JPH11205092A - 等化器用ａｆｃ回路 - Google Patents
等化器用ａｆｃ回路Info
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- JPH11205092A JPH11205092A JP10008487A JP848798A JPH11205092A JP H11205092 A JPH11205092 A JP H11205092A JP 10008487 A JP10008487 A JP 10008487A JP 848798 A JP848798 A JP 848798A JP H11205092 A JPH11205092 A JP H11205092A
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- signal
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 等化器用のトレーニング信号の前にＡＦＣ回
路用のプリアンブル信号を付加したバーストを用い、プ
リアンブル区間内で周波数偏差を除くことで、無線復調
装置の等化特性を向上させる。 【解決手段】 プリアンブルにＡＦＣ用の無変調信号を
用い、さらに等化器用のトレーニング信号及びデータ信
号が続くバーストフォーマットとしたバースト信号を受
信し、特定の時間間隔内に周波数偏差によって変動する
位相を検出する位相差検出回路１０２と、信号中に含ま
れる雑音成分を取り除き、位相変化分のみを抽出する雑
音除去回路１０３と、位相変化からプリアンブル区間内
で周波数偏差を推定する周波数偏差推定回路１０４と、
推定した周波数の正弦波を受信信号の位相変化の方向と
は逆向きに発振する発振回路１０５と、受信信号と発振
回路の出力信号とを乗算して、周波数偏差による位相変
動を取り除く補償回路１０６とを設ける。
路用のプリアンブル信号を付加したバーストを用い、プ
リアンブル区間内で周波数偏差を除くことで、無線復調
装置の等化特性を向上させる。 【解決手段】 プリアンブルにＡＦＣ用の無変調信号を
用い、さらに等化器用のトレーニング信号及びデータ信
号が続くバーストフォーマットとしたバースト信号を受
信し、特定の時間間隔内に周波数偏差によって変動する
位相を検出する位相差検出回路１０２と、信号中に含ま
れる雑音成分を取り除き、位相変化分のみを抽出する雑
音除去回路１０３と、位相変化からプリアンブル区間内
で周波数偏差を推定する周波数偏差推定回路１０４と、
推定した周波数の正弦波を受信信号の位相変化の方向と
は逆向きに発振する発振回路１０５と、受信信号と発振
回路の出力信号とを乗算して、周波数偏差による位相変
動を取り除く補償回路１０６とを設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、バースト信号を伝
送する無線装置の復調装置に関し、特に、送受信ローカ
ル周波数偏差の方がドップラー周波数より支配的な環境
下の高速バースト伝送において、マルチパスフェージン
グによる波形歪みを取り除くための等化器の前に設けて
送受信ローカル周波数偏差を補償するＡＦＣ回路に関す
る。
送する無線装置の復調装置に関し、特に、送受信ローカ
ル周波数偏差の方がドップラー周波数より支配的な環境
下の高速バースト伝送において、マルチパスフェージン
グによる波形歪みを取り除くための等化器の前に設けて
送受信ローカル周波数偏差を補償するＡＦＣ回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図１０に、従来の等化器用ＡＦＣ回路の
構成を示す。同図において、ＡＦＣ回路１００は、等化
器１０１の前に置かれ、発振回路１０５の出力周波数を
制御することにより、受信信号の周波数偏差を補償し
て、適応等化器１０１に入力している。
構成を示す。同図において、ＡＦＣ回路１００は、等化
器１０１の前に置かれ、発振回路１０５の出力周波数を
制御することにより、受信信号の周波数偏差を補償し
て、適応等化器１０１に入力している。
【０００３】図１０には適応等化器の例としてＭＬＳＥ
等化器を示している。ＭＬＳＥ等化器１０１は、レプリ
カ生成回路１０９により受信信号を推定したレプリカと
受信信号の差をブランチメトリックとして、系列推定回
路１０７においてビタビアルゴリズムにより送信信号系
列の推定を行い出力する。
等化器を示している。ＭＬＳＥ等化器１０１は、レプリ
カ生成回路１０９により受信信号を推定したレプリカと
受信信号の差をブランチメトリックとして、系列推定回
路１０７においてビタビアルゴリズムにより送信信号系
列の推定を行い出力する。
【０００４】同時に伝搬路推定回路１０８において、系
列推定回路１０７で推定した送信信号系列と受信信号か
ら伝搬路のインパルス応答を推定する。さらにレプリカ
生成回路１０９において、推定したインパルス応答と送
信信号系列を基にレプリカを生成する。
列推定回路１０７で推定した送信信号系列と受信信号か
ら伝搬路のインパルス応答を推定する。さらにレプリカ
生成回路１０９において、推定したインパルス応答と送
信信号系列を基にレプリカを生成する。
【０００５】伝搬路推定は、始めに送信信号系列の推定
結果の代わりに既知のトレーニング信号を用いてトラッ
キングを行い、データ区間では推定した送信号系列を用
いて伝搬路推定を行う。ＡＦＣ回路１００では、ＭＬＳ
Ｅ等化器１０１のレプリカ生成回路１０９から出力され
るレプリカを入力し、補償回路１０６の出力信号を遅延
回路１により遅延を調整した後、位相比較回路２に入力
する。
結果の代わりに既知のトレーニング信号を用いてトラッ
キングを行い、データ区間では推定した送信号系列を用
いて伝搬路推定を行う。ＡＦＣ回路１００では、ＭＬＳ
Ｅ等化器１０１のレプリカ生成回路１０９から出力され
るレプリカを入力し、補償回路１０６の出力信号を遅延
回路１により遅延を調整した後、位相比較回路２に入力
する。
【０００６】補償回路１０６の出力信号は、レプリカと
位相比較することによって、周波数偏差による位相の回
転量が検出される。位相比較器２の出力を平均フィルタ
３により適当な時間で平均操作を行い、係数回路４によ
りゲインを調整して周波数偏差推定回路１０４に入力す
る。
位相比較することによって、周波数偏差による位相の回
転量が検出される。位相比較器２の出力を平均フィルタ
３により適当な時間で平均操作を行い、係数回路４によ
りゲインを調整して周波数偏差推定回路１０４に入力す
る。
【０００７】周波数偏差推定回路１０４においては位相
の回転量から周波数偏差に変換し、発振回路１０５の出
力周波数を設定する。補償回路１０６において受信信号
を発振回路１０５出力と乗算し、周波数偏差による位相
の回転を抑える。上述のようなＡＦＣ回路における従来
の技術は、例えば、特開平６−３１１１９３号公報「自
動周波数制御方法及びその装置」に開示されている。
の回転量から周波数偏差に変換し、発振回路１０５の出
力周波数を設定する。補償回路１０６において受信信号
を発振回路１０５出力と乗算し、周波数偏差による位相
の回転を抑える。上述のようなＡＦＣ回路における従来
の技術は、例えば、特開平６−３１１１９３号公報「自
動周波数制御方法及びその装置」に開示されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】通常、等化器はフェー
ジングによる伝搬環境の変化に適応的に追随できる機能
を有している。しかし、フェージングによるドップラー
周波数に比べ送受信ローカル周波数の周波数偏差による
影響が大きい場合には、等化器の適応等化能力が劣化し
てしまう。これを防ぐためには、等化器のトレーニング
が始まる前に、受信信号の周波数偏差を許容値まで抑え
る必要がある。
ジングによる伝搬環境の変化に適応的に追随できる機能
を有している。しかし、フェージングによるドップラー
周波数に比べ送受信ローカル周波数の周波数偏差による
影響が大きい場合には、等化器の適応等化能力が劣化し
てしまう。これを防ぐためには、等化器のトレーニング
が始まる前に、受信信号の周波数偏差を許容値まで抑え
る必要がある。
【０００９】しかし、上述したような従来の等化器用Ａ
ＦＣ回路では、等化器で生成されるレプリカをＡＦＣ回
路の周波数制御に用いているので、受信信号からレプリ
カを得るまでは、ＡＦＣ回路による制御が行われない。
そのため、周波数偏差が存在する状態で等化器のトレー
ニングが行われるから、等化能力が劣化するという課題
を有していた。
ＦＣ回路では、等化器で生成されるレプリカをＡＦＣ回
路の周波数制御に用いているので、受信信号からレプリ
カを得るまでは、ＡＦＣ回路による制御が行われない。
そのため、周波数偏差が存在する状態で等化器のトレー
ニングが行われるから、等化能力が劣化するという課題
を有していた。
【００１０】本発明は、このような背景の下になされた
もので、等化器用のトレーニング信号の前にＡＦＣ回路
用のプリアンブル信号を付加したバーストを用い、プリ
アンブル区間内で周波数偏差を除くことにより、従来の
課題を解決して無線復調装置の等化特性の向上を実現す
ることを目的とする。
もので、等化器用のトレーニング信号の前にＡＦＣ回路
用のプリアンブル信号を付加したバーストを用い、プリ
アンブル区間内で周波数偏差を除くことにより、従来の
課題を解決して無線復調装置の等化特性の向上を実現す
ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
課題は、前記特許請求の範囲に記載した手段により解決
される。すなわち、請求項１の発明は、バースト伝送の
無線復調装置において、マルチパスフェージングによる
波形歪みを取り除く等化器の前に置かれ、送受信ローカ
ル周波数偏差を補償するＡＦＣ回路であって、
課題は、前記特許請求の範囲に記載した手段により解決
される。すなわち、請求項１の発明は、バースト伝送の
無線復調装置において、マルチパスフェージングによる
波形歪みを取り除く等化器の前に置かれ、送受信ローカ
ル周波数偏差を補償するＡＦＣ回路であって、
【００１２】プリアンブルにＡＦＣ用の無変調信号を用
い、さらに等化器用のトレーニング信号及びデータ信号
が続くバーストフォーマットとしたバースト信号の、無
変調信号を受信し、受信信号が特定の時間間隔内に周波
数偏差によって変動する位相を検出する位相差検出回路
と、
い、さらに等化器用のトレーニング信号及びデータ信号
が続くバーストフォーマットとしたバースト信号の、無
変調信号を受信し、受信信号が特定の時間間隔内に周波
数偏差によって変動する位相を検出する位相差検出回路
と、
【００１３】上記位相差検出回路の出力に接続され、信
号中に含まれる雑音成分を取り除き、位相変化の情報の
みを抽出する雑音除去回路と、上記雑音除去回路の出力
に接続され、位相変化からプリアンブル区間内で周波数
偏差を推定する周波数偏差推定回路と、
号中に含まれる雑音成分を取り除き、位相変化の情報の
みを抽出する雑音除去回路と、上記雑音除去回路の出力
に接続され、位相変化からプリアンブル区間内で周波数
偏差を推定する周波数偏差推定回路と、
【００１４】上記周波数偏差推定回路の出力に接続さ
れ、推定した周波数の正弦波を上記受信信号の位相変化
の方向とは逆向きに発振する発振回路と、上記受信信号
と，上記発振回路の出力とに接続され、上記受信信号と
発振回路の出力信号とを乗算することにより、受信信号
の周波数偏差による位相変動を取り除いて出力する補償
回路とを設けた等化器用ＡＦＣ回路である。
れ、推定した周波数の正弦波を上記受信信号の位相変化
の方向とは逆向きに発振する発振回路と、上記受信信号
と，上記発振回路の出力とに接続され、上記受信信号と
発振回路の出力信号とを乗算することにより、受信信号
の周波数偏差による位相変動を取り除いて出力する補償
回路とを設けた等化器用ＡＦＣ回路である。
【００１５】請求項２の発明は、バースト伝送の無線復
調装置において、マルチパスフェージングによる波形歪
みを取り除く等化器の前に置かれ、送受信ローカル周波
数偏差を補償するＡＦＣ回路であって、
調装置において、マルチパスフェージングによる波形歪
みを取り除く等化器の前に置かれ、送受信ローカル周波
数偏差を補償するＡＦＣ回路であって、
【００１６】プリアンブルにＡＦＣ用の無変調信号を用
い、さらに等化器用のトレーニング信号及びデータ信号
が続くバーストフォーマットとしたバースト信号の、無
変調信号を受信し、受信信号が特定の時間間隔内に周波
数偏差によって変動する位相を検出する位相差検出回路
と、
い、さらに等化器用のトレーニング信号及びデータ信号
が続くバーストフォーマットとしたバースト信号の、無
変調信号を受信し、受信信号が特定の時間間隔内に周波
数偏差によって変動する位相を検出する位相差検出回路
と、
【００１７】上記位相差検出回路の出力に接続され、信
号中に含まれる雑音成分を取り除き、位相変化の情報の
みを抽出する雑音除去回路と、該雑音除去回路の出力に
接続され、位相変化からプリアンブル区間内で周波数偏
差を推定する周波数偏差推定回路と、
号中に含まれる雑音成分を取り除き、位相変化の情報の
みを抽出する雑音除去回路と、該雑音除去回路の出力に
接続され、位相変化からプリアンブル区間内で周波数偏
差を推定する周波数偏差推定回路と、
【００１８】該周波数偏差推定回路の出力に接続され、
推定した周波数の正弦波を上記受信信号の位相変化の方
向とは逆向きに発振する発振回路と、該発振回路の出力
と前記受信信号とを乗算することにより、受信信号の周
波数偏差による位相変動を取り除いて出力する補償回路
と、該補償回路の出力と、該補償回路の出力を入力とし
て動作する前記等化器で生成したレプリカとを位相比較
することにより、周波数偏差による位相の回転量を検出
する位相比較回路と、
推定した周波数の正弦波を上記受信信号の位相変化の方
向とは逆向きに発振する発振回路と、該発振回路の出力
と前記受信信号とを乗算することにより、受信信号の周
波数偏差による位相変動を取り除いて出力する補償回路
と、該補償回路の出力と、該補償回路の出力を入力とし
て動作する前記等化器で生成したレプリカとを位相比較
することにより、周波数偏差による位相の回転量を検出
する位相比較回路と、
【００１９】該位相比較回路の出力を用いて、プリアン
ブル終了後に前記周波数偏差推定回路の出力によって設
定した前記発振回路の出力周波数を、等化器のトレーニ
ング終了後に補正する手段を設けた等化器用ＡＦＣ回路
である。
ブル終了後に前記周波数偏差推定回路の出力によって設
定した前記発振回路の出力周波数を、等化器のトレーニ
ング終了後に補正する手段を設けた等化器用ＡＦＣ回路
である。
【００２０】請求項３の発明は、前記請求項１または請
求項２に記載の等化器用ＡＦＣ回路の位相差検出回路
を、乗算回路を用いる構成として、該位相差検出回路の
乗算回路と補償回路に用いる乗算回路とを同一の乗算回
路とし、該乗算回路の入力信号を切り替える手段を設け
て構成したものである。
求項２に記載の等化器用ＡＦＣ回路の位相差検出回路
を、乗算回路を用いる構成として、該位相差検出回路の
乗算回路と補償回路に用いる乗算回路とを同一の乗算回
路とし、該乗算回路の入力信号を切り替える手段を設け
て構成したものである。
【００２１】請求項４の発明は、前記請求項１または請
求項２に記載の等化器用ＡＦＣ回路の周波数偏差推定回
路を、除算回路を用いる構成としたものである。本発明
は、上述のように、バースト伝送の無線復調装置におい
て等化器の前に置かれた、送受信ローカル周波数偏差を
補償するＡＦＣ回路であり、バースト信号のプリアンブ
ルにＡＦＣ回路用の無変調信号を用い、
求項２に記載の等化器用ＡＦＣ回路の周波数偏差推定回
路を、除算回路を用いる構成としたものである。本発明
は、上述のように、バースト伝送の無線復調装置におい
て等化器の前に置かれた、送受信ローカル周波数偏差を
補償するＡＦＣ回路であり、バースト信号のプリアンブ
ルにＡＦＣ回路用の無変調信号を用い、
【００２２】周波数偏差によって変動する位相を検出す
る位相差検出回路と、位相差検出回路の出力中に含まれ
る雑音成分を取り除く雑音除去回路と、位相変化から周
波数偏差を推定する周波数偏差推定回路と、推定した周
波数の正弦波を発振する発振回路と、
る位相差検出回路と、位相差検出回路の出力中に含まれ
る雑音成分を取り除く雑音除去回路と、位相変化から周
波数偏差を推定する周波数偏差推定回路と、推定した周
波数の正弦波を発振する発振回路と、
【００２３】受信信号に発振回路の出力信号を乗算する
補償回路とを含んで構成され、プリアンブル区問内で周
波数偏差を推定し、補償回路により受信信号の周波数偏
差による位相変動を取り除いた後、等化器に入力する。
従って、周波数偏差が存在するまま等化器のトレーニン
グを行っていた従来の技術に比して、遥かに高精度な等
化特性の向上を実現することができる。
補償回路とを含んで構成され、プリアンブル区問内で周
波数偏差を推定し、補償回路により受信信号の周波数偏
差による位相変動を取り除いた後、等化器に入力する。
従って、周波数偏差が存在するまま等化器のトレーニン
グを行っていた従来の技術に比して、遥かに高精度な等
化特性の向上を実現することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】本発明は、屋内あるいは屋外の準
静止的な環境下で無線を利用して高速データ通信を行う
場合に用いられる無線携帯端末の復調回路において、フ
ェージングによる波形歪みを除去するため等化器を備え
ていることを想定している。通常、等化器はフェージン
グによる伝搬環境の時間的な変化に適応的に追随できる
機能を有している。
静止的な環境下で無線を利用して高速データ通信を行う
場合に用いられる無線携帯端末の復調回路において、フ
ェージングによる波形歪みを除去するため等化器を備え
ていることを想定している。通常、等化器はフェージン
グによる伝搬環境の時間的な変化に適応的に追随できる
機能を有している。
【００２５】しかし、フェージングによるドップラー周
波数に比べ、送受信ローカル偏差による影響が大きい場
合は、受信信号の位相変化に等化器が追随できず、等化
器の適応等化能力が劣化してしまう。例えば、無線周波
数が５ＧＨｚの場合では、ローカル周波数安定度が±１
０ｐｐｍでは、送受信のローカル周波数偏差は最大で±
３０ｋＨｚ程度になるが、等化器の入力においては周波
数偏差を±２ｋＨｚまで抑えるＡＦＣ回路が必要であ
る。
波数に比べ、送受信ローカル偏差による影響が大きい場
合は、受信信号の位相変化に等化器が追随できず、等化
器の適応等化能力が劣化してしまう。例えば、無線周波
数が５ＧＨｚの場合では、ローカル周波数安定度が±１
０ｐｐｍでは、送受信のローカル周波数偏差は最大で±
３０ｋＨｚ程度になるが、等化器の入力においては周波
数偏差を±２ｋＨｚまで抑えるＡＦＣ回路が必要であ
る。
【００２６】図１は、本発明の基本構成を示す図であっ
て、請求項１の発明に対応する。同図において、ＡＦＣ
回路１００−１は、等化器１０１の前に設けられ、位相
差検出回路１０２、雑音除去回路１０３、周波数偏差推
定回路１０４、発振回路１０５、及び補償回路１０６と
から構成されている。
て、請求項１の発明に対応する。同図において、ＡＦＣ
回路１００−１は、等化器１０１の前に設けられ、位相
差検出回路１０２、雑音除去回路１０３、周波数偏差推
定回路１０４、発振回路１０５、及び補償回路１０６と
から構成されている。
【００２７】また、本発明に用いられるバースト信号
の、バーストフォーマットを、図２に示す。同図に示す
ように、バースト信号は、先ず、プリアンブル２０１と
して無変調波を送り、次に等化器用のトレーニング信号
２０２を送り、その後データ２０３を伝送する構成にな
っている。
の、バーストフォーマットを、図２に示す。同図に示す
ように、バースト信号は、先ず、プリアンブル２０１と
して無変調波を送り、次に等化器用のトレーニング信号
２０２を送り、その後データ２０３を伝送する構成にな
っている。
【００２８】先の図１において、受信信号は、始めに位
相差検出回路１０２に入力され、先頭のプリアンブルの
中の一定時間の間に、周波数偏差によって変動する位相
差が検出される。次に位相差検出回路１０２の出力は、
雑音除去回路１０３に入力され、信号中に含まれる雑音
成分が平均操作により取り除かれ、位相変化の情報のみ
が抽出される。
相差検出回路１０２に入力され、先頭のプリアンブルの
中の一定時間の間に、周波数偏差によって変動する位相
差が検出される。次に位相差検出回路１０２の出力は、
雑音除去回路１０３に入力され、信号中に含まれる雑音
成分が平均操作により取り除かれ、位相変化の情報のみ
が抽出される。
【００２９】次に雑音除去回路１０３の出力は周波数偏
差推定回路１０４に入力され、一定時間の位相変化から
周波数偏差が推定される。次に周波数偏差推定回路１０
４の出力は発振回路１０５に入力され、推定周波数の正
弦波１０５の出力は、補償回路１０６に入力され、両者
を乗算回路により乗算することにより受信信号中の周波
数偏差による位相変動分が取り除かれる。
差推定回路１０４に入力され、一定時間の位相変化から
周波数偏差が推定される。次に周波数偏差推定回路１０
４の出力は発振回路１０５に入力され、推定周波数の正
弦波１０５の出力は、補償回路１０６に入力され、両者
を乗算回路により乗算することにより受信信号中の周波
数偏差による位相変動分が取り除かれる。
【００３０】こうしてＡＦＣ回路１００−１により、プ
リアンブル区間内で周波数偏差が取り除かれた信号が等
化器１０１に入力され、その後等化器１０１においてト
レーニング信号を用いて波形等化を行う。
リアンブル区間内で周波数偏差が取り除かれた信号が等
化器１０１に入力され、その後等化器１０１においてト
レーニング信号を用いて波形等化を行う。
【００３１】図３は、本発明の実施の形態の第一の例を
示す図であって、請求項１の発明に係る具体的な実施例
を示すものである。同図において、受信信号は、直交検
波回路６により直交検波され、Ａ／Ｄ変換器８によりデ
イジタル信号に変換されて、同相成分Ｉｄ及び直交成分
ＱｄとしてＡＦＣ回路１００−２の位相差検出回路１０
２に入力される。
示す図であって、請求項１の発明に係る具体的な実施例
を示すものである。同図において、受信信号は、直交検
波回路６により直交検波され、Ａ／Ｄ変換器８によりデ
イジタル信号に変換されて、同相成分Ｉｄ及び直交成分
ＱｄとしてＡＦＣ回路１００−２の位相差検出回路１０
２に入力される。
【００３２】位相差検出回路１０２の入力信号（Ｉｄ，
Ｑｄ）はそれぞれ２つに分岐され、一方は遅延時間ｍシ
ンボルの遅延回路９を通過させて（Ｉｍ，Ｑｍ）として
複素乗算回路１０−１に入力され、もう一方の入力信号
（Ｉｄ，Ｑｄ）と複素乗算を行う。
Ｑｄ）はそれぞれ２つに分岐され、一方は遅延時間ｍシ
ンボルの遅延回路９を通過させて（Ｉｍ，Ｑｍ）として
複素乗算回路１０−１に入力され、もう一方の入力信号
（Ｉｄ，Ｑｄ）と複素乗算を行う。
【００３３】図中の複素乗算回路は入力信号（ａ，ｂ）
と（ｃ，ｄ）から、複素乗算結果として（ｘ，ｙ）＝
（ａｃ＋ｂｄ，ｂｃ−ａｄ）を出力する。複素乗算回路
１０−１の出力信号（Ｉｘ，Ｑｘ）の偏角は位相差情報
を持っており、位相差検出回路１０２から出力されて雑
音除去回路１０３に入力される。
と（ｃ，ｄ）から、複素乗算結果として（ｘ，ｙ）＝
（ａｃ＋ｂｄ，ｂｃ−ａｄ）を出力する。複素乗算回路
１０−１の出力信号（Ｉｘ，Ｑｘ）の偏角は位相差情報
を持っており、位相差検出回路１０２から出力されて雑
音除去回路１０３に入力される。
【００３４】本実施例の雑音除去回路１０３は、同相及
び直交成分の２つの平均フィルタ１１０からなり、例え
ば、図４に示すような構成を有する。図４の平均フイル
タ１１０はｎ−１個の遅延回路１３と合成器１４とから
なり、シンボル間隔（Ｔ）分の遅延が異なるｎ個の入力
データを、合成器１４により合計し、これをｎで割るこ
とにより平均操作を行う。
び直交成分の２つの平均フィルタ１１０からなり、例え
ば、図４に示すような構成を有する。図４の平均フイル
タ１１０はｎ−１個の遅延回路１３と合成器１４とから
なり、シンボル間隔（Ｔ）分の遅延が異なるｎ個の入力
データを、合成器１４により合計し、これをｎで割るこ
とにより平均操作を行う。
【００３５】なお、ｎで割る操作は、信号がＭ進数でｎ
がＭのベキ乗であれば、ビットシフトのみで行うことが
できる。このとき乱雑に分布する雑音成分は平均化され
るため取り除かれ、位相差情報だけが残る。図３の雑音
除去回路１０３の出力信号（Ｉｆ，Ｑｆ）は周波数偏差
推定回路１０４に入力される。
がＭのベキ乗であれば、ビットシフトのみで行うことが
できる。このとき乱雑に分布する雑音成分は平均化され
るため取り除かれ、位相差情報だけが残る。図３の雑音
除去回路１０３の出力信号（Ｉｆ，Ｑｆ）は周波数偏差
推定回路１０４に入力される。
【００３６】本実施例の周波数偏差推定回路１０４はＡ
ｒｃｔａｎの演算を記憶させたＲＯＭ１１とホールド回
路１２から構成されており、入力した同相成分Ｉｆ及び
直交成分ＱｆからＡｒｃｔａｎ（Ｑｆ／Ｉｆ）＝θを計
算させる。これは、遅延時間ｍシンボルの間の位相変化
量であり、これから，１シンボルあたりの位相変化量Δ
θ（＝θ／ｍ）を求めて、ＲＯＭ１１の出力とする。
ｒｃｔａｎの演算を記憶させたＲＯＭ１１とホールド回
路１２から構成されており、入力した同相成分Ｉｆ及び
直交成分ＱｆからＡｒｃｔａｎ（Ｑｆ／Ｉｆ）＝θを計
算させる。これは、遅延時間ｍシンボルの間の位相変化
量であり、これから，１シンボルあたりの位相変化量Δ
θ（＝θ／ｍ）を求めて、ＲＯＭ１１の出力とする。
【００３７】ＲＯＭ１１の出力は、ホールド回路１２に
よりプリアンブル終了時の値に保持される。周波数偏差
推定回路１０４の出力信号Δθは、発振回路１０５に入
力される。図５は発振回路１０５の構成例を示したもの
で、通常ＮＣＯ１１１と呼ばれるものであり、アップダ
ウンカウンタ１６と、波形データを記憶させた２つのＲ
ＯＭ１７−１，１７−２とからなる。
よりプリアンブル終了時の値に保持される。周波数偏差
推定回路１０４の出力信号Δθは、発振回路１０５に入
力される。図５は発振回路１０５の構成例を示したもの
で、通常ＮＣＯ１１１と呼ばれるものであり、アップダ
ウンカウンタ１６と、波形データを記憶させた２つのＲ
ＯＭ１７−１，１７−２とからなる。
【００３８】周波数偏差推定回路１０４の出力Δθとク
ロックがＮＣＯのアップダウンカウンタ１６に入力さ
れ、シンボル毎にΔθのステップで０度〜３６０度の間
を増加あるいは減少して出力される。すなわち、ｋシン
ボル後のアップダウンカウンタ１６の出力はｋΔθ＋θ
ｏである（θｏは初期位相）。
ロックがＮＣＯのアップダウンカウンタ１６に入力さ
れ、シンボル毎にΔθのステップで０度〜３６０度の間
を増加あるいは減少して出力される。すなわち、ｋシン
ボル後のアップダウンカウンタ１６の出力はｋΔθ＋θ
ｏである（θｏは初期位相）。
【００３９】アップダウンカウンタ１６の出力は，２つ
のＲＯＭＩ７−１及び１７−２に入力され、対応する位
相の波形データが，それぞれ（Ｉｏ，Ｑｏ）として出力
される。すなわち、Ｉｏ＝ｃｏｓ（ｋΔθ＋θｏ）及び
Ｑｏ＝ｓｉｎ（ｋΔθ＋θｏ）である。
のＲＯＭＩ７−１及び１７−２に入力され、対応する位
相の波形データが，それぞれ（Ｉｏ，Ｑｏ）として出力
される。すなわち、Ｉｏ＝ｃｏｓ（ｋΔθ＋θｏ）及び
Ｑｏ＝ｓｉｎ（ｋΔθ＋θｏ）である。
【００４０】図３の発振回路１０５の出力信号（Ｉｏ，
Ｑｏ）は，補償回路１０６に入力される。補償回路１０
６は，複素乗算回路１０−２からなり、ＡＦＣ回路１０
０−２の入力信号（Ｉｄ，Ｑｄ）と，発振回路１０５の
出力信号（Ｉｏ，Ｑｏ）とを複素乗算する。
Ｑｏ）は，補償回路１０６に入力される。補償回路１０
６は，複素乗算回路１０−２からなり、ＡＦＣ回路１０
０−２の入力信号（Ｉｄ，Ｑｄ）と，発振回路１０５の
出力信号（Ｉｏ，Ｑｏ）とを複素乗算する。
【００４１】こうして受信信号は、位相変化量Δθとは
反対向きに位相が回転することになり、周波数偏差によ
る位相変動が除かれる。本発明の位相差検出方法では、
ｍシンボルの間の位相変化量を検出することから、この
位相変化量が−１８０度から１８０度までの範囲内でｍ
の値が大きいほど検出感度は大きくなる。
反対向きに位相が回転することになり、周波数偏差によ
る位相変動が除かれる。本発明の位相差検出方法では、
ｍシンボルの間の位相変化量を検出することから、この
位相変化量が−１８０度から１８０度までの範囲内でｍ
の値が大きいほど検出感度は大きくなる。
【００４２】さらに、雑音除去において、平均操作のサ
ンプルデータの個数ｎの値も大きいほど雑音成分を除く
ことができる。この場合、ＡＦＣ回路に必要なプリアン
ブル長は（ｍ＋ｎ）シンボルとなる。図３の補償回路１
０６の出力信号（Ｉｃ，Ｑｃ）は等化器１０１に入力さ
れる。
ンプルデータの個数ｎの値も大きいほど雑音成分を除く
ことができる。この場合、ＡＦＣ回路に必要なプリアン
ブル長は（ｍ＋ｎ）シンボルとなる。図３の補償回路１
０６の出力信号（Ｉｃ，Ｑｃ）は等化器１０１に入力さ
れる。
【００４３】等化器としては、先の従来技術で説明した
ＭＬＳＥ等化器のような適応型が用いられる。このと
き、本発明のＡＦＣ回路により周波数偏差が取り除かれ
た受信信号が等化器に入力するため、等化器の伝搬路環
境の追随特性が向上する。
ＭＬＳＥ等化器のような適応型が用いられる。このと
き、本発明のＡＦＣ回路により周波数偏差が取り除かれ
た受信信号が等化器に入力するため、等化器の伝搬路環
境の追随特性が向上する。
【００４４】図６は本発明の実施の形態の第２の例を示
すもので、請求項２の発明に対応する具体的な実施例を
示している。本実施例の、ＡＦＣ回路１００−３の制御
はプリアンプル区間までは、先に図３に基づいて説明し
た実施例と同じである。
すもので、請求項２の発明に対応する具体的な実施例を
示している。本実施例の、ＡＦＣ回路１００−３の制御
はプリアンプル区間までは、先に図３に基づいて説明し
た実施例と同じである。
【００４５】同図において、ＡＦＣ回路１００−３の周
波数制御は、プリアンブルで周波数偏差を一旦抑圧して
から等化器１０１のトレーニングを行い、トレーニング
終了後、再度フィードバック制御により行う点で、先の
実施例と異なり、また、従来技術とも異なる。
波数制御は、プリアンブルで周波数偏差を一旦抑圧して
から等化器１０１のトレーニングを行い、トレーニング
終了後、再度フィードバック制御により行う点で、先の
実施例と異なり、また、従来技術とも異なる。
【００４６】すなわち、ＭＬＳＥ等化器１０１のレプリ
カ生成回路１０９により受信信号を推定したレプリカを
ＡＦＣ回路１００−３に入力し、ＡＦＣ回路１００−３
では、補償回路１０６出力信号を遅延回路１により遅延
を調整した後、位相比較回路２に入力する。
カ生成回路１０９により受信信号を推定したレプリカを
ＡＦＣ回路１００−３に入力し、ＡＦＣ回路１００−３
では、補償回路１０６出力信号を遅延回路１により遅延
を調整した後、位相比較回路２に入力する。
【００４７】補償回路１０６出力信号は、レプリカと位
相比較することによって、残留する周波数偏差による位
相の回転量が検出される。位相比較回路２の出力を、平
均フィルタ３により適当な時間で平均操作を行った後、
係数回路４によりゲインを調整して加算器２４に入力す
る。
相比較することによって、残留する周波数偏差による位
相の回転量が検出される。位相比較回路２の出力を、平
均フィルタ３により適当な時間で平均操作を行った後、
係数回路４によりゲインを調整して加算器２４に入力す
る。
【００４８】プリアンブル終了時に周波数偏差回路１０
４で設定した発振周波数の値を、トレーニング終了後の
係数回路４の出力を加算器２４で加えることにより補正
し、データ区間中においても発振周波数をフィードバッ
ク制御によって調整することができる。
４で設定した発振周波数の値を、トレーニング終了後の
係数回路４の出力を加算器２４で加えることにより補正
し、データ区間中においても発振周波数をフィードバッ
ク制御によって調整することができる。
【００４９】図７は、本発明の実施の形態の第３の例を
示す図で、請求項３の発明に係る対応する具体的な実施
例を示している。発明の構成に対応するＡＦＣ回路を数
字符号１００−４で示している。
示す図で、請求項３の発明に係る対応する具体的な実施
例を示している。発明の構成に対応するＡＦＣ回路を数
字符号１００−４で示している。
【００５０】この例は、図３に示した位相差検出回路１
０２の複素乗算回路１０−１と、補償回路１０６の複素
乗算回路１０−２を共通化して、一つの複素乗算回路１
０−３で行う構成になっており、複素乗算回路１０−３
の入力信号を切り替える点で、先に図３で示した実施例
とは異なる。
０２の複素乗算回路１０−１と、補償回路１０６の複素
乗算回路１０−２を共通化して、一つの複素乗算回路１
０−３で行う構成になっており、複素乗算回路１０−３
の入力信号を切り替える点で、先に図３で示した実施例
とは異なる。
【００５１】すなわち、複素乗算回路１０−３の一方の
入力にセレクタ回路１８を配置することにより、プリア
ンブル区間では、遅延回路９の出力信号を選択して受信
信号と複素乗算を行い、複素乗算回路１０−３を、位相
差検出回路１０２として用いる。また、プリアンブル終
了時にＮＣＯ１１１の出力信号を選択するように切り替
えて、補償回路１０６として複素乗算回路１０−３を用
いる。このようにすれば、複素乗算回路の数を減らすこ
とができる。
入力にセレクタ回路１８を配置することにより、プリア
ンブル区間では、遅延回路９の出力信号を選択して受信
信号と複素乗算を行い、複素乗算回路１０−３を、位相
差検出回路１０２として用いる。また、プリアンブル終
了時にＮＣＯ１１１の出力信号を選択するように切り替
えて、補償回路１０６として複素乗算回路１０−３を用
いる。このようにすれば、複素乗算回路の数を減らすこ
とができる。
【００５２】図８は、本発明の実施の形態の第４の例を
示す図で、請求項４の発明に係る具体的な実施例を示し
ている。発明の構成に対応するＡＦＣ回路を数字符号１
００−５で示している。本実施例では、先に図３で示し
た実施例の周波数偏差推定回路１０４にあるＲＯＭ１１
の代わりに除算回路１１２を用いている。
示す図で、請求項４の発明に係る具体的な実施例を示し
ている。発明の構成に対応するＡＦＣ回路を数字符号１
００−５で示している。本実施例では、先に図３で示し
た実施例の周波数偏差推定回路１０４にあるＲＯＭ１１
の代わりに除算回路１１２を用いている。
【００５３】送受ローカルの周波数偏差が小さいか、も
しくは、クロック速度が速い等で位相差検出時間ｍシン
ボルあたりの位相変化量が小さく−２０度から２０度程
度の場合には、θ＝Ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）の計算をＱ
／Ｉで近似して行うことができる。そのため、ＲＯＭ１
１を用いる代わりに除算回路１１２による演算処理を行
い、ＲＯＭ１１によるメモリ容量を削減することができ
る。
しくは、クロック速度が速い等で位相差検出時間ｍシン
ボルあたりの位相変化量が小さく−２０度から２０度程
度の場合には、θ＝Ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）の計算をＱ
／Ｉで近似して行うことができる。そのため、ＲＯＭ１
１を用いる代わりに除算回路１１２による演算処理を行
い、ＲＯＭ１１によるメモリ容量を削減することができ
る。
【００５４】図９に除算回路１１２の構成例を示す。本
回路では、２つの２進ディジタル信号ＩとＱが入力され
て除算（Ｑ／Ｉ）の演算を行い、除算した結果をｄとし
てｄ０からｄ８の９ビットの信号で出力する。本回路で
は入力信号（Ｉ，Ｑ）の偏角が−２０度から２０度であ
り、入力条件として０≦｜Ｑ｜＜Ｉが成立しているとし
ている。
回路では、２つの２進ディジタル信号ＩとＱが入力され
て除算（Ｑ／Ｉ）の演算を行い、除算した結果をｄとし
てｄ０からｄ８の９ビットの信号で出力する。本回路で
は入力信号（Ｉ，Ｑ）の偏角が−２０度から２０度であ
り、入力条件として０≦｜Ｑ｜＜Ｉが成立しているとし
ている。
【００５５】始めに入力信号Ｑの最上位ビットＭＳＢは
符号を表しており、これを除算結果の符号ビットｄ８と
して出力する。次に入力信号Ｑは絶対値化回路１９に入
力され絶対値に変換され、８段の商因子回路１１３に入
力される。一つの商因子回路１１３は２倍回路２０，比
較回路２１，セレクタ回路２２及び減算器２３からな
る。
符号を表しており、これを除算結果の符号ビットｄ８と
して出力する。次に入力信号Ｑは絶対値化回路１９に入
力され絶対値に変換され、８段の商因子回路１１３に入
力される。一つの商因子回路１１３は２倍回路２０，比
較回路２１，セレクタ回路２２及び減算器２３からな
る。
【００５６】初段の商因子回路１１３において、入力信
号Ｑは、２倍回路でビットシフトにより２倍されてか
ら、比較回路２１で信号Ｉと大きさが比較される。ま
た、２倍された信号Ｑは、減算器２３により信号Ｉで減
算される。比較した結果、信号Ｑの２倍が信号Ｉより大
きい場合は、比較回路２１の出力ｄ７を「１」とし、セ
レクタ回路２２により商因子回路１１３から減算結果が
出力される。
号Ｑは、２倍回路でビットシフトにより２倍されてか
ら、比較回路２１で信号Ｉと大きさが比較される。ま
た、２倍された信号Ｑは、減算器２３により信号Ｉで減
算される。比較した結果、信号Ｑの２倍が信号Ｉより大
きい場合は、比較回路２１の出力ｄ７を「１」とし、セ
レクタ回路２２により商因子回路１１３から減算結果が
出力される。
【００５７】逆に、信号Ｉが信号Ｑの２倍より大きい場
合は、比較回路２１の出力ｄ７を「０」とし、セレクタ
回路２２により商因子回路から減算する前の２倍された
信号Ｑがそのまま出力される。セレクタ回路２２の出力
は次の商因子回路に入力され、同様の処理が行われる。
合は、比較回路２１の出力ｄ７を「０」とし、セレクタ
回路２２により商因子回路から減算する前の２倍された
信号Ｑがそのまま出力される。セレクタ回路２２の出力
は次の商因子回路に入力され、同様の処理が行われる。
【００５８】この一連の処理が、８段の商因子回路１１
３で行われた結果、それぞれの比較回路２１の出力結果
ｄ０からｄ７が、除算回路１１２から出力される。符号
ビットｄ８と合わせて、ｄ０からｄ８は、求める除算値
（Ｑ／Ｉ）を２５６倍した値を表す。図８の実施例で
は、このような除算回路１１２の結果を用いて発振回路
１０５の周波数を設定する。
３で行われた結果、それぞれの比較回路２１の出力結果
ｄ０からｄ７が、除算回路１１２から出力される。符号
ビットｄ８と合わせて、ｄ０からｄ８は、求める除算値
（Ｑ／Ｉ）を２５６倍した値を表す。図８の実施例で
は、このような除算回路１１２の結果を用いて発振回路
１０５の周波数を設定する。
【００５９】
【発明の効果】本発明のＡＦＣ回路によれば、等化器の
トレーニングを行う前に、受信信号から送受信ローカル
周波数偏差を除去することができるので、等化器がその
特性を良好に維持できる効果がある。
トレーニングを行う前に、受信信号から送受信ローカル
周波数偏差を除去することができるので、等化器がその
特性を良好に維持できる効果がある。
【図１】本発明のＡＦＣ回路の基本構成を示すブロック
図である。
図である。
【図２】本発明で用いるバーストフォーマットを示す図
である。
である。
【図３】本発明の実施の形態の第１の例を示すブロック
図である。
図である。
【図４】平均フィルタの例を示すブロック図である。
【図５】ＮＣＯの例を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態の第２の例を示すブロック
図である。
図である。
【図７】本発明の実施の形態の第３の例を示すブロック
図である。
図である。
【図８】本発明の実施の形態の第４の例を示すブロック
図である。
図である。
【図９】除算回路の例を示すブロック図である。
【図１０】従来のＡＦＣ回路を示すブロック図である。
１ 遅延回路 ２ 位相比較回路 ３ 平均フィルタ ４ 係数回路 ５ 減算器 ６ 直交検波回路 ７ 局部発振器 ８ ＡＤ変換器 ９ 遅延回路 １０−１〜１０−３ 複素乗算回路 １１ ＲＯＭ １２ ホールド回路 １３ 遅延回路 １４ 合成器 １５ 割り算回路 １６ アップダウンカウンタ １７−１，１７−２ ＲＯＭ １８ セレクタ回路 １９ 絶対値化回路 ２０ ２倍回路 ２１ 比較回路 ２２ セレクタ回路 ２３ 減算器 ２４ 加算器 １００−１〜１００−５ ＡＦＣ回路 １０１ 等化器 １０２ 位相差検出回路 １０３ 雑音除去回路 １０４ 周波数偏差推定回路 １０５ 発振回路 １０６ 補償回路 １０７ 系列推定回路 １０８ 伝搬路推定回路 １０９ レプリカ生成回路 １１０ 平均フイルタ １１１ ＮＣＯ １１２ 除算回路 １１３ 商因子回路 ２０１ プリアンブル ２０２ 等化器用トレーニング ２０３ データ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｄ (72)発明者 宗田 悟志 東京都新宿区西新宿三丁目19番２号 日本 電信電話株式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】 バースト伝送の無線復調装置において、
マルチパスフェージングによる波形歪みを取り除く等化
器の前に置かれ、送受信ローカル周波数偏差を補償する
ＡＦＣ回路であって、 プリアンブルにＡＦＣ用の無変調信号を用い、さらに等
化器用のトレーニング信号及びデータ信号が続くバース
トフォーマットとしたバースト信号の、無変調信号を受
信し、受信信号が特定の時間間隔内に周波数偏差によっ
て変動する位相を検出する位相差検出回路と、 上記位相差検出回路の出力に接続され、信号中に含まれ
る雑音成分を取り除き、位相変化の情報のみを抽出する
雑音除去回路と、 上記雑音除去回路の出力に接続され、位相変化からプリ
アンブル区間内で周波数偏差を推定する周波数偏差推定
回路と、 上記周波数偏差推定回路の出力に接続され、推定した周
波数の正弦波を上記受信信号の位相変化の方向とは逆向
きに発振する発振回路と、 上記受信信号と，上記発振回路の出力とに接続され、上
記受信信号と発振回路の出力信号とを乗算することによ
り、受信信号の周波数偏差による位相変動を取り除いて
出力する補償回路とを設けたことを特徴とする等化器用
ＡＦＣ回路。 - 【請求項２】 バースト伝送の無線復調装置において、
マルチパスフェージングによる波形歪みを取り除く等化
器の前に置かれ、送受信ローカル周波数偏差を補償する
ＡＦＣ回路であって、 プリアンブルにＡＦＣ用の無変調信号を用い、さらに等
化器用のトレーニング信号及びデータ信号が続くバース
トフォーマットとしたバースト信号の、無変調信号を受
信し、受信信号が特定の時間間隔内に周波数偏差によっ
て変動する位相を検出する位相差検出回路と、 上記位相差検出回路の出力に接続され、信号中に含まれ
る雑音成分を取り除き、位相変化の情報のみを抽出する
雑音除去回路と、 該雑音除去回路の出力に接続され、位相変化からプリア
ンブル区間内で周波数偏差を推定する周波数偏差推定回
路と、 該周波数偏差推定回路の出力に接続され、推定した周波
数の正弦波を上記受信信号の位相変化の方向とは逆向き
に発振する発振回路と、 該発振回路の出力と前記受信信号とを乗算することによ
り、受信信号の周波数偏差による位相変動を取り除いて
出力する補償回路と、 該補償回路の出力と、該補償回路の出力を入力として動
作する前記等化器で生成したレプリカとを位相比較する
ことにより、周波数偏差による位相の回転量を検出する
位相比較回路と、 該位相比較回路の出力を用いて、プリアンブル終了後に
前記周波数偏差推定回路の出力によって設定した前記発
振回路の出力周波数を、等化器のトレーニング終了後に
補正する手段を設けたことを特徴とする等化器用ＡＦＣ
回路。 - 【請求項３】 位相差検出回路に乗算回路を用いる構成
として、該位相差検出回路の乗算回路と補償回路に用い
る乗算回路とを同一の乗算回路とし、該乗算回路の入力
信号を切り替える手段を設けた請求項１または請求項２
に記載の等化器用ＡＦＣ回路。 - 【請求項４】 周波数偏差推定回路に除算回路を用いる
構成とした請求項１または請求項２に記載の等化器用Ａ
ＦＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10008487A JPH11205092A (ja) | 1998-01-20 | 1998-01-20 | 等化器用ａｆｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10008487A JPH11205092A (ja) | 1998-01-20 | 1998-01-20 | 等化器用ａｆｃ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11205092A true JPH11205092A (ja) | 1999-07-30 |
Family
ID=11694481
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10008487A Pending JPH11205092A (ja) | 1998-01-20 | 1998-01-20 | 等化器用ａｆｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11205092A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001015365A1 (fr) * | 1999-08-20 | 2001-03-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de communication ofdm |
| WO2001076097A1 (fr) * | 2000-03-31 | 2001-10-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Procede et appareil de regulation automatique de frequences, et demodulateur |
| JP2007189654A (ja) * | 2005-12-16 | 2007-07-26 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Ａｆｃ回路 |
| CN106549899A (zh) * | 2015-09-16 | 2017-03-29 | 中国航空工业第六八研究所 | 一种无人机数据链信道均衡方法 |
-
1998
- 1998-01-20 JP JP10008487A patent/JPH11205092A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001015365A1 (fr) * | 1999-08-20 | 2001-03-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de communication ofdm |
| WO2001076097A1 (fr) * | 2000-03-31 | 2001-10-11 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Procede et appareil de regulation automatique de frequences, et demodulateur |
| US6983134B1 (en) | 2000-03-31 | 2006-01-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method and apparatus for automatic frequency control and demodulator |
| JP2007189654A (ja) * | 2005-12-16 | 2007-07-26 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Ａｆｃ回路 |
| CN106549899A (zh) * | 2015-09-16 | 2017-03-29 | 中国航空工业第六八研究所 | 一种无人机数据链信道均衡方法 |
| CN106549899B (zh) * | 2015-09-16 | 2019-08-02 | 中国航空工业第六一八研究所 | 一种无人机数据链信道均衡方法 |
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