JPH11234220A - 高周波信号検出装置 - Google Patents
高周波信号検出装置Info
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- JPH11234220A JPH11234220A JP10027460A JP2746098A JPH11234220A JP H11234220 A JPH11234220 A JP H11234220A JP 10027460 A JP10027460 A JP 10027460A JP 2746098 A JP2746098 A JP 2746098A JP H11234220 A JPH11234220 A JP H11234220A
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Abstract
方式が未知の送信電波でも、的確かつ高感度で受信でき
る高周波信号検出装置を得ること。 【解決手段】 この発明は、A/D変換器2で離散デジ
タル信号化された高周波(IF)信号を、高速フーリエ
変換器(FFT回路)9に供給し、高周波領域を複数に
分割するよう構成した。従って、FFT回路9により、
IF信号は多数の帯域に分割されることから、各分割領
域における雑音特性が改善され、未知の高周波信号を高
感度で検知することができる。また、FFT回路9にお
ける周波数領域の分割機能により、受信周波数領域の広
域化を図ることができる。
Description
号を検出するのに好適な高周波信号検出装置に関する。
がら使用周波数帯域や変調方式等のように、いわゆる通
信方式や通信時間が予め互いに知得している場合が多
い。従って、通常の無線通信では、互いに通信方式の一
致した送受信装置を備え、共通した時間帯において交信
等が行われる。
のように、相手が特定されずしかも相手の存在さえ不明
確な状態で、緊急通信電波をキャッチしたり、あるいは
その送信相手方と通信を交わしたい場合もある。このよ
うな場合、受信側にとって、相手方の通信方式はもとよ
り送信時間等は全く未知数である。しかもこのような場
合に限って、しばしば相手方の送信電波が微弱であり、
また雑音も多く、受信環境が必ずしも良くない場合が多
い。
見られるように、ハードウェア及びソフトウェアの両面
で著しい進展がなされている。また衛星通信のように、
通信領域も宇宙空間まで広がり、しかも多くの様々な通
信方式が錯綜するようになってきた。
ジタル変調方式が主流とされ、また衛星搭載機器を効率
的に使用するために多元接続が採用されている。多元接
続は、多数の地球局や端末が空いている無線回線にアク
セスして通信を行うものであり、周波数分割多元接続
(FDMA)や、時分割多元接続(TDMA)、更には
符号分割多元接続(CDMA)がある。
を時間軸上で分割して複数のチャネルを構成し、送信側
はバースト信号を空きチャネルの時間帯で伝送するもの
であるが、そのTDMA方式の中には、スロット式アロ
ハ方式のように、信号の出現のタイミングが定められて
いない、いわゆる時間ランダム多元接続(TRMA)方
式もある。
に圧縮したバースト信号を送信するものであるが、受信
側にとって送信タイミングそのものが未知であるから、
バースト信号を精度良く受信し検出するには、送信側に
おける送信搬送周波数の周波数安定度が良いこと等が条
件となる。
高周波信号検出装置を示す構成図であり、例えば送信搬
送周波数が未知の振幅変調(AM)波を受信しようとし
た場合、アンテナ1で受信された送信電波すなわち高周
波信号は、高周波増幅器2で増幅された後、周波数変換
器(MIX)3に供給され、ここで可変局部発振器(L
O)4からの局発信号と混合され、中間周波数(IF)
信号に変換される。IF信号は、帯域通過フィルタ(B
PF)5で雑音が抑制された後、復調回路6においてA
M検波され、音声信号がスピーカ7から出力される。こ
こで、もしも相手方の送信搬送周波数が未知である場合
は、可変局部発振器3における局発周波数を調節し、い
わゆるチャネル選択によって、特定の相手方からの送信
電波をキャッチすることができる。
特定な送信相手方でも、予め相手側からの送信時間や送
信周波数及び変調方式等が受信側で分かっていることが
多く、受信環境が必ずしも良好でない環境下でも、比較
的容易に、相手方からの信号を選択受信することができ
る。しかしながら遭難時における緊急通信のように、送
信時間帯はもとより通信方式も不明とされる送信電波で
は、これを効率良く速やかにキャッチすることは容易で
なかった。
通信方式等が未知であるばかりでなく、往々にして送信
電力が極めて微弱であるから、受信環境が必ずしも良く
なく多くの雑音にまぎれることがが多い。しかも送信周
波数も未知の状態では、広い周波数範囲をサーチして瞬
時に捕らえるのは容易ではなく、何らかの解決手段が要
望されていた。
検出装置において、受信高周波領域を時間軸上でのサン
プリングによりA/D変換を行い、受信高周波信号の離
散デジタル信号を得るA/D変換手段と、このA/D変
換手段による離散デジタル信号の周波数帯域幅を複数に
分割する高速フーリエ変換手段と、この高速フーリエ変
換手段により複数に分割された周波数帯域幅の各分割領
域内に出現する前記離散デジタル信号の相関関係を演算
処理する信号処理手段とを具備することを特徴とする。
/D変換によって、受信高周波領域が離散デジタル信号
化され、その離散デジタル信号の高速フーリエ変換によ
り受信高周波領域での帯域幅の細分化が行われる。
が、この発明では、高速フーリエ変換により受信高周波
領域の細分化を行ない、その細分化により、個々の分割
領域での低雑音化が実現する。しかも分割数の設定によ
っては受信領域のより広帯域化も同時に可能である。ま
たA/D変換による受信高周波信号のデジタル化は、信
号処理手段での高速演算化を可能とし、未知の送信電波
の出現の有無を瞬時に検知することができる。
検出装置の一実施の形態を図1ないし図4を参照して詳
細に説明する。なお、図5に示した従来の構成と同一構
成には同一符号を付して、詳細な説明は省略する。
置の第1の実施の形態を示す回路構成図で、第5図にお
けると同様に、高周波信号検出装置を受信機に適用した
ものとして説明する。
信電波はアンテナ1で受信されるとし、その送信電波
(受信高周波信号)は、高周波増幅器2で増幅された
後、周波数変換器3に供給される。周波数変換器3に供
給された受信高周波信号は、可変局部発振器4からの局
発信号と混合され、この実施の形態では10KHzの帯
域幅を有する中間周波数(IF)信号に変換される。
受信高周波信号は、帯域通過フィルタ5を介して雑音が
除去された後、アナログ/デジタル(A/D)変換器8
に供給され、ここで12.8KHzのサンプリング(標
本化)周波数fsにより時間軸上でサンプリングされた
デジタル信号、すなわち離散(discrete ti
me)デジタル信号が生成される。
A/D変換によって、離散デジタル信号からなるデジタ
ルデータ列に変換され、高速フーリエ変換(FFT)回
路9に供給される。
のFFT処理を行い、10KHzのIF帯域が、図2
(a)及び(b)に示すように100個の分割領域(b
in)に細分化されるように構成した。すなわち、高周
波であるIF信号は、FFT回路9における細分化によ
り、各帯域幅が100Hzである100個の分割領域と
なり、分割領域における各デジタルデータ(91,9
2,…9100)出力は、次段の信号処理回路10に並
列供給される。
入力されるデジタルデータを時系列的に保存するメモリ
(10a1,10a2,…10a100)、その各メモ
リにおけるデータを時系列上で比較するために設けた各
第1及び第2の合成回路(10b11,10b12、1
0b21,10b22、……10b1001,10b1
002)、及び各第1及び第2の合成回路(10b1
1,10b12、10b21,10b22、……10b
1001,10b1002)の出力信号を処理演算する
中央処理装置(CPU)10cとにより構成される。
するメモリ10a1,10a2,…10a100に供給
された各分割領域におけるデジタルデータは、それぞれ
第1及び第2の合成回路(10b11,10b12、1
0b21,10b22、……10b1001,10b1
002)において、それぞれ時系列上つらなる2つのフ
レームにおける合成信号が生成される。なお、この実施
の形態におけるメモリ(10a1,10a2,…10a
100)は、図3に示すように、5桁で1フレームを形
成するように構成し、この2フレームの各合成出力が、
各対応する電力比較器10ca1,10ca2……10
ca100に供給されるように構成した。
PU10cの各対応する電力比較器10ca1,10c
a2……10ca100に供給されるので、各電力比較
器10ca1,10ca2……10ca100からは、
時間軸上での信号電力値の差すなわち変化分が出力され
る。
領域のうち、ある分割領域について、その対応する電力
比較器(10ca1,10ca2……10ca100)
に変化分が出力された場合、その分割領域に対応する受
信周波数信号の存在を検知することができる。
a2……10ca100の出力は、演算回路10cbに
供給され、ここで各受信周波数帯域における周波数軸上
での相関関係の演算により、存在する受信信号の周波数
領域、すなわち周波数帯域上での連続性の有無や占有周
波数帯域幅、及び中心周波数等が検出され、その検出信
号101は、図1にも示したように、信号処理回路10
からデジタルフィルタ11及び復調回路6を経てスピー
カ7に供給出力される。
信高周波信号の帯域幅の中心位置等を算出するので、受
信IF信号の中心周波数、すなわち送信電波の送信搬送
周波数を推定することができる。
心周波数(送信搬送周波数)値や帯域幅の変動も予想さ
れるから、信号処理回路10の演算回路10cbは、デ
ータの平均化処理あるいは閾値処理による雑音信号の除
去を行うことにより、送信電波の中心周波数及び占有周
波数帯域幅の推定確率を高め、高感度でしかも信頼性の
高い検出を行うことができる。なお、信号処理回路10
cにおける上記のような処理演算は、ソフトウエアによ
るアルゴリズムによっても容易に実施することができ
る。
雑音電力(N)は受信帯域幅に比例するという性質か
ら、対雑音特性がより一層向上するものである。つま
り、上述のように、FFT回路9により、受信高周波
(IF)領域が複数の帯域幅に細分化されるので、その
個々の分割領域での低雑音化が実現し、信号(S)対雑
音(N)比(S/N)の良好な高周波信号検出装置を得
ることができる。
力(C)対雑音電力(N)比、すなわちC/Nの値が小
さい場合には、送信高周波信号の検出確率が低下し、誤
検出確率が高くなるが、雑音電力(N)は受信帯域幅の
大きさに比例するから、この実施の形態のように、FF
T回路9による受信帯域幅の狭小化により、十分なC/
Nが確保され、送信電波を高い確率で正確に検出するこ
とができる。
原理を説明すると、例えば、送信電波の占有周波数帯域
幅が1KHzであって、その送信搬送周波数が不安定で
あり変化するものと仮定する。そこで帯域幅1KHzの
送信搬送周波数(IF)が±5KHzまで変化するもの
とすれば、受信側では約10KHzの受信帯域幅が要求
される。
/Nを、仮に10dBであるとし、帯域幅10KHzに
おける信号電力(C)対1Hz当たりの雑音電力(雑音
電力密度NO )比を求める。
するから、図6に示した従来の構成における帯域幅10
KHzのIF信号を復調する場合は、10KHzは40
dBHzであるから、10KHzにおけるC/NO は、
50dBHz(=40dBHz+10dB)必要とな
る。
FT回路9により受信帯域幅は細分化され、それぞれ各
出力帯域幅は上述のように100Hzである。従って、
この受信帯域幅において送信電波を正確に検出し復調す
るのに必要とするC/Nの条件を同じ10dBであると
すれば、FFT回路9の各受信帯域幅(100Hz)に
おけるC/NO を求めると、図2(b)及び(c)に示
すように、100Hzは20dBHzであるから、C/
NO は30dBHz(=20dBHz+10dB)で良
いことになる。
9によるIF信号の周波数分割により、C/Nが10d
Bという従来と同一条件で20dB(=50dBHz−
30dBHz)の改善が図られ、送信電波を高い確率で
より正確に検出できる。
F信号をA/D変換し、離散デジタル信号をFFT回路
9で帯域分割し、10KHzを100Hzの分割領域か
らなる100個の並列出力とした結果、従来のIF信号
におけるC/NO よりも20dBの改善によって、仮に
同一の検出確率のもとでは、従来と比較し受信電波の復
調に20dBも小さい受信電力で済むという効果が得ら
れる。
周波信号検出装置は、受信電力が微弱な場合でも、送信
電波は高い確率で瞬時に正確に検出され、検出信号10
1は図1に示したように信号処理回路10からデジタル
フィルタ11及び復調回路6を経てスピーカ7に供給出
力することができる。
波数が全く未知であるものとして説明したが、送信電波
の周波数が既知であり、予めその変調方式や搬送周波数
(チャンネル)び占有周波数帯域幅等がこの受信側で予
め知られている場合は、上記構成において、可変局部発
振器4を制御調整し、所定のチャンネルで待ち受け、受
信周波数帯域幅の適正化により、良好な対雑音特性のも
とで、送信電波の有無を効率良く判定することができる
ことは言うまでもない。
10の演算回路10cbは各電力比較器10ca1,1
0ca2……10ca100の出力から、送信電波の送
信搬送周波数及び帯域幅を検出できるので、その検出に
よる受信帯域信号102を、次段のデジタルフィルタ1
1に供給し、そのフィルタ特性を受信IF帯域に整合す
るように調整制御することにより、対雑音特性をより改
善し、高感度で復調することができる。
混合器3においてIF信号の帯域幅が10KHzとなる
ように構成したが、高い確率で未知電波を検出するとい
う条件を確保しつつ、より広帯域で未知信号を受信する
ことができる。
号検知装置の第2の実施の形態の要部のみを示した回
路、すなわち図1に示した装置との相違点であるFFT
回路9の構成を示したもので、FFT回路9を第1及び
第2のFFT回路91,92からなる2段の縦続接続で
構成した。
号の帯域幅を1MHzの広帯域とし、第1のFFT回路
91で100分の1(=10KHz)に分割のち、さら
に第2のFFT回路92において、その各10KHz帯
域をさらに100分の1(=100Hz)の帯域に分割
するよう構成した。この結果、FFT回路9の分割出力
は結局は、第1の実施の形態と同様に、それぞれ100
Hzの帯域幅という条件で出力デジタル信号での信号処
理が信号処理回路10で可能としたものであり、第1の
実施の形態との相違点は、信号処理回路10での並列入
力デジタルデータが100個から10000個に増加し
たが、より高速な信号処理演算により、未知の高周波信
号をより高感度でより正確に検出することができる。
より、受信IF信号、すなわち受信高周波信号の周波数
領域を大幅に拡大した状態においても、FFT回路9出
力において、帯域幅の十分狭い領域に細分化され、雑音
特性の改善された高周波信号検知装置を得ることができ
る。
の形態においては、いずれも信号処理回路10の演算回
路10cbでは、演算により受信電波の中心搬送周波数
及びその占有周波数帯域幅を検出するように説明した
が、演算回路10cbにおいて、スライディングウィン
ドウを構成し、各電力比較器10ca1,10ca2,
……10ca100の各出力信号に関し、時間軸上での
例えば周波数スペクトラムの連続性、あるいは対称性を
検出し、例えば信号検出が連続した場合には、周波数変
調(FM)波と推定でき、また信号検出レベルが時間軸
上で変化すれば、AM波である等と推定することができ
る。
上での周波数スペクトルの解析を行うことによって、単
一変調波に対し新たな変調波の混信の有無をも推定する
ことができる。
信号検出装置は、周波数帯域をA/D変換によりデジタ
ル信号化された受信IF信号の帯域をFFT回路により
分割することによりC/NO は向上するので検出確率が
高められ、未知の高周波信号を高感度で検出することが
できる。
A/D変換手段と、1個あるいは複数段の高速フーリエ
変換回路からなる高速フーリエ変換手段との縦続接続と
いう簡単な構成により、通信方式等が未知の送信電波を
高感度で的確に検出し得るものであり、実用上の効果大
である。
施の形態を示す構成図である。
の帯域特性図、図2(b)は図1に示す装置のFFT回
路出力の帯域特性図、図2(c)は図2(b)に示す帯
域における信号電力対1Hz当たりの雑音電力密度比
(C/NO )説明図である。
ある。
施の形態の要部(FFT回路)を示す構成図である。
る。
る。
Claims (5)
- 【請求項1】 受信高周波領域を時間軸上でのサンプリ
ングによりA/D変換を行い、受信高周波信号の離散デ
ジタル信号を得るA/D変換手段と、 このA/D変換手段による離散デジタル信号の周波数帯
域幅を複数に分割する高速フーリエ変換手段と、 この高速フーリエ変換手段により複数に分割された周波
数帯域幅の各分割領域内に出現する前記離散デジタル信
号の相関関係を演算処理する信号処理手段とを具備する
ことを特徴とする高周波信号検出装置。 - 【請求項2】 前記高速フーリエ変換手段は、縦続接続
された複数の高速フーリエ変換器で構成され、前記周波
数帯域幅を段階的に細分化するよう構成されたことを特
徴とする高周波信号検出装置。 - 【請求項3】 前記信号処理手段は、前記各分割領域内
に出現した前記離散デジタル信号の各分割領域の位置相
関関係を演算処理することにより、前記受信高周波信号
の帯域幅を推定することを特徴とする請求項1または請
求項2に記載の高周波信号検出装置。 - 【請求項4】 前記信号処理手段は、前記各分割領域内
に出現した前記離散デジタル信号の時間軸上での振幅レ
ベルの相関関係を演算処理することにより前記受信高周
波信号の変調方式を推定することを特徴とする請求項1
または請求項2に記載の高周波信号検出装置。 - 【請求項5】 前記信号処理手段は、前記各分割領域内
に出現した前記離散デジタル信号の各分割領域における
振幅レベルの推移を処理演算することにより複数の高周
波信号の存在を推定することを特徴とする請求項1また
は請求項2に記載の高周波信号検出装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02746098A JP3592512B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 高周波信号検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02746098A JP3592512B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 高周波信号検出装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11234220A true JPH11234220A (ja) | 1999-08-27 |
JP3592512B2 JP3592512B2 (ja) | 2004-11-24 |
Family
ID=12221738
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP02746098A Expired - Fee Related JP3592512B2 (ja) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | 高周波信号検出装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3592512B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100339642B1 (ko) * | 2000-06-20 | 2002-06-15 | 김선구 | 스웹트 헤테로다인 분석을 이용한 고주파 감시 시스템 |
-
1998
- 1998-02-09 JP JP02746098A patent/JP3592512B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100339642B1 (ko) * | 2000-06-20 | 2002-06-15 | 김선구 | 스웹트 헤테로다인 분석을 이용한 고주파 감시 시스템 |
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---|---|
JP3592512B2 (ja) | 2004-11-24 |
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