JPH11225471A - スイッチング電源のパルス幅変調回路 - Google Patents
スイッチング電源のパルス幅変調回路Info
- Publication number
- JPH11225471A JPH11225471A JP2453498A JP2453498A JPH11225471A JP H11225471 A JPH11225471 A JP H11225471A JP 2453498 A JP2453498 A JP 2453498A JP 2453498 A JP2453498 A JP 2453498A JP H11225471 A JPH11225471 A JP H11225471A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resistor
- power supply
- reference voltage
- photocoupler
- grounded
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- Pending
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【課題】 ノイズによる誤動作を低減する。
【解決手段】 エラーアンプ6の入力より前でアナログ
信号を一旦デジタル信号に変換するように構成してあ
る。具体的には、エラーアンプ6の正入力の前に、A/
Dコンバータ8および基準電圧を分圧する抵抗10とデ
ジタルポテンショメータ9を設けた。また、フォトカプ
ラ駆動回路の替わりにA/Dコンバータを設け、エラー
アンプの正入力の前に基準電圧を分圧する抵抗とデジタ
ルポテンショメータを設けてもよい。
信号を一旦デジタル信号に変換するように構成してあ
る。具体的には、エラーアンプ6の正入力の前に、A/
Dコンバータ8および基準電圧を分圧する抵抗10とデ
ジタルポテンショメータ9を設けた。また、フォトカプ
ラ駆動回路の替わりにA/Dコンバータを設け、エラー
アンプの正入力の前に基準電圧を分圧する抵抗とデジタ
ルポテンショメータを設けてもよい。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明はスイッチング電源
のスイッチングパルス幅を決定するパルス幅変調回路を
提案するものである。
のスイッチングパルス幅を決定するパルス幅変調回路を
提案するものである。
【0002】
【従来の技術】図3は、従来のスイッチングレギュレー
タ電源のパルス幅変調回路を示すものである。1はフォ
トカプラ駆動回路、2はフォトカプラ、3は一端を上記
フォトカプラ2の二次側トランジスタのコレクタに接続
し、他端を接地した第1の抵抗、4は一端を基準電圧源
に接続した第3の抵抗、5は第3の抵抗4に直列に接続
し、他端を接地した第4の抵抗、6はエラーアンプ、7
はエラーアンプ6の出力と三角波を入力とするコンパレ
ータである。
タ電源のパルス幅変調回路を示すものである。1はフォ
トカプラ駆動回路、2はフォトカプラ、3は一端を上記
フォトカプラ2の二次側トランジスタのコレクタに接続
し、他端を接地した第1の抵抗、4は一端を基準電圧源
に接続した第3の抵抗、5は第3の抵抗4に直列に接続
し、他端を接地した第4の抵抗、6はエラーアンプ、7
はエラーアンプ6の出力と三角波を入力とするコンパレ
ータである。
【0003】次に動作について説明する。図3において
フォトカプラ駆動回路1に入力された電源出力電圧はフ
ォトカプラ2の一次側ダイオードに流れる電流に変換さ
れる。上記フォトカプラ2において上記一次側ダイオー
ドに流れる電流はその値に比例した二次側トランジスタ
に流れる電流に変換される。上記フォトカプラ2の上記
二次側トランジスタに流れる電流は第1の抵抗3を流れ
ることにより上記第1の抵抗3の両端の電圧に変換され
る。第3の抵抗4と第4の抵抗5で基準電圧を分圧して
上記第4の抵抗5の両端に現れる電圧と上記第1の抵抗
3の両端に現れる電圧とをエラーアンプ6で誤差増幅す
る。コンパレータ7は、上記エラーアンプ6の出力電圧
と三角波の電圧とを比較し上記三角波の電圧が上記エラ
ーアンプ6の出力電圧よりも高い期間をHI低い期間を
LOWとする矩形波を出力する。
フォトカプラ駆動回路1に入力された電源出力電圧はフ
ォトカプラ2の一次側ダイオードに流れる電流に変換さ
れる。上記フォトカプラ2において上記一次側ダイオー
ドに流れる電流はその値に比例した二次側トランジスタ
に流れる電流に変換される。上記フォトカプラ2の上記
二次側トランジスタに流れる電流は第1の抵抗3を流れ
ることにより上記第1の抵抗3の両端の電圧に変換され
る。第3の抵抗4と第4の抵抗5で基準電圧を分圧して
上記第4の抵抗5の両端に現れる電圧と上記第1の抵抗
3の両端に現れる電圧とをエラーアンプ6で誤差増幅す
る。コンパレータ7は、上記エラーアンプ6の出力電圧
と三角波の電圧とを比較し上記三角波の電圧が上記エラ
ーアンプ6の出力電圧よりも高い期間をHI低い期間を
LOWとする矩形波を出力する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチング電
源のパルス幅変調回路は、フォトカプラ駆動回路への電
源出力電圧の入力からコンパレータの矩形波の出力まで
アナログ信号であるため、ノイズにより誤動作を起こす
という問題があった。この発明は上記のような問題点を
解決するためになされたものでノイズによる誤動作を低
減することを目的とする。
源のパルス幅変調回路は、フォトカプラ駆動回路への電
源出力電圧の入力からコンパレータの矩形波の出力まで
アナログ信号であるため、ノイズにより誤動作を起こす
という問題があった。この発明は上記のような問題点を
解決するためになされたものでノイズによる誤動作を低
減することを目的とする。
【0005】
【課題を解決するための手段】第1の発明によるスイッ
チング電源のパルス幅変調回路は、エラーアンプの正入
力の前に、A/Dコンバータおよび基準電圧を分圧する
抵抗とデジタルポテンショメータを設ける構成である。
チング電源のパルス幅変調回路は、エラーアンプの正入
力の前に、A/Dコンバータおよび基準電圧を分圧する
抵抗とデジタルポテンショメータを設ける構成である。
【0006】また、第2の発明によるスイッチング電源
のパルス幅変調回路は、フォトカプラ駆動回路の替わり
にA/Dコンバータを設け、エラーアンプの正入力の前
に基準電圧を分圧する抵抗とデジタルポテンショメータ
を設ける構成である。
のパルス幅変調回路は、フォトカプラ駆動回路の替わり
にA/Dコンバータを設け、エラーアンプの正入力の前
に基準電圧を分圧する抵抗とデジタルポテンショメータ
を設ける構成である。
【0007】
【発明の実施の形態】実施の形態1.図1はこの発明の
実施の形態1を示すスイッチング電源のパルス幅変調回
路の構成図であり、図において1〜7は従来のスイッチ
ング電源のパルス幅変調回路と同一のものである。8は
第1の抵抗3の両端の電圧をデジタル信号に変換するA
/Dコンバータ、9は上記A/Dコンバータ8の出力デ
ジタル信号を抵抗値に変換するデジタルポテンショメー
タ、10は一端を上記デジタルポテンショメータ9に直
列に接続し他端を基準電圧源に接続した第2の抵抗であ
る。
実施の形態1を示すスイッチング電源のパルス幅変調回
路の構成図であり、図において1〜7は従来のスイッチ
ング電源のパルス幅変調回路と同一のものである。8は
第1の抵抗3の両端の電圧をデジタル信号に変換するA
/Dコンバータ、9は上記A/Dコンバータ8の出力デ
ジタル信号を抵抗値に変換するデジタルポテンショメー
タ、10は一端を上記デジタルポテンショメータ9に直
列に接続し他端を基準電圧源に接続した第2の抵抗であ
る。
【0008】次に上記のように構成されたスイッチング
電源のパルス幅変調回路の動作について説明する。フォ
トカプラ駆動回路1に入力された電源出力電圧はフォト
カプラ2の一次側ダイオードに流れる電流に変換され
る。上記フォトカプラ2において上記一次側ダイオード
に流れる電流はその値に比例した二次側トランジスタに
流れる電流に変換される。上記フォトカプラ2の上記二
次側トランジスタに流れる電流は第1の抵抗3を流れる
ことにより上記第1の抵抗3の両端の電圧に変換され
る。上記第1の抵抗3の両端に現れた電圧をA/Dコン
バータ8でデジタル信号に変換し、デジタルポテンショ
メータ9に入力する。上記デジタルポテンショメータ9
は入力されたデジタル信号に対応した抵抗値となる。上
記デジタルポテンショメータ9の抵抗と第2の抵抗10
で基準電圧を分圧し上記デジタルポテンショメータ9の
両端に現れた電圧と第3の抵抗5の両端に現れた電圧と
をエラーアンプ6で誤差増幅する。コンパレータ7は、
上記エラーアンプ6の出力電圧と三角波の電圧とを比較
し上記三角波の電圧が上記エラーアンプ6の出力電圧よ
りも高い期間をHI低い期間をLOWとする矩形波を出
力する。以上のように、このスイッチング電源のパルス
幅変調回路は、利得が大きくノイズに敏感なエラーアン
プ6の入力の前にA/Dコンバータ8でアナログ信号を
一旦デジタル信号に変換しているため、ノイズが低減さ
れ誤動作を低減できる。
電源のパルス幅変調回路の動作について説明する。フォ
トカプラ駆動回路1に入力された電源出力電圧はフォト
カプラ2の一次側ダイオードに流れる電流に変換され
る。上記フォトカプラ2において上記一次側ダイオード
に流れる電流はその値に比例した二次側トランジスタに
流れる電流に変換される。上記フォトカプラ2の上記二
次側トランジスタに流れる電流は第1の抵抗3を流れる
ことにより上記第1の抵抗3の両端の電圧に変換され
る。上記第1の抵抗3の両端に現れた電圧をA/Dコン
バータ8でデジタル信号に変換し、デジタルポテンショ
メータ9に入力する。上記デジタルポテンショメータ9
は入力されたデジタル信号に対応した抵抗値となる。上
記デジタルポテンショメータ9の抵抗と第2の抵抗10
で基準電圧を分圧し上記デジタルポテンショメータ9の
両端に現れた電圧と第3の抵抗5の両端に現れた電圧と
をエラーアンプ6で誤差増幅する。コンパレータ7は、
上記エラーアンプ6の出力電圧と三角波の電圧とを比較
し上記三角波の電圧が上記エラーアンプ6の出力電圧よ
りも高い期間をHI低い期間をLOWとする矩形波を出
力する。以上のように、このスイッチング電源のパルス
幅変調回路は、利得が大きくノイズに敏感なエラーアン
プ6の入力の前にA/Dコンバータ8でアナログ信号を
一旦デジタル信号に変換しているため、ノイズが低減さ
れ誤動作を低減できる。
【0009】実施の形態2.図2はこの発明の実施の形
態2を示すスイッチング電源のパルス幅変調回路の構成
図であり、図において1〜7は従来のスイッチング電源
のパルス幅変調回路と同一のものである。8は電源出力
電圧をデジタル信号に変換するA/Dコンバータ、9は
第1の抵抗の両端に現れるデジタル信号を抵抗値に変換
するデジタルポテンショメータ、10は一端を上記デジ
タルポテンショメータ9に直列に接続し他端を基準電圧
源に接続した第2の抵抗である。
態2を示すスイッチング電源のパルス幅変調回路の構成
図であり、図において1〜7は従来のスイッチング電源
のパルス幅変調回路と同一のものである。8は電源出力
電圧をデジタル信号に変換するA/Dコンバータ、9は
第1の抵抗の両端に現れるデジタル信号を抵抗値に変換
するデジタルポテンショメータ、10は一端を上記デジ
タルポテンショメータ9に直列に接続し他端を基準電圧
源に接続した第2の抵抗である。
【0010】次に上記のように構成されたスイッチング
電源のパルス幅変調回路の動作について説明する。電源
出力電圧をA/Dコンバータ8でデジタル信号に変換
し、フォトカプラ2を介して第1の抵抗3の両端に現れ
るデジタル信号をデジタルポテンショメータ9に入力す
る。上記デジタルポテンショメータ9は入力されたデジ
タル信号に対応した抵抗値となる。上記デジタルポテン
ショメータ9の抵抗と第2の抵抗10で基準電圧を分圧
し、上記デジタルポテンショメータ9の両端に現れた電
圧と第3の抵抗5の両端に現れた電圧とをエラーアンプ
6で誤差増幅する。コンパレータ7は、上記エラーアン
プ6の出力電圧と三角波の電圧とを比較し上記三角波の
電圧が上記エラーアンプ6の出力電圧よりも高い期間を
HI低い期間をLOWとする矩形波を出力する。以上の
ように、このスイッチング電源のパルス幅変調回路は、
電源出力電圧のアナログ信号をA/Dコンバータ8でデ
ジタル信号に変換することにより特性のばらつきの大き
なフォトカプラ2をスイッチとして動作させることがで
きるため、電源の制御特性の設計が容易になるととも
に、利得が大きくノイズに敏感なエラーアンプの入力の
前にアナログ信号を一旦デジタル信号に変換しているた
め、ノイズが低減され誤動作を低減できる。
電源のパルス幅変調回路の動作について説明する。電源
出力電圧をA/Dコンバータ8でデジタル信号に変換
し、フォトカプラ2を介して第1の抵抗3の両端に現れ
るデジタル信号をデジタルポテンショメータ9に入力す
る。上記デジタルポテンショメータ9は入力されたデジ
タル信号に対応した抵抗値となる。上記デジタルポテン
ショメータ9の抵抗と第2の抵抗10で基準電圧を分圧
し、上記デジタルポテンショメータ9の両端に現れた電
圧と第3の抵抗5の両端に現れた電圧とをエラーアンプ
6で誤差増幅する。コンパレータ7は、上記エラーアン
プ6の出力電圧と三角波の電圧とを比較し上記三角波の
電圧が上記エラーアンプ6の出力電圧よりも高い期間を
HI低い期間をLOWとする矩形波を出力する。以上の
ように、このスイッチング電源のパルス幅変調回路は、
電源出力電圧のアナログ信号をA/Dコンバータ8でデ
ジタル信号に変換することにより特性のばらつきの大き
なフォトカプラ2をスイッチとして動作させることがで
きるため、電源の制御特性の設計が容易になるととも
に、利得が大きくノイズに敏感なエラーアンプの入力の
前にアナログ信号を一旦デジタル信号に変換しているた
め、ノイズが低減され誤動作を低減できる。
【0011】
【発明の効果】第1の発明によれば、従来電源出力電圧
の入力からコンパレータの矩形波の出力までアナログ信
号であったものを、エラーアンプの直前でデジタル信号
に変換することで、ノイズが低減されノイズによる誤動
作を低減する効果が得られる。
の入力からコンパレータの矩形波の出力までアナログ信
号であったものを、エラーアンプの直前でデジタル信号
に変換することで、ノイズが低減されノイズによる誤動
作を低減する効果が得られる。
【0012】また、第2の発明によれば、従来電源出力
電圧の入力からコンパレータの矩形波の出力までアナロ
グ信号であったものを、電源出力電圧をデジタル信号に
変換することで、ノイズが低減されノイズによる誤動作
を低減する効果に加えて、電源の制御特性の設計が容易
になる効果が得られる。
電圧の入力からコンパレータの矩形波の出力までアナロ
グ信号であったものを、電源出力電圧をデジタル信号に
変換することで、ノイズが低減されノイズによる誤動作
を低減する効果に加えて、電源の制御特性の設計が容易
になる効果が得られる。
【図1】 この発明によるスイッチング電源のパルス幅
変調回路の実施の形態1を示す図である。
変調回路の実施の形態1を示す図である。
【図2】 この発明によるスイッチング電源のパルス幅
変調回路の実施の形態2を示す図である。
変調回路の実施の形態2を示す図である。
【図3】 従来のスイッチング電源のパルス幅変調回路
を示す構成図である。
を示す構成図である。
1 フォトカプラ駆動回路、2 フォトカプラ、3 第
1の抵抗、4 第3の抵抗、5 第4の抵抗、6 エラ
ーアンプ、7 コンパレータ、8 A/Dコンバータ、
9 デジタルポテンショメータ、10 第2の抵抗。
1の抵抗、4 第3の抵抗、5 第4の抵抗、6 エラ
ーアンプ、7 コンパレータ、8 A/Dコンバータ、
9 デジタルポテンショメータ、10 第2の抵抗。
Claims (2)
- 【請求項1】 電源出力電圧の値によってフォトカプラ
の一次側ダイオードに流れる電流を制御するフォトカプ
ラ駆動回路と、上記一次側ダイオードを上記フォトカプ
ラ駆動回路に接続し、二次側トランジスタのコレクタを
基準電圧源に接続したフォトカプラと、上記フォトカプ
ラの上記二次側トランジスタのエミッタに一端を接続
し、他端を接地した第1の抵抗と、上記第1の抵抗の両
端に現れる電圧を入力とするA/Dコンバータと、上記
A/Dコンバータの出力を入力とし、一端を接地したデ
ジタルポテンショメータと、上記デジタルポテンショメ
ータの接地されていない一端と直列に接続し、他端を基
準電圧源に接続した第2の抵抗と、一端を基準電圧源に
接続した第3の抵抗と、上記第3の抵抗の基準電圧源に
接続されていない一端と直列に接続し、他端を接地した
第4の抵抗と、上記デジタルポテンショメータの両端に
現れる電圧を正入力とし、上記第4の抵抗の両端に現れ
る電圧を負入力とするエラーアンプと、上記エラーアン
プの出力と三角波を入力とするコンパレータとで構成し
たことを特徴とするスイッチング電源のパルス幅変調回
路。 - 【請求項2】 電源出力電圧をデジタル信号に変換する
A/Dコンバータと、一次側ダイオードを上記A/Dコ
ンバータの出力端子に接続し、二次側トランジスタのコ
レクタを基準電圧源に接続したフォトカプラと、上記フ
ォトカプラの上記二次側トランジスタのエミッタに一端
を接続し、他端を接地した第1の抵抗と、上記第1の抵
抗の両端に現れるデジタル信号を入力とし、一端を接地
したデジタルポテンショメータと、上記デジタルポテン
ショメータの接地されていない一端と直列に接続し、他
端を基準電圧源に接続した第2の抵抗と、一端を基準電
圧源に接続した第3の抵抗と、上記第3の抵抗の基準電
圧源に接続されていない一端と直列に接続し、他端を接
地した第4の抵抗と、上記デジタルポテンショメータの
両端に現れる電圧を正入力とし、上記第4の抵抗の両端
に現れる電圧を負入力とするエラーアンプと、上記エラ
ーアンプの出力と三角波を入力とするコンパレータとで
構成したことを特徴とするスイッチング電源のパルス幅
変調回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2453498A JPH11225471A (ja) | 1998-02-05 | 1998-02-05 | スイッチング電源のパルス幅変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2453498A JPH11225471A (ja) | 1998-02-05 | 1998-02-05 | スイッチング電源のパルス幅変調回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11225471A true JPH11225471A (ja) | 1999-08-17 |
Family
ID=12140831
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2453498A Pending JPH11225471A (ja) | 1998-02-05 | 1998-02-05 | スイッチング電源のパルス幅変調回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH11225471A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005526473A (ja) * | 2002-05-16 | 2005-09-02 | ハネウェル・インターナショナル・インコーポレーテッド | 電気的負荷管理センタ |
-
1998
- 1998-02-05 JP JP2453498A patent/JPH11225471A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005526473A (ja) * | 2002-05-16 | 2005-09-02 | ハネウェル・インターナショナル・インコーポレーテッド | 電気的負荷管理センタ |
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