JPH11261528A - Ｒａｋｅ受信機、並びにｒａｋｅ受信機におけるフィンガ―処理要素の割当て及び調整方法 - Google Patents
Ｒａｋｅ受信機、並びにｒａｋｅ受信機におけるフィンガ―処理要素の割当て及び調整方法Info
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- JPH11261528A JPH11261528A JP11016803A JP1680399A JPH11261528A JP H11261528 A JPH11261528 A JP H11261528A JP 11016803 A JP11016803 A JP 11016803A JP 1680399 A JP1680399 A JP 1680399A JP H11261528 A JPH11261528 A JP H11261528A
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- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 CDMAレーク受信機においてタイミングミスア
ライメントを減少させたフィンガー処理要素の割当て及
び調節方法並びにレーク受信機の実現。 【解決手段】 CDMAレーク受信機(10)は、マルチパスプ
ロファイルを形成するマルチパス成分を有する拡散スペ
クトラムRF信号(24)を受信するアンテナ(12)と、RF信号
(24)の特定の伝搬パスに割当てられ、かつ伝搬パスを復
調するフィンガー処理要素(16)と、マルチパスプロファ
イルから測定値の系列を得て、そこから隣接する測定値
を分離する所定のタイミング分解能を有するサーチャー
ユニット(18)と、測定値の系列を読み込んで、サーチャ
ーユニット(18)の所定のタイミング分解能より高い分解
能を有するタイミングオフセットを導出し、それを使い
フィンガー処理要素(16)を最良候補パスに割り当てるフ
ィンガー割当て及び制御ユニット(20)と、復調された信
号を統合して出力信号を生成する統合器(22)とを備え
る。
ライメントを減少させたフィンガー処理要素の割当て及
び調節方法並びにレーク受信機の実現。 【解決手段】 CDMAレーク受信機(10)は、マルチパスプ
ロファイルを形成するマルチパス成分を有する拡散スペ
クトラムRF信号(24)を受信するアンテナ(12)と、RF信号
(24)の特定の伝搬パスに割当てられ、かつ伝搬パスを復
調するフィンガー処理要素(16)と、マルチパスプロファ
イルから測定値の系列を得て、そこから隣接する測定値
を分離する所定のタイミング分解能を有するサーチャー
ユニット(18)と、測定値の系列を読み込んで、サーチャ
ーユニット(18)の所定のタイミング分解能より高い分解
能を有するタイミングオフセットを導出し、それを使い
フィンガー処理要素(16)を最良候補パスに割り当てるフ
ィンガー割当て及び制御ユニット(20)と、復調された信
号を統合して出力信号を生成する統合器(22)とを備え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般的に拡散スペ
クトラム通信の分野に関し、特に符号分割多元接続（Ｃ
ＤＭＡ）ＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素
（finger processing elements) の割当てに関する。
クトラム通信の分野に関し、特に符号分割多元接続（Ｃ
ＤＭＡ）ＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素
（finger processing elements) の割当てに関する。
【０００２】
【従来の技術】符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）は拡散ス
ペクトラム通信についての技術であり、移動ワイヤレス
通信システム（例えばディジタルセルラー無線システ
ム）において普及しつつある。ＣＤＭＡシステムでは、
基地局は、単一の周波数帯域で、多数の加入者移動局へ
別個の情報信号を同時に送信するので、時間領域及び周
波数領域は全ユーザによって同時に共有される。ＣＤＭ
Ａシステムは他の多元接続システム（例えば周波数分割
多元接続及び時分割多元接続）よりも、増加スペクトル
比視感度(spectral efficiency) の増加や、以下に説明
するような、パスダイバーシチ技術(path diversity te
chnique)を使って信号フェージングの効果を軽減する能
力のような、多くの利点を有する。
ペクトラム通信についての技術であり、移動ワイヤレス
通信システム（例えばディジタルセルラー無線システ
ム）において普及しつつある。ＣＤＭＡシステムでは、
基地局は、単一の周波数帯域で、多数の加入者移動局へ
別個の情報信号を同時に送信するので、時間領域及び周
波数領域は全ユーザによって同時に共有される。ＣＤＭ
Ａシステムは他の多元接続システム（例えば周波数分割
多元接続及び時分割多元接続）よりも、増加スペクトル
比視感度(spectral efficiency) の増加や、以下に説明
するような、パスダイバーシチ技術(path diversity te
chnique)を使って信号フェージングの効果を軽減する能
力のような、多くの利点を有する。
【０００３】送信の前に、基地局は、疑似雑音(pseudo-
noise:PN) 系列と呼ばれるユニークなシグネチャ系列(u
nique signature sequence) によって移動局のそれぞれ
に対して向けられた個々の情報信号を多重化する。この
ＰＮ系列は、時間オフセットで長い疑似雑音を多重化す
ることによって形成されるが、その時間オフセットは、
各移動局にユニークな短い符号、例えばウォルシュ符号
と共に、ネットワークにおける多様な基地局の区別に使
われる。シグネチャ系列による情報信号の多重化は、ビ
ットレートからチップレートへ送信レートを増加させる
ことによって信号のスペクトラムを拡散する。そして全
加入者移動局に向けられた拡散スペクトラム信号は、基
地局によって同時に送信される。受信時は、受信した信
号に、移動局の割り当てられたユニークなシグネチャ系
列を掛けることによって、各移動局は受信した拡散スペ
クトラム信号を逆拡散する。そしてその結果は、特定の
移動局に向けられた情報信号を、他の移動局に向けられ
た他の信号から分離するために積分される。他の移動局
に向けられた信号は、雑音として現われる。ＣＤＭＡシ
ステムの構造及び動作はよく知られている通りである。
例えば、Andrew J.Viterbi , 「CDMA Principles of Sp
read Spectrum Communication（拡散スペクトラム通信
のＣＤＭＡ原理）」、Addison-Wesley Publishing, 199
5 や、MarvinK. Simon, Jim K. Omura, Robert A. Sch
oltz, and Barry K. Levitt , 「Spread Spectrum Com
munications Handbook （拡散スペクトラム通信ハンド
ブック）」、McGraw-Hill,Inc., 1994などを参照された
い。
noise:PN) 系列と呼ばれるユニークなシグネチャ系列(u
nique signature sequence) によって移動局のそれぞれ
に対して向けられた個々の情報信号を多重化する。この
ＰＮ系列は、時間オフセットで長い疑似雑音を多重化す
ることによって形成されるが、その時間オフセットは、
各移動局にユニークな短い符号、例えばウォルシュ符号
と共に、ネットワークにおける多様な基地局の区別に使
われる。シグネチャ系列による情報信号の多重化は、ビ
ットレートからチップレートへ送信レートを増加させる
ことによって信号のスペクトラムを拡散する。そして全
加入者移動局に向けられた拡散スペクトラム信号は、基
地局によって同時に送信される。受信時は、受信した信
号に、移動局の割り当てられたユニークなシグネチャ系
列を掛けることによって、各移動局は受信した拡散スペ
クトラム信号を逆拡散する。そしてその結果は、特定の
移動局に向けられた情報信号を、他の移動局に向けられ
た他の信号から分離するために積分される。他の移動局
に向けられた信号は、雑音として現われる。ＣＤＭＡシ
ステムの構造及び動作はよく知られている通りである。
例えば、Andrew J.Viterbi , 「CDMA Principles of Sp
read Spectrum Communication（拡散スペクトラム通信
のＣＤＭＡ原理）」、Addison-Wesley Publishing, 199
5 や、MarvinK. Simon, Jim K. Omura, Robert A. Sch
oltz, and Barry K. Levitt , 「Spread Spectrum Com
munications Handbook （拡散スペクトラム通信ハンド
ブック）」、McGraw-Hill,Inc., 1994などを参照された
い。
【０００４】他の多元接続電気通信システムよりもＣＤ
ＭＡシステムが有利である点は、ＣＤＭＡシステムは、
到来する無線周波数（ＲＦ）信号のパスダイバーシチを
利用することができる点である。ＣＤＭＡ信号は、「マ
ルチパス（multipath)」と呼ばれるいくつかの独立なパ
スを有するチャネルを介して、送信機から受信機へ伝送
される。各マルチパスは、情報信号が送信機と受信機と
の間でやり取りされる別個のルートを表している。その
ように送信された信号は、複数のマルチパス信号すなわ
ち「マルチパス」として受信機に現れる。各マルチパス
は、任意のタイミング遅延で受信機に到着してもよく、
また各マルチパスは、いつでも信号フェージングに起因
する種々の信号強度を有する可能性がある。
ＭＡシステムが有利である点は、ＣＤＭＡシステムは、
到来する無線周波数（ＲＦ）信号のパスダイバーシチを
利用することができる点である。ＣＤＭＡ信号は、「マ
ルチパス（multipath)」と呼ばれるいくつかの独立なパ
スを有するチャネルを介して、送信機から受信機へ伝送
される。各マルチパスは、情報信号が送信機と受信機と
の間でやり取りされる別個のルートを表している。その
ように送信された信号は、複数のマルチパス信号すなわ
ち「マルチパス」として受信機に現れる。各マルチパス
は、任意のタイミング遅延で受信機に到着してもよく、
また各マルチパスは、いつでも信号フェージングに起因
する種々の信号強度を有する可能性がある。
【０００５】ＣＤＭＡシステムは、このパスダイバーシ
チを利用するために、移動局及び基地局において「ＲＡ
ＫＥ」受信機を使用する。ＲＡＫＥ受信機は、ある基準
（例えば照準線遅延:line-of-sight delay ）と比較し
て１つ又はそれより多いマルチパスのそれぞれによって
もたらされるタイミング遅延を推定し、最高の信号強度
を有するマルチパスを受信するために、その推定タイミ
ング遅延を使う。典型的なＲＡＫＥ受信機は、複数（例
えば３〜６）のＲＡＫＥブランチ（rake branch)あるい
は「フィンガー(finger)」を有する。各フィンガーは独
立した受信機ユニットであり、そのユニットはフィンガ
ーに割り当てられたある受信マルチパスをアセンブルし
復調する。ＲＡＫＥ受信機はまた個別の「サーチャー(s
earcher)」を有し、そのサーチャーは、受信機の割り当
てられたシグネチャ系列を使って送信された情報信号の
種々の信号要素を見つけ出し、種々の信号要素の位相を
検出する。各フィンガーのタイミングは、わずかに異な
る遅延で受信機に到着してサーチャーによって見つけら
れた特定のマルチパスと相関するように制御される。従
って各フィンガーは、マルチパスの到着に一致するよう
にそのタイミングを制御することによって特定のマルチ
パスに「割り当て」られる。各フィンガーからの復調さ
れた出力は、１つのマルチパスを表しており、次には高
品質の出力信号に合成されるが、その出力信号は、復調
された各マルチパスから受信したエネルギーを合成す
る。ＲＡＫＥ受信機の実現は、一般に正逆両方のＣＤＭ
Ａチャネルとして公知である。例えば、R. Price and
P. E. Green, Jr ,「A Communication Technique for M
ultipath Channel （マルチパスチャネルの通信技
術）」、46 Proc. Inst. Rad. Eng. 555-70 (March 19
58) や、G. Cooper and C. McGillem の「Modern Commu
nication and Spread Spectrum （現代の通信及び拡散
スペクトラム）」、Chapter 12, McGraw-Hill, NY, 198
6 を参照されたい。
チを利用するために、移動局及び基地局において「ＲＡ
ＫＥ」受信機を使用する。ＲＡＫＥ受信機は、ある基準
（例えば照準線遅延:line-of-sight delay ）と比較し
て１つ又はそれより多いマルチパスのそれぞれによって
もたらされるタイミング遅延を推定し、最高の信号強度
を有するマルチパスを受信するために、その推定タイミ
ング遅延を使う。典型的なＲＡＫＥ受信機は、複数（例
えば３〜６）のＲＡＫＥブランチ（rake branch)あるい
は「フィンガー(finger)」を有する。各フィンガーは独
立した受信機ユニットであり、そのユニットはフィンガ
ーに割り当てられたある受信マルチパスをアセンブルし
復調する。ＲＡＫＥ受信機はまた個別の「サーチャー(s
earcher)」を有し、そのサーチャーは、受信機の割り当
てられたシグネチャ系列を使って送信された情報信号の
種々の信号要素を見つけ出し、種々の信号要素の位相を
検出する。各フィンガーのタイミングは、わずかに異な
る遅延で受信機に到着してサーチャーによって見つけら
れた特定のマルチパスと相関するように制御される。従
って各フィンガーは、マルチパスの到着に一致するよう
にそのタイミングを制御することによって特定のマルチ
パスに「割り当て」られる。各フィンガーからの復調さ
れた出力は、１つのマルチパスを表しており、次には高
品質の出力信号に合成されるが、その出力信号は、復調
された各マルチパスから受信したエネルギーを合成す
る。ＲＡＫＥ受信機の実現は、一般に正逆両方のＣＤＭ
Ａチャネルとして公知である。例えば、R. Price and
P. E. Green, Jr ,「A Communication Technique for M
ultipath Channel （マルチパスチャネルの通信技
術）」、46 Proc. Inst. Rad. Eng. 555-70 (March 19
58) や、G. Cooper and C. McGillem の「Modern Commu
nication and Spread Spectrum （現代の通信及び拡散
スペクトラム）」、Chapter 12, McGraw-Hill, NY, 198
6 を参照されたい。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】一般にＲＡＫＥ受信機
は、１／２チップ分解能（すなわち−０．２５／＋０．
２５チップ分解能）を有するサーチャーを使ってチャネ
ルを推定し、そしてフィンガーは同じ分解能を使って割
り当てられる。フィンガー割当ての分解能によって、受
信信号とフィンガーにおいて局地的に生じた疑似雑音
（ＰＮ）系列との間に、タイミングミスアライメントが
生じるが、そのフィンガーによって結果的に信号対雑音
比（ＳＮＲ）を削減するか、削減されたフレームエラー
レート(FrameError Rate:FER)性能が発生する。例え
ば、サーチャー及びフィンガー割当てに対する１／２チ
ップ分解能で、結果的に生じた０．２５チップのタイミ
ングミスアライメントは１ｄＢのオーダーでのＳＮＲの
削減をもたらす。受信機は、そのような割当てエラーを
修正するために一般に遅延ロックループを有するが、初
期タイミングミスアライメントに起因する損失は、ＣＤ
ＭＡ移動局が直面しているダイナミックな環境において
は重大になるが、そこではフィンガー再割当ては、５〜
１０フレーム毎の度に実行されてもよい。遅延ロックル
ープは、典型的には２フレームのオーダーでこのような
初期タイミングミスアライメントを修正する必要があ
り、また遅延ロックループは遅すぎるので、初期フィン
ガー割当てのタイミングミスアライメントが受信機性能
において無視できないような影響を有してしまうことに
なる。
は、１／２チップ分解能（すなわち−０．２５／＋０．
２５チップ分解能）を有するサーチャーを使ってチャネ
ルを推定し、そしてフィンガーは同じ分解能を使って割
り当てられる。フィンガー割当ての分解能によって、受
信信号とフィンガーにおいて局地的に生じた疑似雑音
（ＰＮ）系列との間に、タイミングミスアライメントが
生じるが、そのフィンガーによって結果的に信号対雑音
比（ＳＮＲ）を削減するか、削減されたフレームエラー
レート(FrameError Rate:FER)性能が発生する。例え
ば、サーチャー及びフィンガー割当てに対する１／２チ
ップ分解能で、結果的に生じた０．２５チップのタイミ
ングミスアライメントは１ｄＢのオーダーでのＳＮＲの
削減をもたらす。受信機は、そのような割当てエラーを
修正するために一般に遅延ロックループを有するが、初
期タイミングミスアライメントに起因する損失は、ＣＤ
ＭＡ移動局が直面しているダイナミックな環境において
は重大になるが、そこではフィンガー再割当ては、５〜
１０フレーム毎の度に実行されてもよい。遅延ロックル
ープは、典型的には２フレームのオーダーでこのような
初期タイミングミスアライメントを修正する必要があ
り、また遅延ロックループは遅すぎるので、初期フィン
ガー割当てのタイミングミスアライメントが受信機性能
において無視できないような影響を有してしまうことに
なる。
【０００７】初期フィンガー割当てによってもたらされ
るタイミングミスアライメントに関係する性能の問題点
を減らす一つのやり方は、チャネルを推定するために、
改良された分解能を有するサーチャーを使うことであ
る。例えば、１／４あるいは１／８チップ分解能を有す
るサーチャーを使うことができる。しかし、このような
高分解能のサーチャーのハードウェア実現は、１／２チ
ップ分解能のサーチャーの実現よりも複雑であり、ＣＤ
ＭＡ移動局の構築に対して経済的でも実用的でもない。
別のやり方では、初期フィンガー割当ての後に直接、速
い時定数を有する遅延ロックループを使うが、ある時間
間隔のあと、より短い時定数が続く。しかし、このよう
な遅延ロックループのハードウェア実現はまたより複雑
であり、初期フィンガー割当では重大なタイミングミス
アライメントを結果としてまだ生じてしまう。それゆ
え、サーチャーあるいは遅延ロックループに対するハー
ドウェア実現の複雑さを増加させることなく、ＲＡＫＥ
受信機におけるフィンガー割当ての更新だけではなくフ
ィンガーの初期割当てをも改良することが望ましい。
るタイミングミスアライメントに関係する性能の問題点
を減らす一つのやり方は、チャネルを推定するために、
改良された分解能を有するサーチャーを使うことであ
る。例えば、１／４あるいは１／８チップ分解能を有す
るサーチャーを使うことができる。しかし、このような
高分解能のサーチャーのハードウェア実現は、１／２チ
ップ分解能のサーチャーの実現よりも複雑であり、ＣＤ
ＭＡ移動局の構築に対して経済的でも実用的でもない。
別のやり方では、初期フィンガー割当ての後に直接、速
い時定数を有する遅延ロックループを使うが、ある時間
間隔のあと、より短い時定数が続く。しかし、このよう
な遅延ロックループのハードウェア実現はまたより複雑
であり、初期フィンガー割当では重大なタイミングミス
アライメントを結果としてまだ生じてしまう。それゆ
え、サーチャーあるいは遅延ロックループに対するハー
ドウェア実現の複雑さを増加させることなく、ＲＡＫＥ
受信機におけるフィンガー割当ての更新だけではなくフ
ィンガーの初期割当てをも改良することが望ましい。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の利点は、従来の
ＲＡＫＥ受信機のタイミングミスアライメントと比較し
て、タイミングミスアライメントを減少させたＣＤＭＡ
ＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー割当ての判定方法を
提供することである。この方法によって初期フィンガー
割当ての結果生じてしまうＳＮＲ及びＦＥＲを改善する
ことができ、動作中のフィンガー割当ての更新のための
マルチパス信号をトラッキングするための手段を提供す
る。
ＲＡＫＥ受信機のタイミングミスアライメントと比較し
て、タイミングミスアライメントを減少させたＣＤＭＡ
ＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー割当ての判定方法を
提供することである。この方法によって初期フィンガー
割当ての結果生じてしまうＳＮＲ及びＦＥＲを改善する
ことができ、動作中のフィンガー割当ての更新のための
マルチパス信号をトラッキングするための手段を提供す
る。
【０００９】本発明の利点はまた、サーチャーの分解能
よりも高い分解能でのフィンガー割当ての判定方法を提
供することである。本発明のさらなる利点は、タイミン
グミスアライメントが減少するような改善された初期フ
ィンガー割当てを有するＲＡＫＥ受信機を提供する。本
発明の別のさらなる利点は、どのようなマルチパス信号
をトラッキングしている間でもフィンガー割当てを更新
するような、改善された能力を有するＲＡＫＥ受信機を
提供することである。
よりも高い分解能でのフィンガー割当ての判定方法を提
供することである。本発明のさらなる利点は、タイミン
グミスアライメントが減少するような改善された初期フ
ィンガー割当てを有するＲＡＫＥ受信機を提供する。本
発明の別のさらなる利点は、どのようなマルチパス信号
をトラッキングしている間でもフィンガー割当てを更新
するような、改善された能力を有するＲＡＫＥ受信機を
提供することである。
【００１０】本発明のまた別の利点は、ＣＤＭＡ通信シ
ステム内の基地局及び移動局で使うことができるフィン
ガー割当ての判定の改善された能力を、このために使用
するＲＡＫＥ受信機及び方法を提供することである。本
発明の１つの実施態様は、ＣＤＭＡ通信システムで使用
されるＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素の割
当て方法に関する。この方法は、マルチパスプロファイ
ルを形成する複数のマルチパス信号成分を有する拡散ス
ペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号を受信する受信ステ
ップと、プロファイルを測定して測定値の系列を獲得す
る測定ステップとを有する。系列内の隣接する測定値
は、所定のタイミング分解能によって分離されるが、各
測定値は信号強度を示す振幅を有する。この方法はま
た、測定値の系列内のどの測定値が最高の信号強度を有
するかを判定することによって、復調するためのＲＦ信
号の最良の候補パス(candidate path)を識別する識別ス
テップと、少なくともパスに対する測定値及びそれに隣
接する測定値の関数として、最良の候補パスに対するタ
イミングオフセットを導出する導出ステップと、導出さ
れたタイミングオフセットを使って最良の候補パスにフ
ィンガー処理要素を割り当てる割当てステップとを有す
る。導出されたタイミングオフセットは、所定のタイミ
ング分解能よりは高い分解能を有する。
ステム内の基地局及び移動局で使うことができるフィン
ガー割当ての判定の改善された能力を、このために使用
するＲＡＫＥ受信機及び方法を提供することである。本
発明の１つの実施態様は、ＣＤＭＡ通信システムで使用
されるＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素の割
当て方法に関する。この方法は、マルチパスプロファイ
ルを形成する複数のマルチパス信号成分を有する拡散ス
ペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号を受信する受信ステ
ップと、プロファイルを測定して測定値の系列を獲得す
る測定ステップとを有する。系列内の隣接する測定値
は、所定のタイミング分解能によって分離されるが、各
測定値は信号強度を示す振幅を有する。この方法はま
た、測定値の系列内のどの測定値が最高の信号強度を有
するかを判定することによって、復調するためのＲＦ信
号の最良の候補パス(candidate path)を識別する識別ス
テップと、少なくともパスに対する測定値及びそれに隣
接する測定値の関数として、最良の候補パスに対するタ
イミングオフセットを導出する導出ステップと、導出さ
れたタイミングオフセットを使って最良の候補パスにフ
ィンガー処理要素を割り当てる割当てステップとを有す
る。導出されたタイミングオフセットは、所定のタイミ
ング分解能よりは高い分解能を有する。
【００１１】本発明の別の実施態様は、ＣＤＭＡ通信シ
ステムで使われるＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー処
理要素の割当て方法に関する。この方法は、マルチパス
プロファイルを形成する複数のマルチパス信号成分を有
する拡散スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号を受信す
る受信ステップと、プロファイルを測定して測定値の系
列を獲得する測定ステップとを有する。系列内の隣接す
る測定値は、所定のタイミング分解能によって分離され
るが、各測定値は信号強度を示す振幅を有する。この方
法はまた、測定値の系列内のどの測定値が最高の信号強
度を有するかを判定することによって、復調するための
ＲＦ信号の最良の候補パスを識別する識別ステップと、
フィンガー処理要素が利用可能かを判定する判定ステッ
プとを有する。もし利用可能であるならば、タイミング
オフセットは、少なくともパスに対する測定値及びそれ
に隣接する測定値の関数として、最良の候補パスに対し
て導出される。そして導出されたタイミングオフセット
は、最良の候補パスに利用可能なフィンガー処理要素を
割り当てるために使われる。導出されたタイミングオフ
セットの分解能は、所定のタイミング分解能より高い。
ステムで使われるＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー処
理要素の割当て方法に関する。この方法は、マルチパス
プロファイルを形成する複数のマルチパス信号成分を有
する拡散スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号を受信す
る受信ステップと、プロファイルを測定して測定値の系
列を獲得する測定ステップとを有する。系列内の隣接す
る測定値は、所定のタイミング分解能によって分離され
るが、各測定値は信号強度を示す振幅を有する。この方
法はまた、測定値の系列内のどの測定値が最高の信号強
度を有するかを判定することによって、復調するための
ＲＦ信号の最良の候補パスを識別する識別ステップと、
フィンガー処理要素が利用可能かを判定する判定ステッ
プとを有する。もし利用可能であるならば、タイミング
オフセットは、少なくともパスに対する測定値及びそれ
に隣接する測定値の関数として、最良の候補パスに対し
て導出される。そして導出されたタイミングオフセット
は、最良の候補パスに利用可能なフィンガー処理要素を
割り当てるために使われる。導出されたタイミングオフ
セットの分解能は、所定のタイミング分解能より高い。
【００１２】本発明のまた別の実施態様は、ＣＤＭＡ通
信システムにおいて使われるＲＡＫＥ受信機に関する。
このＲＡＫＥ受信機は、マルチパスプロファイルを形成
するマルチパス成分を有する拡散スペクトラム無線周波
数（ＲＦ）信号を受信するためのアンテナと、アンテナ
に結合されたフィンガー処理要素とを有する。各フィン
ガー処理要素は、ＲＦ信号の特定の伝搬パスに割当て可
能であり、復調された信号を生成するように割り当てら
れたパスを復調することができる。アンテナに結合され
たサーチャーユニットは、ＲＦ信号のマルチパスプロフ
ァイルを測定して測定値の系列を獲得する。サーチャー
ユニットは、系列内で隣接する測定値を分離する所定の
タイミング分解能を有するが、各測定値は信号強度を示
す振幅を有する。サーチャーユニットとフィンガー処理
要素とに結合されたフィンガー割当て及び制御ユニット
は、測定値の系列を読み込んで、その系列内のどの測定
値が最高の信号強度を有するかを判定することによって
復調するためのＲＦ信号の最良の候補パスを識別し、少
なくともこれらのパスおよびそれに隣接する測定値の関
数として最良の候補パスに対してタイミングオフセット
を導出して、少なくとも導出されたタイミングオフセッ
トを使ってフィンガー処理要素を最良の候補パスに割り
当てる。導出されたタイミングオフセットは、サーチャ
ーユニットの所定のタイミング分解能よりも高い分解能
を有する。合成器は、フィンガー処理要素のそれぞれか
らの復調された信号を合成し、ＲＡＫＥ受信機からの出
力信号を生成する。
信システムにおいて使われるＲＡＫＥ受信機に関する。
このＲＡＫＥ受信機は、マルチパスプロファイルを形成
するマルチパス成分を有する拡散スペクトラム無線周波
数（ＲＦ）信号を受信するためのアンテナと、アンテナ
に結合されたフィンガー処理要素とを有する。各フィン
ガー処理要素は、ＲＦ信号の特定の伝搬パスに割当て可
能であり、復調された信号を生成するように割り当てら
れたパスを復調することができる。アンテナに結合され
たサーチャーユニットは、ＲＦ信号のマルチパスプロフ
ァイルを測定して測定値の系列を獲得する。サーチャー
ユニットは、系列内で隣接する測定値を分離する所定の
タイミング分解能を有するが、各測定値は信号強度を示
す振幅を有する。サーチャーユニットとフィンガー処理
要素とに結合されたフィンガー割当て及び制御ユニット
は、測定値の系列を読み込んで、その系列内のどの測定
値が最高の信号強度を有するかを判定することによって
復調するためのＲＦ信号の最良の候補パスを識別し、少
なくともこれらのパスおよびそれに隣接する測定値の関
数として最良の候補パスに対してタイミングオフセット
を導出して、少なくとも導出されたタイミングオフセッ
トを使ってフィンガー処理要素を最良の候補パスに割り
当てる。導出されたタイミングオフセットは、サーチャ
ーユニットの所定のタイミング分解能よりも高い分解能
を有する。合成器は、フィンガー処理要素のそれぞれか
らの復調された信号を合成し、ＲＡＫＥ受信機からの出
力信号を生成する。
【００１３】本発明の別の実施態様は、ＣＤＭＡ通信シ
ステムで使用するＲＡＫＥ受信機のフィンガー処理要素
の調整方法に関する。この方法は、マルチパスプロファ
イルを形成する複数のマルチパス信号成分を有する拡散
スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号を受信する受信ス
テップを有する。拡散スペクトラムＲＦ信号のマルチパ
ス信号要素の１つは、フィンガー処理要素を使って早
期、同時および末期のサンプルを獲得するためにサンプ
ルされ、タイミングオフセットは、サンプルされたマル
チパス信号成分の少なくとも早期、同時および末期のサ
ンプルの関数として、同時サンプルに対して導出され
る。フィンガー処理要素は、導出されたタイミングオフ
セットを使って、サンプルされたマルチパス信号成分の
同時サンプルのタイミングをトラッキングするよう調整
する。
ステムで使用するＲＡＫＥ受信機のフィンガー処理要素
の調整方法に関する。この方法は、マルチパスプロファ
イルを形成する複数のマルチパス信号成分を有する拡散
スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号を受信する受信ス
テップを有する。拡散スペクトラムＲＦ信号のマルチパ
ス信号要素の１つは、フィンガー処理要素を使って早
期、同時および末期のサンプルを獲得するためにサンプ
ルされ、タイミングオフセットは、サンプルされたマル
チパス信号成分の少なくとも早期、同時および末期のサ
ンプルの関数として、同時サンプルに対して導出され
る。フィンガー処理要素は、導出されたタイミングオフ
セットを使って、サンプルされたマルチパス信号成分の
同時サンプルのタイミングをトラッキングするよう調整
する。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明を理解することは、添付し
た図面を参照して本発明の好適な実施例の以下の詳細な
説明を考慮することによって容易になる。符号分割多元
接続（ＣＤＭＡ）通信システムで使用するＣＤＭＡＲＡ
ＫＥ受信機が図１に示されている。ＲＡＫＥ受信機は、
アンテナ要素12、入力回路14、複数のフィンガー処理要
素又は「フィンガー」16、サーチャーユニットまたは
「サーチャー」18、フィンガー割当て及び制御ユニット
20、並びに合成器要素22を有する。典型的な実施例は、
移動ユニットの受信機におけるＲＡＫＥ受信機に関する
が、ここで説明される原理は、基地局受信機におけるＲ
ＡＫＥ受信に対しても適用してもよいことに注目すべき
である。
た図面を参照して本発明の好適な実施例の以下の詳細な
説明を考慮することによって容易になる。符号分割多元
接続（ＣＤＭＡ）通信システムで使用するＣＤＭＡＲＡ
ＫＥ受信機が図１に示されている。ＲＡＫＥ受信機は、
アンテナ要素12、入力回路14、複数のフィンガー処理要
素又は「フィンガー」16、サーチャーユニットまたは
「サーチャー」18、フィンガー割当て及び制御ユニット
20、並びに合成器要素22を有する。典型的な実施例は、
移動ユニットの受信機におけるＲＡＫＥ受信機に関する
が、ここで説明される原理は、基地局受信機におけるＲ
ＡＫＥ受信に対しても適用してもよいことに注目すべき
である。
【００１５】アンテナ要素12は、１つ又はそれより多い
ＣＤＭＡ基地局 (図示せず) によって送信される拡散ス
ペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号24を受信する。入力
回路14は、アンテナ要素12からのＲＦ信号24を受信して
第１の復調器26、バンドパスフィルタ28、第２の復調器
30、及び整合フィルタ32を使ってそれを処理する。復調
器26は、ＲＦ信号24にキャリア周波数信号34を掛け、バ
ンドパスフィルタ28は、通常のＣＤＭＡ通信システムの
帯域幅で積をフィルタして中間周波数（ＩＦ）信号36を
生成する。復調器30は、その信号を分割してかつそのブ
ランチ(branch)にキャリア周波数信号34の同相及び直交
成分のそれぞれを掛けることによって、帯域幅でＩＦ周
波数36をダウン変換(downconvert) する。整合フィルタ
32は、結果生じた同相及び直交の信号を、ＣＤＭＡ通信
システムの送信パルス形状で処理して、同相及び直交の
信号成分38及び40をそれぞれ生成する。
ＣＤＭＡ基地局 (図示せず) によって送信される拡散ス
ペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号24を受信する。入力
回路14は、アンテナ要素12からのＲＦ信号24を受信して
第１の復調器26、バンドパスフィルタ28、第２の復調器
30、及び整合フィルタ32を使ってそれを処理する。復調
器26は、ＲＦ信号24にキャリア周波数信号34を掛け、バ
ンドパスフィルタ28は、通常のＣＤＭＡ通信システムの
帯域幅で積をフィルタして中間周波数（ＩＦ）信号36を
生成する。復調器30は、その信号を分割してかつそのブ
ランチ(branch)にキャリア周波数信号34の同相及び直交
成分のそれぞれを掛けることによって、帯域幅でＩＦ周
波数36をダウン変換(downconvert) する。整合フィルタ
32は、結果生じた同相及び直交の信号を、ＣＤＭＡ通信
システムの送信パルス形状で処理して、同相及び直交の
信号成分38及び40をそれぞれ生成する。
【００１６】各フィンガー16はそれぞれ、同相及び直交
信号成分38及び40の両方を受信し、ＲＦ信号24の個々の
マルチパスに復調するよう割り当てられる。図１には３
つのフィンガーが示されているが、ＲＡＫＥ受信機10は
他の数（例えば、４、５、６など）のフィンガーを有し
てもよく、それは、他の伝搬パスに割り当てられ復調さ
れてもよい。フィンガー16は、図１においては重ね合さ
った関係で示されており、第１のフィンガー（すなわち
フィンガー１）は他のフィンガー（すなわちフィンガー
２、フィンガー３など）の上にある。各フィンガーはフ
ィンガー１に対して詳細に示されるような構造を有す
る。
信号成分38及び40の両方を受信し、ＲＦ信号24の個々の
マルチパスに復調するよう割り当てられる。図１には３
つのフィンガーが示されているが、ＲＡＫＥ受信機10は
他の数（例えば、４、５、６など）のフィンガーを有し
てもよく、それは、他の伝搬パスに割り当てられ復調さ
れてもよい。フィンガー16は、図１においては重ね合さ
った関係で示されており、第１のフィンガー（すなわち
フィンガー１）は他のフィンガー（すなわちフィンガー
２、フィンガー３など）の上にある。各フィンガーはフ
ィンガー１に対して詳細に示されるような構造を有す
る。
【００１７】各フィンガー16は、同相及び直交成分をそ
れぞれ、早期、同時および末期にサンプリングするサン
プリング回路(sampler)42 ，44，46を有する。下付き文
字Ｉ（例えば42I ，44I ，46I ）およびＱ（例えば4
2Q ，44Q ，46Q ）は、サンプリング回路がそれぞれ同
相成分と直交成分をサンプルすることを示している。同
時サンプル48I ，48Q のタイミングは、タイミング／制
御ユニット52によって生成されるサンプルタイミング信
号50に依存する。早期サンプリング54I ，54 Q並びに末
期サンプリング56I ，56 Qのタイミングはそれぞれ、遅
延要素58，60の組に依拠する遅延時間によって、同時サ
ンプル48I ，48Q のタイミングに関連して進められ遅延
させられる。
れぞれ、早期、同時および末期にサンプリングするサン
プリング回路(sampler)42 ，44，46を有する。下付き文
字Ｉ（例えば42I ，44I ，46I ）およびＱ（例えば4
2Q ，44Q ，46Q ）は、サンプリング回路がそれぞれ同
相成分と直交成分をサンプルすることを示している。同
時サンプル48I ，48Q のタイミングは、タイミング／制
御ユニット52によって生成されるサンプルタイミング信
号50に依存する。早期サンプリング54I ，54 Q並びに末
期サンプリング56I ，56 Qのタイミングはそれぞれ、遅
延要素58，60の組に依拠する遅延時間によって、同時サ
ンプル48I ，48Q のタイミングに関連して進められ遅延
させられる。
【００１８】各フィンガー16は、コヒーレントな受信機
であり、コヒーレントな検出に対して基準パイロットチ
ャネル(reference pilot channel) を使う。それゆえ、
同時サンプル48I ，48Q は、トラヒックチャネル及びパ
イロットチャネル両方のサンプルを有する。パイロット
チャネルは、トラヒックシンボルに埋め込まれた基準シ
ンボルと、個々の物理チャネルで送信される連続するパ
イロット信号とのどちらでもよい。そして、早期、同時
及び末期の同相信号及び直交信号は、乗算器62と同相及
び直交ＰＮ系列PNI ，PNQ とを使ってそれぞれ逆拡散さ
れる。PNI 及びPNQ は、入力信号としてサンプルタイミ
ング信号50を使ってＰＮ生成器63によって生成される。
直交拡散は、例えば、「Mobile Station-Base Station
Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spre
ad Spectrum Cellular System （デュアルモード広帯域
拡散スペクトラムセルラーシステムのための移動局ベー
スの局互換に関する規定）」と題されたＩＳ−９５規定
に準拠してもよい。逆拡散信号は信号処理要素64，66，
68，70によって動作し、それは例えば多元接続分割を実
行する。要素64，66，68，70からの出力信号は、積分器
72，74，76，78によって蓄積されて、蓄積された信号8
0，82，84，86をそれぞれ形成する。各フィンガー16
は、符号トラッキングループ88を有し、それは、トラヒ
ックチャネル又はパイロットチャネル82，84，86の、早
期及び末期サンプルを受信し、かつ早期サンプルと末期
サンプルとの差に基づくトラッキング調整信号90を生成
する。チャネルは、早期サンプルと末期サンプルとの差
が実質的にゼロになるとき、正確に推定できる。トラッ
キング調整信号90がタイミング／制御ユニット52に印加
されて、サンプルタイミング信号50はフィンガー16によ
って復調されているマルチパスのタイミングをトラッキ
ングするようになる。トラッキングによって、例えば発
信機と受信機10との間の関係動作に依拠するマルチパス
のタイミングが変化する。各フィンガー16はまた復調器
ユニット92を有し、この復調器ユニット92は、パイロッ
トチャネル同時サンプル82を使ってトラヒックチャネル
同時サンプル80を復調してトラヒックチャネルを推定す
る。そして各フィンガー16によって生成された復調出力
シンボル94は、時配列され(time-aligned)、合成器22で
合成されて高品質出力信号96を形成する。従って、高品
質出力信号96は、フィンガー16の各々が割り当てられた
マルチパスのそれぞれを通じて伝播された送信エネルギ
ーを効果的に有することになる。同相及び直交成分38，
40はまた、マルチパス環境を測定するためにサーチャー
ユニット18によってそれぞれ処理される。サーチャーユ
ニット18による測定値の系列98は、以下に説明するよう
に、フィンガー割当て及び制御ユニット20において減少
させられ、次に、フィンガー16を割り当てるか、フィン
ガー16を割り当てないようにするか、あるいはマルチパ
スに既に割り当てられているフィンガー16を使い続ける
かを決定するために、ユニット20によって使われる。ユ
ニット20からの信号100 は、ＲＡＫＥ受信機10に対して
初期フィンガー割当てをするために、フィンガー16のそ
れぞれのタイミング／制御ユニット52に印加される。
であり、コヒーレントな検出に対して基準パイロットチ
ャネル(reference pilot channel) を使う。それゆえ、
同時サンプル48I ，48Q は、トラヒックチャネル及びパ
イロットチャネル両方のサンプルを有する。パイロット
チャネルは、トラヒックシンボルに埋め込まれた基準シ
ンボルと、個々の物理チャネルで送信される連続するパ
イロット信号とのどちらでもよい。そして、早期、同時
及び末期の同相信号及び直交信号は、乗算器62と同相及
び直交ＰＮ系列PNI ，PNQ とを使ってそれぞれ逆拡散さ
れる。PNI 及びPNQ は、入力信号としてサンプルタイミ
ング信号50を使ってＰＮ生成器63によって生成される。
直交拡散は、例えば、「Mobile Station-Base Station
Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spre
ad Spectrum Cellular System （デュアルモード広帯域
拡散スペクトラムセルラーシステムのための移動局ベー
スの局互換に関する規定）」と題されたＩＳ−９５規定
に準拠してもよい。逆拡散信号は信号処理要素64，66，
68，70によって動作し、それは例えば多元接続分割を実
行する。要素64，66，68，70からの出力信号は、積分器
72，74，76，78によって蓄積されて、蓄積された信号8
0，82，84，86をそれぞれ形成する。各フィンガー16
は、符号トラッキングループ88を有し、それは、トラヒ
ックチャネル又はパイロットチャネル82，84，86の、早
期及び末期サンプルを受信し、かつ早期サンプルと末期
サンプルとの差に基づくトラッキング調整信号90を生成
する。チャネルは、早期サンプルと末期サンプルとの差
が実質的にゼロになるとき、正確に推定できる。トラッ
キング調整信号90がタイミング／制御ユニット52に印加
されて、サンプルタイミング信号50はフィンガー16によ
って復調されているマルチパスのタイミングをトラッキ
ングするようになる。トラッキングによって、例えば発
信機と受信機10との間の関係動作に依拠するマルチパス
のタイミングが変化する。各フィンガー16はまた復調器
ユニット92を有し、この復調器ユニット92は、パイロッ
トチャネル同時サンプル82を使ってトラヒックチャネル
同時サンプル80を復調してトラヒックチャネルを推定す
る。そして各フィンガー16によって生成された復調出力
シンボル94は、時配列され(time-aligned)、合成器22で
合成されて高品質出力信号96を形成する。従って、高品
質出力信号96は、フィンガー16の各々が割り当てられた
マルチパスのそれぞれを通じて伝播された送信エネルギ
ーを効果的に有することになる。同相及び直交成分38，
40はまた、マルチパス環境を測定するためにサーチャー
ユニット18によってそれぞれ処理される。サーチャーユ
ニット18による測定値の系列98は、以下に説明するよう
に、フィンガー割当て及び制御ユニット20において減少
させられ、次に、フィンガー16を割り当てるか、フィン
ガー16を割り当てないようにするか、あるいはマルチパ
スに既に割り当てられているフィンガー16を使い続ける
かを決定するために、ユニット20によって使われる。ユ
ニット20からの信号100 は、ＲＡＫＥ受信機10に対して
初期フィンガー割当てをするために、フィンガー16のそ
れぞれのタイミング／制御ユニット52に印加される。
【００１９】バンドパスフィルタ28及び整合フィルタ32
によって実行されるフィルタリングは、帯域外の干渉や
ノイズを除去し、また整合フィルタ32は、付加的な白色
ガウスノイズチャネルの仮定の下で、最適な性能にあう
ような送信信号のパルス形状を整合する。しかし、バン
ドパスフィルタ28のよく知られた効果は、ＰＮ系列の相
関特性を低下させることである。例えばR.Dixon,「Spre
ad Spectrum Systemswith Commercial Applications
（商業アプリケーションでの拡散スペクトラムシステ
ム）」第３版、Wiley Interscience,p.264(1994)を参照
されたい。この低下は、A.Viterbi , 「CDMA Principle
s of Spread Spectrum Communication（拡散スペクトラ
ム通信のＣＤＭＡ原理）」、Addison-Wesley, Chapter
３(1995)にある導関数(derivations) を使って計算する
ことができる。例えば、次式によって与えられようなベ
ースバンドでの受信信号を仮定する。
によって実行されるフィルタリングは、帯域外の干渉や
ノイズを除去し、また整合フィルタ32は、付加的な白色
ガウスノイズチャネルの仮定の下で、最適な性能にあう
ような送信信号のパルス形状を整合する。しかし、バン
ドパスフィルタ28のよく知られた効果は、ＰＮ系列の相
関特性を低下させることである。例えばR.Dixon,「Spre
ad Spectrum Systemswith Commercial Applications
（商業アプリケーションでの拡散スペクトラムシステ
ム）」第３版、Wiley Interscience,p.264(1994)を参照
されたい。この低下は、A.Viterbi , 「CDMA Principle
s of Spread Spectrum Communication（拡散スペクトラ
ム通信のＣＤＭＡ原理）」、Addison-Wesley, Chapter
３(1995)にある導関数(derivations) を使って計算する
ことができる。例えば、次式によって与えられようなベ
ースバンドでの受信信号を仮定する。
【００２０】
【数５】
【００２１】ここで、ｍ（ｋ）はｋ番目のシンボルであ
り、ａI n は同相ＰＮ系列であり、ａ Q n は直交ＰＮ系
列であり、ＴC はチップ期間であり、ｆはキャリア周波
数であり、φは未知の相であり、ｈ（ｔ）は送信機のバ
ンドパスフィルタインパルス応答である。項ｍ（ｋ）は
チップＮC の数にわたって一定であり、パイロットチャ
ネルに対しては分かるが、トラヒックチャネルに対して
は分からない。
り、ａI n は同相ＰＮ系列であり、ａ Q n は直交ＰＮ系
列であり、ＴC はチップ期間であり、ｆはキャリア周波
数であり、φは未知の相であり、ｈ（ｔ）は送信機のバ
ンドパスフィルタインパルス応答である。項ｍ（ｋ）は
チップＮC の数にわたって一定であり、パイロットチャ
ネルに対しては分かるが、トラヒックチャネルに対して
は分からない。
【００２２】図２を参照すると、サーチャーユニット18
は、図示されるようなサーチエンジン要素を有する。サ
ーチャーユニット18は、同相サンプル回路102 I と、直
交サンプル回路102 Q と、逆拡散器要素104 と、アキュ
ムレータ106 I ，106 Q と、振幅２乗ユニット108 とを
有する。整合フィルタリングを完全に行うと仮定する
と、逆拡散器要素104 への同相信号入力110 I は次式に
よって得られる。
は、図示されるようなサーチエンジン要素を有する。サ
ーチャーユニット18は、同相サンプル回路102 I と、直
交サンプル回路102 Q と、逆拡散器要素104 と、アキュ
ムレータ106 I ，106 Q と、振幅２乗ユニット108 とを
有する。整合フィルタリングを完全に行うと仮定する
と、逆拡散器要素104 への同相信号入力110 I は次式に
よって得られる。
【００２３】
【数６】
【００２４】逆拡散器要素104 への直交入力110 Q は次
式によって得られる。
式によって得られる。
【００２５】
【数７】
【００２６】ここで、ｈ’（ｔ）は整合フィルタ32のイ
ンパルス応答である。逆拡散器104 は合成逆拡散器(com
plex de-spreader) であり、各チップサンプルにａI n
（ｋ）−ｊａQ n （ｋ）を掛ける。Ｈ（ｔ−ｋＴC ）＝
Ｈ（ｔ−ｋＴC ）＊ｈ’（ｔ）とすると、アキュムレー
タ106 の出力における信号112 （干渉項を無視）は、
ンパルス応答である。逆拡散器104 は合成逆拡散器(com
plex de-spreader) であり、各チップサンプルにａI n
（ｋ）−ｊａQ n （ｋ）を掛ける。Ｈ（ｔ−ｋＴC ）＝
Ｈ（ｔ−ｋＴC ）＊ｈ’（ｔ）とすると、アキュムレー
タ106 の出力における信号112 （干渉項を無視）は、
【００２７】
【数８】
【００２８】であり、ここでｄｅｌａｙは合成逆拡散器
104 で生成されたＰＮタイミングの少量の遅延である。
振幅２乗ユニット１０８は測定値98Ｈ（ｄｅｌａｙ）2
に比例するように任意の初期相を取り除く。ＩＳ−９５
互換のシステムで整合フィルタリングが完全に行われる
と仮定すると、損失は、３／４チップ遅延に対しては１
１ｄＢ、１／２チップ遅延に対しては４ｄＢ、３／８チ
ップ遅延に対しては２ｄＢ、１／４チップ遅延に対して
は１ｄＢ、１／８チップ遅延に対しては０．２ｄＢのオ
ーダーである。従って、サーチャーユニット18は典型的
には、サンプリングエラーによる受け入れがたい信号損
失を避けるため、マルチパス環境を１／２チップ分解能
で測定する。典型的な１／２チップよりも高分解能でサ
ーチャーユニットを使うことができるにもかかわらず、
このような高分解能サーチャーは、ハードウェアの複雑
さを増加させてしまわざるを得ず、それはＣＤＭＡの移
動局あるいは基地局で使うためには適切ではない、ある
いは望まれないであろう。
104 で生成されたＰＮタイミングの少量の遅延である。
振幅２乗ユニット１０８は測定値98Ｈ（ｄｅｌａｙ）2
に比例するように任意の初期相を取り除く。ＩＳ−９５
互換のシステムで整合フィルタリングが完全に行われる
と仮定すると、損失は、３／４チップ遅延に対しては１
１ｄＢ、１／２チップ遅延に対しては４ｄＢ、３／８チ
ップ遅延に対しては２ｄＢ、１／４チップ遅延に対して
は１ｄＢ、１／８チップ遅延に対しては０．２ｄＢのオ
ーダーである。従って、サーチャーユニット18は典型的
には、サンプリングエラーによる受け入れがたい信号損
失を避けるため、マルチパス環境を１／２チップ分解能
で測定する。典型的な１／２チップよりも高分解能でサ
ーチャーユニットを使うことができるにもかかわらず、
このような高分解能サーチャーは、ハードウェアの複雑
さを増加させてしまわざるを得ず、それはＣＤＭＡの移
動局あるいは基地局で使うためには適切ではない、ある
いは望まれないであろう。
【００２９】再び図１を簡単に参照すると、フィンガー
処理要素16は、サーチャーユニット18の典型的な１／２
チップタイミング分解能よりも高い（すなわちより細か
い）タイミング分解能を有するものである。このより高
いタイミング分解能は、符号トラッキングループ88に必
要である。例えば、R.Dixon , 「Spread Spectrum Syst
ems with Commercial Applications（商業アプリケーシ
ョンでの拡散スペクトラムシステム）」第３版、Wiley
Interscience,p.254-261(1994)を参照されたい。符号ト
ラッキングループ88は一般に、遅延ロックループによっ
て実現されるが、このループは、積分フィルタで早期信
号成分86と遅延信号成分84との振幅の差信号を処理する
が、その積分フィルタは、信号90によってタイミング／
制御ユニット52からのタイミング調整をトリガするしき
い値検出器に続く。タイミング／制御ユニット52のタイ
ミング調整分解能は一般的に、１／１６から１／４チッ
プの範囲にあり、典型的には、１／８チップである。従
って、フィンガー16のタイミング分解能は、サーチャー
ユニット18のタイミング分解能よりも典型的には高い
（すなわちより細かい）。以下で説明するように、フィ
ンガー割当て及び制御ユニット20は、測定値98を処理し
て初期フィンガー割当て信号100 を提供するが、タイミ
ング／制御ユニット52に印加されたとき、この信号によ
って、フィンガー16のタイミングを、サーチャーユニッ
ト18のより低い（すなわちより粗い）分解能ではなく、
フィンガー16のより高い（すなわちより細かい）分解能
を使って初期化できる。
処理要素16は、サーチャーユニット18の典型的な１／２
チップタイミング分解能よりも高い（すなわちより細か
い）タイミング分解能を有するものである。このより高
いタイミング分解能は、符号トラッキングループ88に必
要である。例えば、R.Dixon , 「Spread Spectrum Syst
ems with Commercial Applications（商業アプリケーシ
ョンでの拡散スペクトラムシステム）」第３版、Wiley
Interscience,p.254-261(1994)を参照されたい。符号ト
ラッキングループ88は一般に、遅延ロックループによっ
て実現されるが、このループは、積分フィルタで早期信
号成分86と遅延信号成分84との振幅の差信号を処理する
が、その積分フィルタは、信号90によってタイミング／
制御ユニット52からのタイミング調整をトリガするしき
い値検出器に続く。タイミング／制御ユニット52のタイ
ミング調整分解能は一般的に、１／１６から１／４チッ
プの範囲にあり、典型的には、１／８チップである。従
って、フィンガー16のタイミング分解能は、サーチャー
ユニット18のタイミング分解能よりも典型的には高い
（すなわちより細かい）。以下で説明するように、フィ
ンガー割当て及び制御ユニット20は、測定値98を処理し
て初期フィンガー割当て信号100 を提供するが、タイミ
ング／制御ユニット52に印加されたとき、この信号によ
って、フィンガー16のタイミングを、サーチャーユニッ
ト18のより低い（すなわちより粗い）分解能ではなく、
フィンガー16のより高い（すなわちより細かい）分解能
を使って初期化できる。
【００３０】図３のフローチャートを参照すると、初期
フィンガー割当て信号100 を生成するための、フィンガ
ー割当て及び制御ユニット20によって実行される処理ス
テップが示されている。ステップ200 では、ユニット20
が、サーチャーユニット18によって得られた測定値の系
列98を読み込む。これら系列は、マルチパスプロファイ
ルあるいはＲＦ信号の信号振幅を、タイミングオフセッ
トの関数として表わす。ステップ202 およびステップ20
4 では、ユニット20はデータ削減に対してマルチパスを
処理し、復調するのに最良であるＲＦ信号の候補マルチ
パスを識別する。最良の候補マルチパスは、最大の振幅
を有するようなパスであるが、それはその振幅が信号強
度を表すからである。従来のＣＤＭＡＲＡＫＥ受信機で
は、サーチャユニットによって判定された最良の候補パ
スのピーク位置は、初期フィンガー割当てをするのに使
われていた。しかし、サーチャーユニット18は、サーチ
タイミング分解能Ｔ (例えば１／２チップ) を有する場
合、フィンガー16は一般に、サーチャーユニットのタイ
ミング分解能よりも高い（すなわちより細かい) タイミ
ング分解能 (例えば１／８) を有するにもかかわらず、
初期フィンガー割当てにおいて±Ｔ／２（例えば±１／
４チップ）だけ不確実である。結果として生じる初期フ
ィンガー割当てに起因するタイミングミスアライメント
によって、符号トラッキングループがエラーを修正する
のに十分な時間を有するようになるまで、１ｄＢもの性
能損失が生じているであろう。この損失は、ＣＤＭＡの
移動局及び基地局が動作するダイナミックな環境におい
て重大であろう。初期フィンガー割当てを改良するため
に、ユニット20は、以下で説明するように、サーチャー
ユニット18によって得られる測定値の系列の関数として
ピークのパス位置を推定する。この技術は、符号トラッ
キングループを有する受信機に対しても、またそれがな
い受信機に対しても有益である。
フィンガー割当て信号100 を生成するための、フィンガ
ー割当て及び制御ユニット20によって実行される処理ス
テップが示されている。ステップ200 では、ユニット20
が、サーチャーユニット18によって得られた測定値の系
列98を読み込む。これら系列は、マルチパスプロファイ
ルあるいはＲＦ信号の信号振幅を、タイミングオフセッ
トの関数として表わす。ステップ202 およびステップ20
4 では、ユニット20はデータ削減に対してマルチパスを
処理し、復調するのに最良であるＲＦ信号の候補マルチ
パスを識別する。最良の候補マルチパスは、最大の振幅
を有するようなパスであるが、それはその振幅が信号強
度を表すからである。従来のＣＤＭＡＲＡＫＥ受信機で
は、サーチャユニットによって判定された最良の候補パ
スのピーク位置は、初期フィンガー割当てをするのに使
われていた。しかし、サーチャーユニット18は、サーチ
タイミング分解能Ｔ (例えば１／２チップ) を有する場
合、フィンガー16は一般に、サーチャーユニットのタイ
ミング分解能よりも高い（すなわちより細かい) タイミ
ング分解能 (例えば１／８) を有するにもかかわらず、
初期フィンガー割当てにおいて±Ｔ／２（例えば±１／
４チップ）だけ不確実である。結果として生じる初期フ
ィンガー割当てに起因するタイミングミスアライメント
によって、符号トラッキングループがエラーを修正する
のに十分な時間を有するようになるまで、１ｄＢもの性
能損失が生じているであろう。この損失は、ＣＤＭＡの
移動局及び基地局が動作するダイナミックな環境におい
て重大であろう。初期フィンガー割当てを改良するため
に、ユニット20は、以下で説明するように、サーチャー
ユニット18によって得られる測定値の系列の関数として
ピークのパス位置を推定する。この技術は、符号トラッ
キングループを有する受信機に対しても、またそれがな
い受信機に対しても有益である。
【００３１】ステップ206 では、ユニット20は、受信機
10のフィンガー16が現在のところ利用可能であるかどう
か（すなわち、割り当てられたマルチパスを復調してい
ないフィンガー16が現在存在するかどうか）について判
定する。もしそうであるならば、ユニット20は、以下に
説明するように、ステップ208 で、最良の候補パスに対
するタイミングオフセットを導出して、ステップ210
で、利用可能なフィンガー16を、導出されたタイミング
オフセットを使って最良の候補パスに割り当てる。もし
フィンガー16が利用可能でないならば、ユニット20はス
テップ212 で、最良の候補パスがフィンガー16のうちの
１つによって現在復調されているマルチパスよりも良好
かどうかを判定する。もしそうであるならば、ユニット
20は、ステップ208 で、最良の候補パスに対するタイミ
ングオフセットを再び導出して、ステップ210 で、導出
したタイミングオフセットを使って最良の候補パスにフ
ィンガー16を再割当てする。もしそうでなければ、ユニ
ット20は、導出または割当てステップ208, 210を実行し
ない。
10のフィンガー16が現在のところ利用可能であるかどう
か（すなわち、割り当てられたマルチパスを復調してい
ないフィンガー16が現在存在するかどうか）について判
定する。もしそうであるならば、ユニット20は、以下に
説明するように、ステップ208 で、最良の候補パスに対
するタイミングオフセットを導出して、ステップ210
で、利用可能なフィンガー16を、導出されたタイミング
オフセットを使って最良の候補パスに割り当てる。もし
フィンガー16が利用可能でないならば、ユニット20はス
テップ212 で、最良の候補パスがフィンガー16のうちの
１つによって現在復調されているマルチパスよりも良好
かどうかを判定する。もしそうであるならば、ユニット
20は、ステップ208 で、最良の候補パスに対するタイミ
ングオフセットを再び導出して、ステップ210 で、導出
したタイミングオフセットを使って最良の候補パスにフ
ィンガー16を再割当てする。もしそうでなければ、ユニ
ット20は、導出または割当てステップ208, 210を実行し
ない。
【００３２】ステップ208 では、ユニット20は、最良の
候補パスで得られる測定値を使い、最良の候補パスに対
するタイミングオフセットを導出するために、隣接する
タイミングオフセット (例えば１／２チップ分解能のサ
ーチャーユニット18とは別個の１／２チップ）を使う。
Ｍ（−１）、Ｍ（０），Ｍ（１）はサーチャーユニット
18によって得られる測定値であるとする。つまり、Ｍ
（０）は最良の候補パスに対応する測定値であり、Ｍ
（−１）及びＭ（１）は、Ｍ（０）に隣接して得られる
測定値（すなわちＭ（−１）およびＭ（１）はそれぞ
れ、１／２チップ分解能サーチャーに対して、Ｍ（０）
の、１／２チップ前または１／２チップ後ろである）。
各測定値は、相関関数でもその平方根（すなわち信号振
幅）でもよい。ＲＦ信号24のマルチパスプロファイルは
２次式を使って、
候補パスで得られる測定値を使い、最良の候補パスに対
するタイミングオフセットを導出するために、隣接する
タイミングオフセット (例えば１／２チップ分解能のサ
ーチャーユニット18とは別個の１／２チップ）を使う。
Ｍ（−１）、Ｍ（０），Ｍ（１）はサーチャーユニット
18によって得られる測定値であるとする。つまり、Ｍ
（０）は最良の候補パスに対応する測定値であり、Ｍ
（−１）及びＭ（１）は、Ｍ（０）に隣接して得られる
測定値（すなわちＭ（−１）およびＭ（１）はそれぞ
れ、１／２チップ分解能サーチャーに対して、Ｍ（０）
の、１／２チップ前または１／２チップ後ろである）。
各測定値は、相関関数でもその平方根（すなわち信号振
幅）でもよい。ＲＦ信号24のマルチパスプロファイルは
２次式を使って、
【００３３】
【数９】
【００３４】で近似できる。未知の係数Ａ、ＢおよびＣ
はこの線形システムに対する解である。
はこの線形システムに対する解である。
【００３５】
【数１０】
【００３６】
【数１１】
【００３７】
【数１２】
【００３８】２次式のピークは、ピーク信号強度を有す
るマルチパスに対応し、Ｙが０に等しいプロファイルで
時間微分することによって得られる。
るマルチパスに対応し、Ｙが０に等しいプロファイルで
時間微分することによって得られる。
【００３９】
【数１３】
【００４０】式（５）〜（８）を合わせてｔについて解
くと次が得られる。
くと次が得られる。
【００４１】
【数１４】
【００４２】ピークのタイミングオフセットは、ｔ／ｆ
として２次近似に基づいて推定されるが、ここで１／ｆ
は、測定値サンプリング期間（例えば、１／２チップサ
ーチャーに対してタイミングオフセット＝ｔ／２）に対
応するチップの分数として定義される。この推定タイミ
ングオフセットは、フィンガー16を最良の候補パスの位
置に割当てまたは再割当てするために、ユニット20によ
って使われる。
として２次近似に基づいて推定されるが、ここで１／ｆ
は、測定値サンプリング期間（例えば、１／２チップサ
ーチャーに対してタイミングオフセット＝ｔ／２）に対
応するチップの分数として定義される。この推定タイミ
ングオフセットは、フィンガー16を最良の候補パスの位
置に割当てまたは再割当てするために、ユニット20によ
って使われる。
【００４３】この放物近似すなわち２次近似は、浮動点
でも固定点でも、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）集積回
路で実現してもよい。代わりの例としては、計算負荷は
比較的低いので、処理はまた、図３に示される処理を実
行できるマイクロコントローラ（ＭＣＵ）あるいは他の
ハードウェア回路で実現され得る。サーチャーユニット
18は、比較的大きなウィンドウを測定するために非常に
多くの測定器を得てもよい。しかし、上記の式に示され
るように、サーチャーユニット18によるＭ（−１）、Ｍ
（０）およびＭ（１）の測定値だけはユニット20によっ
て処理される必要があるが、これは、これらの測定値
は、ピークの位置およびその隣接した位置に対する振幅
データを含むからである。それゆえ、ステップ202 で
は、ユニット20は、データの量を削減するよう、サーチ
ャーユニット18からの測定値の系列を処理してもよい。
他の測定値を除去するためにデータを削減することによ
って、必要であろうデータ転送の量を最小化し、ＤＳＰ
あるいはＭＣＵに対するメモリの必要量を最小化する。
さらに、仮に最良の局所ピークではなく最大のＭの相関
値およびＰＮ位置がソートされ記憶されるにしても、必
要な情報は、相関関数が幅広い形状をしているので利用
可能に非常になりやすい。
でも固定点でも、ディジタル信号処理（ＤＳＰ）集積回
路で実現してもよい。代わりの例としては、計算負荷は
比較的低いので、処理はまた、図３に示される処理を実
行できるマイクロコントローラ（ＭＣＵ）あるいは他の
ハードウェア回路で実現され得る。サーチャーユニット
18は、比較的大きなウィンドウを測定するために非常に
多くの測定器を得てもよい。しかし、上記の式に示され
るように、サーチャーユニット18によるＭ（−１）、Ｍ
（０）およびＭ（１）の測定値だけはユニット20によっ
て処理される必要があるが、これは、これらの測定値
は、ピークの位置およびその隣接した位置に対する振幅
データを含むからである。それゆえ、ステップ202 で
は、ユニット20は、データの量を削減するよう、サーチ
ャーユニット18からの測定値の系列を処理してもよい。
他の測定値を除去するためにデータを削減することによ
って、必要であろうデータ転送の量を最小化し、ＤＳＰ
あるいはＭＣＵに対するメモリの必要量を最小化する。
さらに、仮に最良の局所ピークではなく最大のＭの相関
値およびＰＮ位置がソートされ記憶されるにしても、必
要な情報は、相関関数が幅広い形状をしているので利用
可能に非常になりやすい。
【００４４】図４を参照すると、ステップ208 でのフィ
ンガー割当て及び制御ユニット20によって実行される２
次近似の例が示されている。Ｘ軸は（チップで）相対タ
イミングオフセットを表し、Ｙ軸は相関出力を表す。従
って、グラフはＲＦ信号24の典型的なマルチパスのプロ
ファイルを表している。この例は、サーチャーユニット
18が１／２チップタイミング分解能を使って測定値を得
るということを仮定している。御承知の通り、１／２チ
ップタイミング分解能は最良の候補パスを測定するとき
にエラーを起こし、これは、おおよそ０．１９チップの
相対タイミングオフセットで生じた。ステップ204 で識
別される最良の候補パスは、相対タイミングオフセット
が０であるところに位置し、相関測定値Ｍ（０）は０．
９３４５である。隣接する測定値は相対タイミングオフ
セットが＋／−０．５チップのところに位置し、それぞ
れ、相関測定値Ｍ（−１）は０．３５６３であり、相関
測定値Ｍ（１）は０．８５４０である。式（９）を適用
して、ｔ／２＝０．１９チップの２次式から推定タイミ
ングオフセットを導出する。従って、この例では、ユニ
ット20は０．１９チップ、あるいはその等価な量子化値
を、最大値に対応するＰＮオフセットへ加える。１／８
チップのタイミング調整分解能を有するタイミング／制
御ユニット52を持つようなフィンガー16では、０．１９
チップは１／８チップタイミング調整になる（すなわち
１／８チップ分解能で、１／８チップ調整は０．１９チ
ップ推定値に最も近い近似といえる）。
ンガー割当て及び制御ユニット20によって実行される２
次近似の例が示されている。Ｘ軸は（チップで）相対タ
イミングオフセットを表し、Ｙ軸は相関出力を表す。従
って、グラフはＲＦ信号24の典型的なマルチパスのプロ
ファイルを表している。この例は、サーチャーユニット
18が１／２チップタイミング分解能を使って測定値を得
るということを仮定している。御承知の通り、１／２チ
ップタイミング分解能は最良の候補パスを測定するとき
にエラーを起こし、これは、おおよそ０．１９チップの
相対タイミングオフセットで生じた。ステップ204 で識
別される最良の候補パスは、相対タイミングオフセット
が０であるところに位置し、相関測定値Ｍ（０）は０．
９３４５である。隣接する測定値は相対タイミングオフ
セットが＋／−０．５チップのところに位置し、それぞ
れ、相関測定値Ｍ（−１）は０．３５６３であり、相関
測定値Ｍ（１）は０．８５４０である。式（９）を適用
して、ｔ／２＝０．１９チップの２次式から推定タイミ
ングオフセットを導出する。従って、この例では、ユニ
ット20は０．１９チップ、あるいはその等価な量子化値
を、最大値に対応するＰＮオフセットへ加える。１／８
チップのタイミング調整分解能を有するタイミング／制
御ユニット52を持つようなフィンガー16では、０．１９
チップは１／８チップタイミング調整になる（すなわち
１／８チップ分解能で、１／８チップ調整は０．１９チ
ップ推定値に最も近い近似といえる）。
【００４５】しかし、実際に、サーチャーユニット18に
よって測定されたマルチパスプロファイルの形状は、２
次式では正確には表せない。例えば、非２次の形状は送
信機のパルス形状のため、受信機における整合フィルタ
を特別に実現する必要がある。例えば、マルチパスプロ
ファイルは、図５に示される非２次の形状を有してもよ
い。プロファイルがこのような非２次の形状を有すると
き、２次式による推定タイミングオフセットは、十分に
正確ではない。しかし、サーチャーユニットによって測
定された実際のプロファイルを、実験上の測定値あるい
は理論的な計算値によって推定できると仮定すると、非
２次のプロファイル形状に２次近似を使うことによって
もたらされる推定値エラーをアプライオリ予測(a prior
i predict)することができる。実際のプロファイル情報
に基づいて、修正曲線を判定することができ、修正率を
生成するのに修正曲線を使うことができる。これらの率
は、順に、推定タイミングオフセットを修正するために
２次式による推定タイミングオフセットへ適用すること
ができる。
よって測定されたマルチパスプロファイルの形状は、２
次式では正確には表せない。例えば、非２次の形状は送
信機のパルス形状のため、受信機における整合フィルタ
を特別に実現する必要がある。例えば、マルチパスプロ
ファイルは、図５に示される非２次の形状を有してもよ
い。プロファイルがこのような非２次の形状を有すると
き、２次式による推定タイミングオフセットは、十分に
正確ではない。しかし、サーチャーユニットによって測
定された実際のプロファイルを、実験上の測定値あるい
は理論的な計算値によって推定できると仮定すると、非
２次のプロファイル形状に２次近似を使うことによって
もたらされる推定値エラーをアプライオリ予測(a prior
i predict)することができる。実際のプロファイル情報
に基づいて、修正曲線を判定することができ、修正率を
生成するのに修正曲線を使うことができる。これらの率
は、順に、推定タイミングオフセットを修正するために
２次式による推定タイミングオフセットへ適用すること
ができる。
【００４６】図６を参照すると、上述の２次近似によっ
て判定された推定タイミングオフセットと、実験場の測
定値あるいは理論的な計算値によって判定された実際の
タイミングオフセットとの関係を示す曲線が、図５に例
示される代表的な非２次の相関関数について示されてい
る。完全な２次式の相関関数の結果、図６の曲線は、２
次式フィットによる推定タイミングオフセットが、実際
のタイミングオフセットに等しくなるような傾きを有す
る直線となるであろう。しかし、図５の相関関数が非２
次の形状であるために、タイミングオフセットは、正の
値へわずかにバイアスされる。タイミングオフセットの
０の位置に完全に中心にあるピークに対して、図５の相
関関数の２次近似では、おおよそ０．１チップの推定ピ
ーク位置となる。図５の相関関数は、図６によって得ら
れかつ２次式フィット方法を使って導出される推定タイ
ミングオフセットによって指標化されるような実際の推
定値でユニット20に記憶される較正テーブルまたはルッ
クアップテーブルを作るために使うことができる。代わ
りの例としては、バイアスされない推定器を有する修正
のテーブルを記憶することができる。
て判定された推定タイミングオフセットと、実験場の測
定値あるいは理論的な計算値によって判定された実際の
タイミングオフセットとの関係を示す曲線が、図５に例
示される代表的な非２次の相関関数について示されてい
る。完全な２次式の相関関数の結果、図６の曲線は、２
次式フィットによる推定タイミングオフセットが、実際
のタイミングオフセットに等しくなるような傾きを有す
る直線となるであろう。しかし、図５の相関関数が非２
次の形状であるために、タイミングオフセットは、正の
値へわずかにバイアスされる。タイミングオフセットの
０の位置に完全に中心にあるピークに対して、図５の相
関関数の２次近似では、おおよそ０．１チップの推定ピ
ーク位置となる。図５の相関関数は、図６によって得ら
れかつ２次式フィット方法を使って導出される推定タイ
ミングオフセットによって指標化されるような実際の推
定値でユニット20に記憶される較正テーブルまたはルッ
クアップテーブルを作るために使うことができる。代わ
りの例としては、バイアスされない推定器を有する修正
のテーブルを記憶することができる。
【００４７】図５及び６に示された例に対して、対応す
る修正曲線が図７に示される。２次式による推定タイミ
ングオフセットは、（曲線のＹ軸上に対する）修正率を
判定するための（曲線のＸ軸に対する）指標として、ユ
ニット20によって使われる。修正率は、それを単に推定
タイミングオフセットに加えることによって、２次式に
よる推定タイミングオフセットに適用される。例えば、
推定ピーク位置が０である場合、実際のピーク位置を判
定するために、おおよそ−０．１の修正率が推定ピーク
位置に加えられる。そして修正されたタイミングオフセ
ットは、最良の候補パスに対してフィンガー割当てを初
期化するのに使われる。代わりの例としては、図７に示
される修正曲線は、多項式を使ってパラメータを決める
ことができる。修正値は２次の修正値であるので、低い
次数の多項式（例えば、３次の多項式）を使ってもよ
い。
る修正曲線が図７に示される。２次式による推定タイミ
ングオフセットは、（曲線のＹ軸上に対する）修正率を
判定するための（曲線のＸ軸に対する）指標として、ユ
ニット20によって使われる。修正率は、それを単に推定
タイミングオフセットに加えることによって、２次式に
よる推定タイミングオフセットに適用される。例えば、
推定ピーク位置が０である場合、実際のピーク位置を判
定するために、おおよそ−０．１の修正率が推定ピーク
位置に加えられる。そして修正されたタイミングオフセ
ットは、最良の候補パスに対してフィンガー割当てを初
期化するのに使われる。代わりの例としては、図７に示
される修正曲線は、多項式を使ってパラメータを決める
ことができる。修正値は２次の修正値であるので、低い
次数の多項式（例えば、３次の多項式）を使ってもよ
い。
【００４８】上述のように、ＲＡＫＥ受信機10は、最良
のマルチパスのパス位置を推定することができ、サーチ
ャーユニットを越える分解能または精度で、フィンガー
ユニットをこれらのマルチパスに割り当てることができ
る。例えば、１／２チップ分解能のサーチャーユニット
で、フィンガーを１／４または１／８チップの分解能及
び精度で割り当てることができる。１／４または１／８
チップの分解能では、それぞれ、約０．１２ｄＢまたは
０．０６ｄＢの最大ＳＮＲ損失を生じるであろう。上述
のようにパス位置を推定することによって、より複雑で
はないハードウェア実現を有する、より低い分解能のサ
ーチャーユニットをまだ使うことができる。
のマルチパスのパス位置を推定することができ、サーチ
ャーユニットを越える分解能または精度で、フィンガー
ユニットをこれらのマルチパスに割り当てることができ
る。例えば、１／２チップ分解能のサーチャーユニット
で、フィンガーを１／４または１／８チップの分解能及
び精度で割り当てることができる。１／４または１／８
チップの分解能では、それぞれ、約０．１２ｄＢまたは
０．０６ｄＢの最大ＳＮＲ損失を生じるであろう。上述
のようにパス位置を推定することによって、より複雑で
はないハードウェア実現を有する、より低い分解能のサ
ーチャーユニットをまだ使うことができる。
【００４９】
【発明の効果】上述のように、本発明の方法及び装置
は、基地局あるいは移動局のどちらに対しても組み入れ
るためにＣＤＭＡＲＡＫＥ受信機で初期フィンガー割当
てをするのに使うことができる。さらに、遅延ロックル
ープが調整をするような速さよりも速い速さでＲＡＫＥ
受信機が動作する間でも、上述のやり方をフィンガータ
イミングを調整あるいは修正するのに使うことができ
る。アプリケーションを更新するために、上述のアルゴ
リズムは、図１の符号トラッキングループ88を取り替え
るトラッキングブロック内で各フィンガー16によって実
現される。このアルゴリズムは、上述の方法 (例えば同
時、早期及び末期のサンプルを２次式にあてはめること
によって）と同様な方法でタイミングオフセットを導出
するよう、同時、早期及び末期のサンプルを処理し、導
出されたタイミングオフセットをトラッキング調整信号
90をフィンガーが同時信号をトラッキングするように調
整するのに使う。非２次の効果をもたらすために、修正
曲線またはルックアップテーブルに基づく修正率を生成
して２次式から導出されたタイミングオフセットに適用
することができる。それゆえ、フィンガー16のタイミン
グは、受信機の動作の間、同時信号をトラッキングする
ために直ちに調整され、符号トラッキングループ88内の
遅延ロックループによって実行される比較的遅い調整を
待つ必要がなくなる。上記のアルゴリズムを使うＲＡＫ
Ｅ受信機の動作の間のフィンガー16の調整を、前述のア
ルゴリズムを初期フィンガー調整するために使うか使わ
ないかに関わらず実行することができる。
は、基地局あるいは移動局のどちらに対しても組み入れ
るためにＣＤＭＡＲＡＫＥ受信機で初期フィンガー割当
てをするのに使うことができる。さらに、遅延ロックル
ープが調整をするような速さよりも速い速さでＲＡＫＥ
受信機が動作する間でも、上述のやり方をフィンガータ
イミングを調整あるいは修正するのに使うことができ
る。アプリケーションを更新するために、上述のアルゴ
リズムは、図１の符号トラッキングループ88を取り替え
るトラッキングブロック内で各フィンガー16によって実
現される。このアルゴリズムは、上述の方法 (例えば同
時、早期及び末期のサンプルを２次式にあてはめること
によって）と同様な方法でタイミングオフセットを導出
するよう、同時、早期及び末期のサンプルを処理し、導
出されたタイミングオフセットをトラッキング調整信号
90をフィンガーが同時信号をトラッキングするように調
整するのに使う。非２次の効果をもたらすために、修正
曲線またはルックアップテーブルに基づく修正率を生成
して２次式から導出されたタイミングオフセットに適用
することができる。それゆえ、フィンガー16のタイミン
グは、受信機の動作の間、同時信号をトラッキングする
ために直ちに調整され、符号トラッキングループ88内の
遅延ロックループによって実行される比較的遅い調整を
待つ必要がなくなる。上記のアルゴリズムを使うＲＡＫ
Ｅ受信機の動作の間のフィンガー16の調整を、前述のア
ルゴリズムを初期フィンガー調整するために使うか使わ
ないかに関わらず実行することができる。
【００５０】詳細な説明で開示されてないが本発明の範
囲及び精神内に明確にあてはまるような、更なる実施例
及び用途が存在することは明らかである。例えば、推定
タイミングオフセットが２次等式の関数として導かれる
が、適当に測定あるいはサンプルされた信号入力から推
定タイミングオフセットを導出するために、他の関数あ
るいは公式を使ってもよい。従って本願は、限定を目的
としているのではなく、本発明の範囲は添付された請求
項に規定される。
囲及び精神内に明確にあてはまるような、更なる実施例
及び用途が存在することは明らかである。例えば、推定
タイミングオフセットが２次等式の関数として導かれる
が、適当に測定あるいはサンプルされた信号入力から推
定タイミングオフセットを導出するために、他の関数あ
るいは公式を使ってもよい。従って本願は、限定を目的
としているのではなく、本発明の範囲は添付された請求
項に規定される。
【図１】サーチャーユニットと、フィンガー割当て及び
制御と、重ね合せた関係で示される複数のフィンガー処
理要素とを有する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）ＲＡＫ
Ｅ受信機のブロック図である。
制御と、重ね合せた関係で示される複数のフィンガー処
理要素とを有する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）ＲＡＫ
Ｅ受信機のブロック図である。
【図２】図１に示されるサーチャーユニットのブロック
図である。
図である。
【図３】図１に示される、サーチャーユニットを読み、
フィンガー処理要素によって復調される最良の候補パス
を識別し、最良の候補パスに対して高解像度のタイミン
グオフセットを導出して、フィンガー処理要素を最良の
候補パスに割り当てるための、フィンガー割当て及び制
御ユニットによって実行される典型的なフローチャート
を示す図である。
フィンガー処理要素によって復調される最良の候補パス
を識別し、最良の候補パスに対して高解像度のタイミン
グオフセットを導出して、フィンガー処理要素を最良の
候補パスに割り当てるための、フィンガー割当て及び制
御ユニットによって実行される典型的なフローチャート
を示す図である。
【図４】フィンガー処理要素を割り当てるために使われ
る高解像度のタイミングオフセット（チップで）を導出
するために、フィンガー割当て及び制御ユニットによっ
て実行される２次近似を例示する一般的なグラフを示す
図である。
る高解像度のタイミングオフセット（チップで）を導出
するために、フィンガー割当て及び制御ユニットによっ
て実行される２次近似を例示する一般的なグラフを示す
図である。
【図５】図４に示される２次形状とは異なる相関関数の
可能性のある形状を例示する一般的なグラフを示す図で
ある。
可能性のある形状を例示する一般的なグラフを示す図で
ある。
【図６】２次近似により判定された推定タイミングオフ
セットと、図５に例示された非２次の相関関数に対する
実際のタイミングオフセットとの関係を示す曲線を表わ
す図である。
セットと、図５に例示された非２次の相関関数に対する
実際のタイミングオフセットとの関係を示す曲線を表わ
す図である。
【図７】実際のタイミングオフセットを生成するため
に、２次近似によって判定された推定タイミングオフセ
ットに適用（すなわち付加）され得る修正率を判定する
のに使われる、図５に示された非２次の相関関数に対す
る修正曲線を示す図である。
に、２次近似によって判定された推定タイミングオフセ
ットに適用（すなわち付加）され得る修正率を判定する
のに使われる、図５に示された非２次の相関関数に対す
る修正曲線を示す図である。
１０…ＲＡＫＥ受信機 １２…アンテナ １４…入力回路 １６…フィンガー処理要素 １８…サーチャーユニット ２０…フィンガー割当て及び制御ユニット ２２…合成器 ２４…拡散スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号 ２６，３０…復調器 ２８…バンドパスフィルタ ３２…整合フィルタ ３４…キャリア周波数信号 ３６…ＩＦ周波数 ３８…同相信号成分 ４０…直交信号成分 ４２…早期サンプル回路 ４４…同期サンプル回路 ４６…末期サンプル回路 ４８…同時サンプル ５０…サンプルタイミング信号 ５２…タイミング／制御ユニット ５４…早期サンプリング ５６…末期サンプリング ５８，６０…遅延要素 ６２…乗算器 ６４，６６，６８，７０…信号処理要素 ７２，７４，７６，７８…積分器 ８０…トラヒックチャネル同時サンプル ８２…パイロットチャネル同時サンプル ８４…遅延信号成分 ８６…早期信号成分 ８８…符号トラッキングループ ９０…トラッキング調整信号 ９２…復調器ユニット ９４…復調出力シンボル ９６…高品質出力信号 ９８…測定値 １００…初期フィンガー割当て信号 １０２…サンプル回路 １０４…合成逆拡散器 １０６…アキュムレータ １０８…振幅２乗ユニット １１０…信号入力
Claims (30)
- 【請求項１】 ＣＤＭＡ通信システムで使用するＲＡＫ
Ｅ受信機におけるフィンガー処理要素の割当て方法であ
って、 マルチパスプロファイルを形成する複数のマルチパス信
号成分を有する拡散スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信
号を受信する受信ステップと、 前記マルチパスプロファイルを測定して測定値の系列を
獲得する測定ステップであって、前記系列内の隣接する
測定値は、所定のタイミング分解能によって分離され、
前記各測定値は信号強度を示す振幅を有するような測定
ステップと、 前記測定値の系列内のどの測定値が最高の信号強度を有
するかを判定することによって、復調するための前記Ｒ
Ｆ信号の最良の候補パスを識別する識別ステップと、 少なくとも前記最良の候補パスに対する測定値及びそれ
に隣接する測定値の関数として、前記最良の候補パスに
対するタイミングオフセットを導出する導出ステップで
あって、前記導出されたタイミングオフセットは、前記
所定のタイミング分解能よりも高い分解能を有するよう
な導出ステップと、 前記導出されたタイミングオフセットを使って、前記最
良の候補パスに前記ＲＡＫＥ受信機のフィンガー処理要
素を割り当てる割当てステップとを備えることを特徴と
するＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素の割当
て方法。 - 【請求項２】 前記ＲＦ信号を復調して同相及び直交成
分を獲得する復調ステップをさらに備え、前記測定ステ
ップは、前記ＲＦ信号の前記同相及び直交成分をサンプ
ルするステップと、前記サンプルされた成分を逆拡散す
るステップと、前記逆拡散された成分を蓄積する蓄積ス
テップと、前記ＲＦ信号の測定値を獲得するために前記
蓄積されたＲＦ信号の振幅を２乗するステップとを有す
る請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 前記導出ステップは、前記最良の候補パ
スに対する測定値及び前記それに隣接する測定値に、実
質的にあてはめることによって前記ＲＦ信号の前記マル
チパスプロファイルを近似するための２次式を定義する
ステップと、前記最良の候補パスに対する前記タイミン
グオフセットを推定するために前記２次式のピークに対
して解くステップとを有する請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 前記２次式は、Ｙ＝Ａ＊ｔ2 ＋Ｂ＊ｔ＋
Ｃの形式を有し、その係数は、Ｍ（０）を前記最良の候
補パスに対する測定値、Ｍ（−１）及びＭ（１）を前記
Ｍ（０）に隣接する測定値として、 【数１】 によって定義される線形システムの解である請求項３に
記載の方法。 - 【請求項５】 前記２次式の前記ピークは、 【数２】 で生じ、前記２次式による前記推定タイミングオフセッ
トはｔ／ｆであり、１／ｆは前記所定のタイミング分解
能に対応するチップの分数である請求項４に記載の方
法。 - 【請求項６】 前記導出ステップは、修正率を生成する
ステップと、前記２次式による前記推定タイミングオフ
セットに前記修正率を適用するステップとをさらに有
し、前記修正率は、前記２次式を使って判定された前記
推定タイミングオフセットの集合と、実際のタイミング
オフセットと、の差を表す修正曲線に対する指標とし
て、前記２次式からの前記推定タイミングオフセットを
使って生成される請求項３に記載の方法。 - 【請求項７】 前記導出ステップは、修正率を生成する
ステップと、前記２次式からの前記推定タイミングオフ
セットに前記修正率を適用するステップとを有し、前記
修正率は、バイアスされていない推定器を有するルック
アップテーブルに対する指標として、前記２次式からの
前記推定タイミングオフセットを使って生成される請求
項３に記載の方法。 - 【請求項８】 前記測定値の前記所定のタイミング分解
能は１／２チップである請求項１に記載の方法。 - 【請求項９】 前記導出されたタイミングオフセットの
前記分解能は１／１６と１／４との間の範囲内にある請
求項８に記載の方法。 - 【請求項１０】 前記導出されたタイミングオフセット
の前記分解能は１／８チップである請求項８に記載の方
法。 - 【請求項１１】 ＣＤＭＡ通信システムで使用するＲＡ
ＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素の割当て方法で
あって、 マルチパスプロファイルを形成する複数のマルチパス信
号成分を有する拡散スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信
号を受信する受信ステップと、 前記マルチパスプロファイルを測定して測定値の系列を
獲得する測定ステップであって、前記系列内の隣接する
測定値は、所定のタイミング分解能によって分離され、
前記各測定値は信号強度を示す振幅を有するような測定
ステップと、 前記測定値の系列内のどの測定値が最高の信号強度を有
するかを判定することによって、復調するための前記Ｒ
Ｆ信号の最良の候補パスを識別する識別ステップと、 フィンガー処理要素が利用可能であるかを判定し、もし
そうであるならば、少なくとも前記最良の候補パスに対
する測定値及びそれに隣接する測定値の関数として、前
記最良の候補パスに対するタイミングオフセットを導出
するが、前記導出されたタイミングオフセットの分解能
は、前記所定のタイミング分解能よりも高く、そして、
前記導出されたタイミングオフセットを使って、前記最
良の候補パスに前記利用可能なフィンガー処理要素を割
り当てる判定ステップとを備えることを特徴とするＲＡ
ＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素の割当て方法。 - 【請求項１２】 前記フィンガー処理要素が利用不可能
である場合、前記判定ステップはまた、前記候補の最良
のパスが現在復調されているパスよりも良好であるか判
定し、もしそうであるならば、前記候補の最良のパスよ
りも悪いパスを現在復調している前記フィンガー処理要
素に対して、前記導出及び割当てステップを実行する請
求項１１に記載の方法。 - 【請求項１３】 前記フィンガー処理要素が利用不可能
であり、前記候補の最良のパスが現在復調されているパ
スよりも良好ではない場合、前記導出及び割当てステッ
プは省略される請求項１２に記載の方法。 - 【請求項１４】 ＣＤＭＡ通信システムで使用するＲＡ
ＫＥ受信機であって、 マルチパスプロファイルを形成する複数のマルチパス成
分を有する拡散スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信号を
受信するためのアンテナと、 該アンテナに結合された複数のフィンガー処理要素であ
って、該各フィンガー処理要素は、前記ＲＦ信号の特定
の伝搬パスに割当てられ、かつ前記ＲＦ信号の割り当て
られた伝搬パスを復調して復調された信号を生成するよ
うに構成されるフィンガー処理要素と、 前記アンテナに結合され、前記ＲＦ信号の前記マルチパ
スプロファイルを測定して測定値の系列を獲得するよう
構成されるサーチャーユニットであって、該サーチャー
ユニットは、前記測定値の系列内で隣接する測定値を分
離する所定のタイミング分解能を有し、前記各測定値は
信号強度を示す振幅を有するようなサーチャーユニット
と、 前記サーチャーユニットと前記複数のフィンガー処理要
素とに結合されるフィンガー割当て及び制御ユニットで
あって、前記測定値の系列を読み込んで、少なくとも前
記最良の候補パスの前記測定値及びそれに隣接する前記
測定値の関数として、前記最良の候補パスに対して、前
記サーチャーユニットの前記所定のタイミング分解能よ
りも高い分解能を有するようなタイミングオフセットを
導出し、少なくとも前記導出されたタイミングオフセッ
トを使って、前記フィンガー処理要素を前記最良の候補
パスに割り当てるように構成されるフィンガー割当て及
び制御ユニットと、 前記複数のフィンガー処理要素に結合され、前記フィン
ガー処理要素のそれぞれから前記復調された信号を合成
して前記ＲＡＫＥ受信機からの出力信号を生成するよう
構成される合成器とを備えることを特徴とするＲＡＫＥ
受信機。 - 【請求項１５】 前記アンテナに結合された入力回路で
あって、前記受信されたＲＦ信号をフィルタするための
バンドパスフィルタを有するような入力回路と、前記バ
ンドパスフィルタでフィルタされた信号をその同相及び
直交成分に復調するための復調器と、前記同相及び直交
成分をフィルタするための、前記ＲＦ信号の送信パルス
形状に対応する整合フィルタとをさらに有し、前記入力
回路は、前記複数のフィンガー処理要素及び前記サーチ
ャーユニットに適用される同相及び直交出力信号を生成
する請求項１４に記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項１６】 前記フィンガー処理要素は、前記ＲＦ
信号の同相及び直交成分を受信し、前記フィンガー処理
要素は、前記ＲＦ信号の同相及び直交成分をサンプルす
るための前記早期、同時及び末期のサンプル回路を有す
る請求項１４に記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項１７】 前記フィンガー処理要素は、前記フィ
ンガー割当て及び制御ユニットによって導出された前記
最良の候補パスに対する前記タイミングオフセットに少
なくとも応答して、前記早期、同時及び末期のサンプリ
ング回路のタイミングを調整するためのタイミング／制
御ユニットさらに有する請求項１６に記載のＲＡＫＥ受
信機。 - 【請求項１８】 前記フィンガー処理要素は、同相及び
直交ＰＮ系列を使って、前記早期、トラヒックチャネル
及びパイロットチャネル同時、並びに末期の同相及び直
交のサンプルを逆拡散するための、複数の逆拡散器をさ
らに有する請求項１７に記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項１９】 前記フィンガー要素は、前記早期、ト
ラヒックチャネル同時、パイロットチャネル同時、並び
に末期の同相及び直交のサンプルの、多元接続分離を実
行するための複数の信号処理ユニットをさらに有し、ま
た前記処理されたサンプルのそれぞれを蓄積するための
複数の積分器を有する請求項１８に記載のＲＡＫＥ受信
機。 - 【請求項２０】 前記フィンガー処理要素は、符号トラ
ッキングループをさらに有し、前記符号トラッキングル
ープは、前記トラヒックまたはパイロットチャネルの、
前記早期及び末期サンプルを受信し、かつ前記早期サン
プルと前記末期サンプルとの差に基づくトラッキング調
整信号を生成するが、前記トラッキング調整信号は、前
記早期、同時及び末期のサンプル回路が復調されている
パスのタイミングをトラッキングするように前記タイミ
ング／制御ユニットのタイミングを調整するのに使われ
る請求項１９に記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項２１】 前記フィンガー処理要素は、前記トラ
ヒックチャネルを推定するために、前記パイロットチャ
ネル同時サンプルを使って前記トラヒックチャネル同時
サンプルを復調する復調器をさらに有する請求項２０に
記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項２２】 前記サーチャーユニットは、前記ＲＦ
信号の同相及び直交成分を受信し、前記サーチャーユニ
ットは、前記同相及び直交成分をサンプルするためのサ
ンプル回路と、前記サンプルされた成分を逆拡散するた
めの逆拡散器と、前記逆拡散された成分を蓄積するため
のアキュムレータと、前記蓄積されたＲＦ信号の振幅を
２乗するための２乗ユニットとを有する請求項１４に記
載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項２３】 前記フィンガー割当て及び制御ユニッ
トは、前記最良の候補パスの前記タイミングオフセット
を推定するために、前記最良の候補パスに対する前記測
定値及び前記それに隣接する測定値にあてはめることに
よって前記ＲＦ信号の前記マルチパスプロファイルを近
似する２次式を定義し、かつ前記２次式のピークを解く
ことによって前記タイミングオフセットを導出する請求
項１４に記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項２４】 前記２次式は、Ｙ＝Ａ＊ｔ2 ＋Ｂ＊ｔ
＋Ｃの形式を有し、その係数は、Ｍ（０）を前記最良の
候補パスに対する測定値、Ｍ（−１）及びＭ（１）を前
記Ｍ（０）に隣接する測定値として、 【数３】 によって定義される線形システムの解である請求項２３
に記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項２５】 前記２次式の前記ピークは、 【数４】 で生じ、前記２次式による前記推定タイミングオフセッ
トはｔ／ｆであり、１／ｆは前記所定のタイミング分解
能に対応するチップの分数である請求項２４に記載のＲ
ＡＫＥ受信機。 - 【請求項２６】 前記フィンガー割当て及び制御ユニッ
トは、修正率を生成しかつ前記２次式からの前記推定タ
イミングオフセットに前記修正率を適用し、前記修正率
は、前記２次式を使って判定された前記推定タイミング
オフセットの集合と、実際のタイミングオフセットと、
の差を表す修正曲線に対する指標として、前記２次式に
よる前記推定タイミングオフセットを使って判定される
請求項２３に記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項２７】 前記フィンガー割当て及び制御ユニッ
トは、修正率を生成しかつ前記２次式からの前記推定タ
イミングオフセットに前記修正率を適用するステップと
を有し、前記修正率は、バイアスされていない推定器を
有するルックアップテーブルに対する指標として、前記
２次式からの前記推定タイミングオフセットを使って判
定される請求項２３に記載のＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項２８】 ＣＤＭＡ通信システムで使用するＲＡ
ＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素の調整方法であ
って、 マルチパスプロファイルを形成する複数のマルチパス信
号成分を有する拡散スペクトラム無線周波数（ＲＦ）信
号を受信する受信ステップと、 フィンガー処理要素を使って早期、同時及び末期のサン
プルを獲得するために前記拡散スペクトラムＲＦ信号の
前記マルチパス信号成分の１つをサンプルするサンプル
ステップと、 少なくとも前記サンプルされたマルチパス信号成分の前
記早期、同時及び末期のサンプルの関数として、前記同
時サンプルに対するタイミングオフセットを導出する導
出ステップと、 前記導出されたタイミングオフセットを使って前記サン
プルされたマルチパス信号成分の前記同時サンプルのタ
イミングをトラッキングするよう前記フィンガー処理要
素を調整する調整ステップとを備えることを特徴とする
ＲＡＫＥ受信機におけるフィンガー処理要素の調整方
法。 - 【請求項２９】 前記導出ステップは、前記早期、同時
及び末期のサンプルに実質的にあてはめる２次式を定義
するステップと、前記同時サンプルに対して前記タイミ
ングオフセットを推定するために前記２次式のピークを
解くステップとを有する請求項２８に記載の方法。 - 【請求項３０】 前記導出ステップはまた、修正率を生
成するステップと、前記２次式による前記推定タイミン
グオフセットに前記修正率を適用するステップとを有す
る請求項２９に記載の方法。
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