキャパシタＣのキャパシタンス値は、１ｐ
Ｆ(picofarad)と決定され、インダクタＬのインダクタ
ンス値は、２４ｍＨ(millihenry)に決定される。
【００２２】マッチング回路３０のキャパシタＣのキャ
パシタンス値は下記の数式１により決められ、インダク
タＬのインダクタンス値は数式２により決められる。
パシタンス値は下記の数式１により決められ、インダク
タＬのインダクタンス値は数式２により決められる。
【数１】
【数２】
【００２３】ここでαは、図４のＣポイントがアドミタ
ンスチャートに合うポイントの円周点（０.３）であ
り、βは、Ｃポイントがインピーダンスチャートに合う
ポイントの円周点（３）である。また、数式１及び数式
２における特性インピーダンスは、無線電話機、即ちＲ
Ｆモジュールの特性インピーダンス（５０Ω）を示し、
ｆは、無線電話機の使用周波数９００ＭＨｚを示す。
ンスチャートに合うポイントの円周点（０.３）であ
り、βは、Ｃポイントがインピーダンスチャートに合う
ポイントの円周点（３）である。また、数式１及び数式
２における特性インピーダンスは、無線電話機、即ちＲ
Ｆモジュールの特性インピーダンス（５０Ω）を示し、
ｆは、無線電話機の使用周波数９００ＭＨｚを示す。
【００２４】図５は、本例のマッチング回路３０を内蔵
する携帯用電話機を身体から分離した状態で測定される
定在波比を示しており、図６は、同携帯用電話機を耳に
定着した状態で測定される定在波比を示している。
する携帯用電話機を身体から分離した状態で測定される
定在波比を示しており、図６は、同携帯用電話機を耳に
定着した状態で測定される定在波比を示している。
【００２５】図５を参照すると、９００ＭＨｚ無線電話
機の周波数９１４.８ＭＨｚと９５９.５ＭＨｚで、定在
波比（ＳＷＲ）が１.５以下の値となる。また図６を参
照すると、９００ＭＨｚ無線電話機の周波数９１４.８
ＭＨｚと９５９.５ＭＨｚで、定在波比は１.８以下の値
を示す。このように、本例の携帯用電話機を耳に定着し
た状態の定在波比は、人体から分離した状態における定
在波比と極めて近い値となっており、携帯用電話機を人
体に近接してもアンテナ性能に大きな変化を生じないこ
とが確認される。
機の周波数９１４.８ＭＨｚと９５９.５ＭＨｚで、定在
波比（ＳＷＲ）が１.５以下の値となる。また図６を参
照すると、９００ＭＨｚ無線電話機の周波数９１４.８
ＭＨｚと９５９.５ＭＨｚで、定在波比は１.８以下の値
を示す。このように、本例の携帯用電話機を耳に定着し
た状態の定在波比は、人体から分離した状態における定
在波比と極めて近い値となっており、携帯用電話機を人
体に近接してもアンテナ性能に大きな変化を生じないこ
とが確認される。
【００２６】
【発明の効果】以上で述べたように本発明によるアンテ
ナ回路を備える携帯用電話機は、人体に近接している状
態の定在波比が、人体から離した状態の値と殆ど変化の
ない特性を示す。従って、人体の影響による携帯用電話
機のアンテナの性能低下を低減し、携帯用電話機の通信
可能領域を拡大して通話感度を改善することができる。
さらに、アンテナの長さを従来技術によるものに比べて
短くすることが可能となるので、携帯用電話機の装置の
小型化にも有効である。
ナ回路を備える携帯用電話機は、人体に近接している状
態の定在波比が、人体から離した状態の値と殆ど変化の
ない特性を示す。従って、人体の影響による携帯用電話
機のアンテナの性能低下を低減し、携帯用電話機の通信
可能領域を拡大して通話感度を改善することができる。
さらに、アンテナの長さを従来技術によるものに比べて
短くすることが可能となるので、携帯用電話機の装置の
小型化にも有効である。
【図１】λ／４アンテナ（Ａ）、λ／２モノポールアン
テナ（Ｂ）、λ／２ダイポールアンテナ（Ｃ）の定在波
の状態図。
テナ（Ｂ）、λ／２ダイポールアンテナ（Ｃ）の定在波
の状態図。
【図２】λ／２モノポールアンテナを採用した携帯用電
話機のアンテナ回路の回路図。
話機のアンテナ回路の回路図。
【図３】本発明によるアンテナの形状の一例を示した側
面図。
面図。
【図４】マッチング回路を構成するインダクタＬとキャ
パシタＣの値を決定するためのスミスチャート。
パシタＣの値を決定するためのスミスチャート。
【図５】本例の携帯用電話機を身体から分離した状態で
測定される定在波比のグラフ。
測定される定在波比のグラフ。
【図６】本例の携帯用電話機を耳に定着した状態で測定
される定在波比のグラフ。
される定在波比のグラフ。
Claims (8)
- 【請求項１】 携帯用電話機のアンテナ回路において、
５０ΩのインピーダンスをもつＲＦモジュールと、４５
０〜５００Ωのインピーダンスをもち、ＲＦモジュール
から出力されるＲＦ信号を外部空間に放射し、外部空間
に放射されたＲＦ信号をＲＦモジュールに出力するアン
テナと、ＲＦモジュールとアンテナとの間に接続されて
２４ｍＨのインダクタンス値をもつインダクタ、及び、
アンテナと接地端との間にインダクタに対して並列接続
されて１ｐＦのキャパシタンス値をもつキャパシタを備
え、ＲＦモジュールとアンテナとの間でインピーダンス
特性をマッチさせるマッチング回路と、を備えることを
特徴とするアンテナ回路。 - 【請求項２】 アンテナがλ／２モノポールアンテナで
ある請求項１に記載のアンテナ回路。 - 【請求項３】 アンテナの長さが１１ｃｍである請求項
１に記載のアンテナ回路。 - 【請求項４】 第１インピーダンスをもつＲＦモジュー
ルと、第２インピーダンスをもつアンテナと、ＲＦモジ
ュールとアンテナとの間に接続され第１インピーダンス
と第２インピーダンスをマッチングさせるためのマッチ
ング回路とを備える携帯用電話機のアンテナ回路最適化
方法において、 スミスチャートでアンテナの実抵抗成分値とＲＦモジュ
ールの実抵抗成分値を探してアンテナの実抵抗成分値を
第１ポイントとして指定し、ＲＦモジュールの実抵抗成
分値を第２ポイントとして指定する行程と、第１ポイン
トを第２ポイントに移動させるための並列キャパシタン
ス値と直列インダクタンス値をスミスチャートのアドミ
タンスチャートとインピーダンスチャートでそれぞれ求
める行程と、求められたインダクタンス値をもつインダ
クタをＲＦモジュールとアンテナとの間に接続し、求め
られたキャパシタンス値をもつキャパシタをアンテナと
接地端との間にインダクタに対して並列接続する行程
と、を行うことを特徴とするアンテナ回路最適化方法。 - 【請求項５】 第１インピーダンスが５０Ωであり、第
２インピーダンスが４５０〜５００Ωである請求項４に
記載のアンテナ回路最適化方法。 - 【請求項６】 インダクタンス値が２４ｍＨである請求
項５に記載のアンテナ回路最適化方法。 - 【請求項７】 キャパシタンス値が１ｐＦである請求項
５に記載のアンテナ回路最適化方法。 - 【請求項８】 アンテナがλ／２モノポールアンテナで
あり、１１ｃｍの長さをもつ請求項４に記載のアンテナ
回路最適化方法。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| KR1019970074171A KR100285950B1 (ko) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | 인체의영향을최소화시키는휴대용전화기의안테나회로를구현하는방법 |
| KR1997P74171 | 1997-12-26 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11274841A true JPH11274841A (ja) | 1999-10-08 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JPH11274841A (ja) |
| KR (1) | KR100285950B1 (ja) |
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| FR (1) | FR2773289A1 (ja) |
| GB (1) | GB2332987A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN102664304B (zh) * | 2012-04-27 | 2015-07-15 | 深圳光启创新技术有限公司 | 具有内置型蓝牙天线的便携式电子装置 |
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-
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- 1997-12-26 KR KR1019970074171A patent/KR100285950B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1998
- 1998-12-23 FR FR9816338A patent/FR2773289A1/fr not_active Withdrawn
- 1998-12-24 GB GB9828667A patent/GB2332987A/en not_active Withdrawn
- 1998-12-24 CN CN98126077A patent/CN1230801A/zh active Pending
- 1998-12-24 JP JP10367696A patent/JPH11274841A/ja active Pending
- 1998-12-24 US US09/220,403 patent/US6259930B1/en not_active Expired - Fee Related
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| US6259930B1 (en) | 2001-07-10 |
| CN1230801A (zh) | 1999-10-06 |
| GB9828667D0 (en) | 1999-02-17 |
| KR100285950B1 (ko) | 2001-04-16 |
| GB2332987A (en) | 1999-07-07 |
| FR2773289A1 (fr) | 1999-07-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010516 |