JPH11164599A - 同期機の制御装置と制御方法及びそれを用いた電気車の制御装置 - Google Patents
同期機の制御装置と制御方法及びそれを用いた電気車の制御装置Info
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- JPH11164599A JPH11164599A JP9326312A JP32631297A JPH11164599A JP H11164599 A JPH11164599 A JP H11164599A JP 9326312 A JP9326312 A JP 9326312A JP 32631297 A JP32631297 A JP 32631297A JP H11164599 A JPH11164599 A JP H11164599A
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- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
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- B60L2220/00—Electrical machine types; Structures or applications thereof
- B60L2220/10—Electrical machine types
- B60L2220/14—Synchronous machines
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors
Abstract
(57)【要約】
【課題】オイルミストの発生する環境にも適応しうるレ
ゾルバを回転センサとする同期機を用いた電気車に適し
た、小型、軽量化された制御装置を提供する。 【解決手段】回転センサを用いた永久磁石型同期機、こ
の同期機のｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を発生する電流
指令発生手段、ｄｑ軸電流指令と同期機電流から３相を
２相に座標変換する３／２相変換処理で得たｄｑ軸電流
を検出値をもとにｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊、そ
の２相信号を３相信号に座標変換する２／３相変換処理
を行って交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊さらに
座標変換処理で使用する位相演算処理や速度演算を行う
ｄｑ軸電流制御手段、前記交流電圧指令値から電力変換
器のパワー素子を駆動する信号を出力するＰＷＭ手段を
備えた制御装置において、回転センサとしてレゾルバを
用い、該回転センサから得た絶対電気角度を位相演算処
理で電気角位相信号に変換した位相信号をもとに、前記
座標変換処理を行って同期機を制御する。
ゾルバを回転センサとする同期機を用いた電気車に適し
た、小型、軽量化された制御装置を提供する。 【解決手段】回転センサを用いた永久磁石型同期機、こ
の同期機のｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を発生する電流
指令発生手段、ｄｑ軸電流指令と同期機電流から３相を
２相に座標変換する３／２相変換処理で得たｄｑ軸電流
を検出値をもとにｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊、そ
の２相信号を３相信号に座標変換する２／３相変換処理
を行って交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊さらに
座標変換処理で使用する位相演算処理や速度演算を行う
ｄｑ軸電流制御手段、前記交流電圧指令値から電力変換
器のパワー素子を駆動する信号を出力するＰＷＭ手段を
備えた制御装置において、回転センサとしてレゾルバを
用い、該回転センサから得た絶対電気角度を位相演算処
理で電気角位相信号に変換した位相信号をもとに、前記
座標変換処理を行って同期機を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期機の制御装置
に係り、特にハイブリッド型電気車に用いて好適なレゾ
ルバを用いた同期機の制御装置及び制御方法に関する。
に係り、特にハイブリッド型電気車に用いて好適なレゾ
ルバを用いた同期機の制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】電気車、特に電気自動車において、航続
距離の向上から効率の良い駆動システムが要求されてい
る。そのため、堅牢な誘導電動機に変わって永久磁石を
用いた同期電動機あるいは同期発電機の同期機が多く使
用されるようになってきた。
距離の向上から効率の良い駆動システムが要求されてい
る。そのため、堅牢な誘導電動機に変わって永久磁石を
用いた同期電動機あるいは同期発電機の同期機が多く使
用されるようになってきた。
【０００３】これらの同期機の制御には磁極の位置を検
出する回転センサが不可欠である。回転センサには大き
く分けて光学式とレゾルバタイプとがある。レゾルバタ
イプの回転センサの一例として、特開平９ー７２７５８
号公報にはレゾルバとＲ／Ｄ変換回路を含めた巻線の断
線検出装置及び方法が記載されている。
出する回転センサが不可欠である。回転センサには大き
く分けて光学式とレゾルバタイプとがある。レゾルバタ
イプの回転センサの一例として、特開平９ー７２７５８
号公報にはレゾルバとＲ／Ｄ変換回路を含めた巻線の断
線検出装置及び方法が記載されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】電気自動車の駆動方式
として、エンジン等内燃機関と同期機を使用したハイブ
リッドシステムが注目されつつある。このハイブリッド
システムは車両の駆動源として、エンジンと同期機の２
種類の駆動源を搭載するため、装置全体が大型になる欠
点がある。そのため、ハイブリッドシステムに対して
は、同期機とエンジンの変速機構を一体構造にして小
型、軽量化することが要求される。
として、エンジン等内燃機関と同期機を使用したハイブ
リッドシステムが注目されつつある。このハイブリッド
システムは車両の駆動源として、エンジンと同期機の２
種類の駆動源を搭載するため、装置全体が大型になる欠
点がある。そのため、ハイブリッドシステムに対して
は、同期機とエンジンの変速機構を一体構造にして小
型、軽量化することが要求される。
【０００５】この場合、同期機の磁極位置を検出する回
転センサも変速機構と共にエンジンの近傍に設置される
が、オイルミストの発生する環境のため、回転センサと
しては望ましい環境ではない。従って、電気自動車の駆
動方式としてハイブリッドシステムを採用するものにお
いては、回転センサとして、光学式よりもレゾルバが適
している。
転センサも変速機構と共にエンジンの近傍に設置される
が、オイルミストの発生する環境のため、回転センサと
しては望ましい環境ではない。従って、電気自動車の駆
動方式としてハイブリッドシステムを採用するものにお
いては、回転センサとして、光学式よりもレゾルバが適
している。
【０００６】前記公知例にはレゾルバの異常検出装置及
び方法が開示されているが、レゾルバを用いた具体的な
制御方法については言及されていない。
び方法が開示されているが、レゾルバを用いた具体的な
制御方法については言及されていない。
【０００７】本発明は、オイルミストの発生する環境に
も適応しうるレゾルバを回転センサとする同期機を用い
た電気車に適した制御装置及び制御方法を提供すること
を目的とする。
も適応しうるレゾルバを回転センサとする同期機を用い
た電気車に適した制御装置及び制御方法を提供すること
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴とするとこ
ろは、回転センサを用いた永久磁石型同期機と、該同期
機を駆動する電力変換器と、前記同期機のｄ軸電流指令
とｑ軸電流指令を発生する電流指令発生手段と、位相演
算処理や速度演算を行うと共に前記ｄ、ｑ軸電流指令と
前記同期機の電流を３／２相変換処理して得たｄ、ｑ軸
電流をもとにｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成
し、該電圧指令値を２／３相変換処理し交流電圧指令値
Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成するｄｑ軸電流制御手段
と、前記交流電圧指令値から前記電力変換器のパワー素
子を駆動するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段とを
備えた同期機の制御装置において、前記回転センサとし
てレゾルバを用い、該レゾルバから得た絶対電気角度θ
0を前記位相演算処理で電気角位相信号θ1に変換した位
相信号をもとに、前記３／２相変換処理や２／３相変換
処理における座標変換を行って前記同期機を制御するこ
とにある。
ろは、回転センサを用いた永久磁石型同期機と、該同期
機を駆動する電力変換器と、前記同期機のｄ軸電流指令
とｑ軸電流指令を発生する電流指令発生手段と、位相演
算処理や速度演算を行うと共に前記ｄ、ｑ軸電流指令と
前記同期機の電流を３／２相変換処理して得たｄ、ｑ軸
電流をもとにｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成
し、該電圧指令値を２／３相変換処理し交流電圧指令値
Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成するｄｑ軸電流制御手段
と、前記交流電圧指令値から前記電力変換器のパワー素
子を駆動するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段とを
備えた同期機の制御装置において、前記回転センサとし
てレゾルバを用い、該レゾルバから得た絶対電気角度θ
0を前記位相演算処理で電気角位相信号θ1に変換した位
相信号をもとに、前記３／２相変換処理や２／３相変換
処理における座標変換を行って前記同期機を制御するこ
とにある。
【０００９】本発明によれば、オイルミストの発生する
環境にも適応しうるレゾルバを回転センサとする同期機
を用いた制御装置を提供することができる。
環境にも適応しうるレゾルバを回転センサとする同期機
を用いた制御装置を提供することができる。
【００１０】本発明の他の特徴は、前記同期機の制御装
置において、前記ｄｑ軸電流制御手段と前記ＰＷＭ制御
手段の処理を前記電力変換器のＰＷＭ制御周期に同期さ
せ、前記電流指令発生手段の処理を前記ＰＷＭ制御周期
より長い制御装置操作者の動特性に依存する周期として
処理することにある。
置において、前記ｄｑ軸電流制御手段と前記ＰＷＭ制御
手段の処理を前記電力変換器のＰＷＭ制御周期に同期さ
せ、前記電流指令発生手段の処理を前記ＰＷＭ制御周期
より長い制御装置操作者の動特性に依存する周期として
処理することにある。
【００１１】この特徴によれば、同期機制御装置の各手
段の処理タイミングを分割することにより、制御装置を
一つの演算装置で処理可能とし、制御装置の小型、軽量
化を図ることができる。
段の処理タイミングを分割することにより、制御装置を
一つの演算装置で処理可能とし、制御装置の小型、軽量
化を図ることができる。
【００１２】本発明の他の特徴は、前記同期機の制御装
置において、前記レゾルバの出力信号をＲ／Ｄ変換回路
で変換処理し、前記絶対電気角度θ0を出力することに
ある。Ｒ／Ｄ変換回路は、レゾルバ信号をディジタル信
号に変換し、機械的な回転角度θから絶対電気角度位相
信号θ０を算出する。この特徴によれば、制御装置をオ
ールディジタル制御化して小型、軽量化を図ることがで
きる。
置において、前記レゾルバの出力信号をＲ／Ｄ変換回路
で変換処理し、前記絶対電気角度θ0を出力することに
ある。Ｒ／Ｄ変換回路は、レゾルバ信号をディジタル信
号に変換し、機械的な回転角度θから絶対電気角度位相
信号θ０を算出する。この特徴によれば、制御装置をオ
ールディジタル制御化して小型、軽量化を図ることがで
きる。
【００１３】
【発明の実施の型態】以下、本発明の実施例を図面に基
づき説明する。
づき説明する。
【００１４】図１に、本発明が適用されるハイブリッド
方式電気車の駆動システムの構成図を示す。ハイブリッ
ド方式は電気車１の駆動源として、エンジン２とこのエ
ンジン２にクラッチ７を介して接続された同期機３の２
種類の駆動源が同じエンジンルーム４内に搭載されてい
る。同期機３の出力軸はギヤ機構６を介して車軸５に連
結されている。８は同期機の位相や磁極位置を検出する
回転センサとしてのレゾルバであり、エンジンルーム４
内に搭載されている。同期機３は永久磁石型同期電動機
からなり、電気車の制動時には回生制動を行なう発電機
としても機能するので、以下単に同期機と呼ぶことにす
る。この同期機はバッテリー９を電源とし、電力変換器
として逆変換器すなわちインバータ１０を用いる。
方式電気車の駆動システムの構成図を示す。ハイブリッ
ド方式は電気車１の駆動源として、エンジン２とこのエ
ンジン２にクラッチ７を介して接続された同期機３の２
種類の駆動源が同じエンジンルーム４内に搭載されてい
る。同期機３の出力軸はギヤ機構６を介して車軸５に連
結されている。８は同期機の位相や磁極位置を検出する
回転センサとしてのレゾルバであり、エンジンルーム４
内に搭載されている。同期機３は永久磁石型同期電動機
からなり、電気車の制動時には回生制動を行なう発電機
としても機能するので、以下単に同期機と呼ぶことにす
る。この同期機はバッテリー９を電源とし、電力変換器
として逆変換器すなわちインバータ１０を用いる。
【００１５】同期機３がアクセルペタル及びブレーキペ
タルの操作量に対応したトルクを発生するように制御す
るために、駆動システム制御部(図示せず)は、前記操作
量に応じた電動機トルク指令τＭ*を電動機制御装置１
１に送る。
タルの操作量に対応したトルクを発生するように制御す
るために、駆動システム制御部(図示せず)は、前記操作
量に応じた電動機トルク指令τＭ*を電動機制御装置１
１に送る。
【００１６】図２に、永久磁石型同期機３の制御を行う
制御装置１１の詳細機能ブロック図を示す。制御装置１
１は、ｄｑ軸電流制御手段２００、ＰＷＭ制御手段２１
０、電流指令発生手段２２０を備えている。ｄｑ軸電流
制御手段２００は、位相演算手段２０１、速度演算手段
２０２、３／２相変換手段２０３、ＩｄＩｑ電流制御手
段２０４、２／３相変換手段２０６を備えている。
制御装置１１の詳細機能ブロック図を示す。制御装置１
１は、ｄｑ軸電流制御手段２００、ＰＷＭ制御手段２１
０、電流指令発生手段２２０を備えている。ｄｑ軸電流
制御手段２００は、位相演算手段２０１、速度演算手段
２０２、３／２相変換手段２０３、ＩｄＩｑ電流制御手
段２０４、２／３相変換手段２０６を備えている。
【００１７】制御装置１１は、アクセルペタル及びブレ
ーキペタルの操作量に応じたトルク指令値τＭ* と回転
数ω1をもとに電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ* を算出する電
流指令発生手段２２０と、レゾルバ信号をディジタル信
号に変換するＲ／Ｄ変換回路１５からの絶対電気角度θ
0と、電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ*及び電流センサ１２の出
力に基づいてｄｑ軸電流指令値や交流電圧指令値を生成
するｄｑ軸電流制御手段２００と、交流電圧指令値に基
づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷ
Ｍ制御手段２１０とを備えている。
ーキペタルの操作量に応じたトルク指令値τＭ* と回転
数ω1をもとに電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ* を算出する電
流指令発生手段２２０と、レゾルバ信号をディジタル信
号に変換するＲ／Ｄ変換回路１５からの絶対電気角度θ
0と、電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ*及び電流センサ１２の出
力に基づいてｄｑ軸電流指令値や交流電圧指令値を生成
するｄｑ軸電流制御手段２００と、交流電圧指令値に基
づいてインバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷ
Ｍ制御手段２１０とを備えている。
【００１８】インバータ１０は、６個のパワー素子（Ｉ
ＧＢＴ）と各パワー素子に並列に接続されたダイオード
を用いて構成され、同期機１のＵ、Ｖ、Ｗ各相の巻線に
流れる電流を制御する３相ブリッヂ回路と、１個の平滑
コンデンサとを備えている。Ｒ／Ｄ変換回路１５は、レ
ゾルバ信号をディジタル信号に変換し、機械的な回転角
度θから絶対電気角度位相信号θ０を算出する。
ＧＢＴ）と各パワー素子に並列に接続されたダイオード
を用いて構成され、同期機１のＵ、Ｖ、Ｗ各相の巻線に
流れる電流を制御する３相ブリッヂ回路と、１個の平滑
コンデンサとを備えている。Ｒ／Ｄ変換回路１５は、レ
ゾルバ信号をディジタル信号に変換し、機械的な回転角
度θから絶対電気角度位相信号θ０を算出する。
【００１９】トルク指令発生手段（図示せず）は、運転
者の操作によるアクセル開度とモータ回転数により制御
装置１１の目標トルク指令τＭ*を発生する。制御装置
１１の電流指令発生手段２２０において、トルク分電流
に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令値τ
Ｍ* と回転数ω1をもとにＩｑテーブル２２４で算出す
る。一方、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ*も、トルク指令値τ
Ｍ*と回転数ω1もとに、Ｉｄテーブル２２６で算出す
る。このようにして、Ｉｄ、Ｉｑテーブル２２４、２２
６は、トルク指令値τＭ*と回転数ω1をもとに高効率制
御に要求される損失最小となる電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ
* を算出する。
者の操作によるアクセル開度とモータ回転数により制御
装置１１の目標トルク指令τＭ*を発生する。制御装置
１１の電流指令発生手段２２０において、トルク分電流
に相当するｑ軸電流の指令値Ｉｑ* は、トルク指令値τ
Ｍ* と回転数ω1をもとにＩｑテーブル２２４で算出す
る。一方、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ*も、トルク指令値τ
Ｍ*と回転数ω1もとに、Ｉｄテーブル２２６で算出す
る。このようにして、Ｉｄ、Ｉｑテーブル２２４、２２
６は、トルク指令値τＭ*と回転数ω1をもとに高効率制
御に要求される損失最小となる電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ
* を算出する。
【００２０】一方、位相演算手段２０１は、レゾルバの
出力を変換処理したＲ／Ｄ変換回路１５の出力である絶
対電気角位相角θ0から位相演算により位相角θ1を出力
する。この位相角θ1は、３相／２相座標変換手段２０
３、２／３相変換処理２０６の座標変換処理で使用され
る。
出力を変換処理したＲ／Ｄ変換回路１５の出力である絶
対電気角位相角θ0から位相演算により位相角θ1を出力
する。この位相角θ1は、３相／２相座標変換手段２０
３、２／３相変換処理２０６の座標変換処理で使用され
る。
【００２１】３／２相座標変換手段２０３は、電流セン
サ１２で検出した電動機電流の３相交流電流に対して３
／２相の座標変換処理を行いｄ、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを
算出する。これらのＩｄ、Ｉｑと電流指令発生手段２２
０で算出された指令値Ｉｄ*、Ｉｑ* をもとに、ＩｄＩ
ｑ電流制御手段２０４は、比例あるいは比例積分電流制
御処理を行い、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。
サ１２で検出した電動機電流の３相交流電流に対して３
／２相の座標変換処理を行いｄ、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを
算出する。これらのＩｄ、Ｉｑと電流指令発生手段２２
０で算出された指令値Ｉｄ*、Ｉｑ* をもとに、ＩｄＩ
ｑ電流制御手段２０４は、比例あるいは比例積分電流制
御処理を行い、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。
【００２２】さらに、２／３相変換手段２０６におい
て、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*に対する２／３相の座標変
換を行い、３相交流電圧指令値Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ*
を算出する。
て、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*に対する２／３相の座標変
換を行い、３相交流電圧指令値Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ*
を算出する。
【００２３】ＰＷＭ制御手段２１０はこの電圧指令値Ｖ
ｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* から三角波信号の搬送波信号との
比較処理を行って、ＰＷＭ信号を発生し、インバータ１
０を駆動する。このようにして、制御装置１１は、同期
機３にＰＷＭ制御された電圧を印加することにより電動
機電流が電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ* に一致するように制
御する。このような処理を行って、電動機３はトルク指
令値τＭ*のトルクで、かつ損失最小の高効率で制御さ
れる。
ｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* から三角波信号の搬送波信号との
比較処理を行って、ＰＷＭ信号を発生し、インバータ１
０を駆動する。このようにして、制御装置１１は、同期
機３にＰＷＭ制御された電圧を印加することにより電動
機電流が電流指令値Ｉｑ* 、Ｉｄ* に一致するように制
御する。このような処理を行って、電動機３はトルク指
令値τＭ*のトルクで、かつ損失最小の高効率で制御さ
れる。
【００２４】制御装置１１のｄｑ軸電流制御手段２０
０、ＰＷＭ制御手段２１０、電流指令発生手段２２０
は、それぞれ、メモリＲＯＭに記録されたプログラム
と、このプログラムを読み出しプログラムの手順に沿っ
て所定の処理を実行するＣＰＵと、前記プログラムや、
処理に必要な関数、定数、データ等を記録するメモリＲ
ＡＭを含むマイクロコンピュータによって構成される。
また、このマイクロコンピュータには、演算機能やＡ／
Ｄ変換機能等、上記各手段の処理を実行するのに必要な
機能もそなえている。
０、ＰＷＭ制御手段２１０、電流指令発生手段２２０
は、それぞれ、メモリＲＯＭに記録されたプログラム
と、このプログラムを読み出しプログラムの手順に沿っ
て所定の処理を実行するＣＰＵと、前記プログラムや、
処理に必要な関数、定数、データ等を記録するメモリＲ
ＡＭを含むマイクロコンピュータによって構成される。
また、このマイクロコンピュータには、演算機能やＡ／
Ｄ変換機能等、上記各手段の処理を実行するのに必要な
機能もそなえている。
【００２５】次に、図３に、レゾルバ８の構成例を示
す。レゾルバ８の本体は、同期機３のステータまたは車
両に対して固定されたステータ１６と同期機３のロータ
軸に固定されたロータ１７とを備えており、ステータ１
６には、励磁巻線１５２、Ｓｉｎ巻線１５４、Ｃｏｓ巻
線１５６が設けられている。図３では、軸倍角Ｘが２あ
るいは４の場合を示す。
す。レゾルバ８の本体は、同期機３のステータまたは車
両に対して固定されたステータ１６と同期機３のロータ
軸に固定されたロータ１７とを備えており、ステータ１
６には、励磁巻線１５２、Ｓｉｎ巻線１５４、Ｃｏｓ巻
線１５６が設けられている。図３では、軸倍角Ｘが２あ
るいは４の場合を示す。
【００２６】図４に、レゾルバの信号をディジタル信号
に変換する振幅変調型のＲ／Ｄ変換回路１５のブロック
図を示す。励磁巻線１５２の端子Ｒ１−Ｒ２間には、励
磁回路１５０からＡｓｉｎωｔの励磁信号が供給され
る。Ｓｉｎ巻線１５４、Ｃｏｓ巻線１５６は、端子Ｓ２
−Ｓ４間又はＳ１−Ｓ３間に接続されており、それぞれ
のレソルバ信号をＲ／Ｄ変換回路１５に供給する。
に変換する振幅変調型のＲ／Ｄ変換回路１５のブロック
図を示す。励磁巻線１５２の端子Ｒ１−Ｒ２間には、励
磁回路１５０からＡｓｉｎωｔの励磁信号が供給され
る。Ｓｉｎ巻線１５４、Ｃｏｓ巻線１５６は、端子Ｓ２
−Ｓ４間又はＳ１−Ｓ３間に接続されており、それぞれ
のレソルバ信号をＲ／Ｄ変換回路１５に供給する。
【００２７】Ｒ／Ｄ変換回路１５は、これらレソルバ信
号１５４，１５６に基づきレソルバ８の回転部分の位
置、すなわちロータの角度Ｘθを検出する。レソルバ信
号は、ロータの角度Ｘθに応じ励磁信号を振幅変調した
波形を有している。レゾルバ信号１５４、１５６は、励
磁信号がＡ・ｓｉｎωｔである場合、Ｋ・Ａ・ｓｉｎω
ｔ・ｓｉｎＸθで表されるｓｉｎ信号及びＫ・Ａ・ｓｉ
ｎ ωｔ・ｃｏｓ Ｘθで表されるｃｏｓ信号が得られる
よう(Ｋは変圧比)、それそれ配置されている。
号１５４，１５６に基づきレソルバ８の回転部分の位
置、すなわちロータの角度Ｘθを検出する。レソルバ信
号は、ロータの角度Ｘθに応じ励磁信号を振幅変調した
波形を有している。レゾルバ信号１５４、１５６は、励
磁信号がＡ・ｓｉｎωｔである場合、Ｋ・Ａ・ｓｉｎω
ｔ・ｓｉｎＸθで表されるｓｉｎ信号及びＫ・Ａ・ｓｉ
ｎ ωｔ・ｃｏｓ Ｘθで表されるｃｏｓ信号が得られる
よう(Ｋは変圧比)、それそれ配置されている。
【００２８】Ｒ／Ｄ変換回路１５の乗算器１５３では、
Ｋ・Ａ・ｓｉｎωt・ｓｉｎＸθで表される信号にｃｏ
ｓφが掛け算され、またＫ・Ａ・ｓｉｎ ωt・ｃｏｓ
Ｘθで表される信号にｓｉｎφが掛け算され、両者の差
信号、Ｋ・Ａ・ｓｉｎ ωt・ｓｉｎ（ Ｘθ−φ）を加
算器１５５で得る。このＫ・Ａ・ｓｉｎ ωt・ｓｉｎ
（ Ｘθ−φ）を同期整流回路１５７に供給する。この
信号は、さらに、比例積分機能を持つ増幅器、電圧可変
発振器（ＶＣＯ）１５８を経てφカウンタ１５９に入力
される。これらは、フェーズロックループ制御系を構成
し、（ Ｘθ−φ）＝０になるように制御される。従っ
て、φカウンタ１５９の出力φは、φ＝θとなる。
Ｋ・Ａ・ｓｉｎωt・ｓｉｎＸθで表される信号にｃｏ
ｓφが掛け算され、またＫ・Ａ・ｓｉｎ ωt・ｃｏｓ
Ｘθで表される信号にｓｉｎφが掛け算され、両者の差
信号、Ｋ・Ａ・ｓｉｎ ωt・ｓｉｎ（ Ｘθ−φ）を加
算器１５５で得る。このＫ・Ａ・ｓｉｎ ωt・ｓｉｎ
（ Ｘθ−φ）を同期整流回路１５７に供給する。この
信号は、さらに、比例積分機能を持つ増幅器、電圧可変
発振器（ＶＣＯ）１５８を経てφカウンタ１５９に入力
される。これらは、フェーズロックループ制御系を構成
し、（ Ｘθ−φ）＝０になるように制御される。従っ
て、φカウンタ１５９の出力φは、φ＝θとなる。
【００２９】図５の（ａ）は電動機の誘起電圧（Ｕ相相
電圧）、（ｂ）はレゾルバ８の回転角度θに対する絶対
電気位相角θ0を示す。φカウンタ１５９が１０ｂｉｔ
レジスタの場合、出力（ｂ）は鋸波状信号となり、軸倍
角Ｘ＝２（実線）の場合、回転角θ＝１８０°で電気角
θ0は１０２４となり、軸倍角Ｘ＝４（破線）の場合、
回転角θ＝９０°で電気角θ0は１０２４となる。
電圧）、（ｂ）はレゾルバ８の回転角度θに対する絶対
電気位相角θ0を示す。φカウンタ１５９が１０ｂｉｔ
レジスタの場合、出力（ｂ）は鋸波状信号となり、軸倍
角Ｘ＝２（実線）の場合、回転角θ＝１８０°で電気角
θ0は１０２４となり、軸倍角Ｘ＝４（破線）の場合、
回転角θ＝９０°で電気角θ0は１０２４となる。
【００３０】位相演算手段２０１は、入力θ0＝１０２
４を電気角位相θ1＝３６０°として、３／２相座標変
換手段２０３、２／３相変換処理２０６で使用できるよ
うに絶対電気位相角θ0を電気角位相θ1に変換する。変
換係数１の場合は、電気角位相（θ1）３６０°＝１０
２４となる。そして、３／２相座標変換手段２０３で
ｄ、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出し、これらのＩｄ、Ｉｑ
と指令値Ｉｄ*、Ｉｑ* をもとに、ＩｄＩｑ電流制御手
段２０４は、比例あるいは比例積分電流制御処理を行
い、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。さらに、２／
３相変換手段２０６において、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*
に対する２／３相の座標変換を行い、３相交流電圧指令
値Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を算出する。
４を電気角位相θ1＝３６０°として、３／２相座標変
換手段２０３、２／３相変換処理２０６で使用できるよ
うに絶対電気位相角θ0を電気角位相θ1に変換する。変
換係数１の場合は、電気角位相（θ1）３６０°＝１０
２４となる。そして、３／２相座標変換手段２０３で
ｄ、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出し、これらのＩｄ、Ｉｑ
と指令値Ｉｄ*、Ｉｑ* をもとに、ＩｄＩｑ電流制御手
段２０４は、比例あるいは比例積分電流制御処理を行
い、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。さらに、２／
３相変換手段２０６において、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*
に対する２／３相の座標変換を行い、３相交流電圧指令
値Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を算出する。
【００３１】このようにして、制御装置１１は、トルク
指令値τＭ* のトルクでかつ損失を最小とする高効率制
御を行うために、電流指令値Ｉｑ*、Ｉｄ* により、最
適な進み角β（β＝ｔａｎ−１（Ｉｄ* ／Ｉｑ* ））で
制御する。
指令値τＭ* のトルクでかつ損失を最小とする高効率制
御を行うために、電流指令値Ｉｑ*、Ｉｄ* により、最
適な進み角β（β＝ｔａｎ−１（Ｉｄ* ／Ｉｑ* ））で
制御する。
【００３２】このように、本発明によれば、オイルミス
トの発生する環境にも適応しうるレゾルバを回転センサ
とする同期機を用いた制御装置が得られる。
トの発生する環境にも適応しうるレゾルバを回転センサ
とする同期機を用いた制御装置が得られる。
【００３３】本発明の制御装置は、図６に示すような周
期で各処理を実行する。図６は、電流指令値発生手段２
２０、ｄｑ軸電流制御手段２００、ＰＷＭ制御手段２１
０の実行タイミングを示すものである。
期で各処理を実行する。図６は、電流指令値発生手段２
２０、ｄｑ軸電流制御手段２００、ＰＷＭ制御手段２１
０の実行タイミングを示すものである。
【００３４】ＰＷＭ信号発生手段２１０は、図６の
（ａ）に示すように、内部で三角波形ＣＲのような搬送
波を発生し、ｄｑ軸電流制御手段２００で算出した交流
電圧指令値Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖwl*との比較動作でＰＷＭ
信号を発生する。
（ａ）に示すように、内部で三角波形ＣＲのような搬送
波を発生し、ｄｑ軸電流制御手段２００で算出した交流
電圧指令値Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖwl*との比較動作でＰＷＭ
信号を発生する。
【００３５】ｄｑ軸電流制御手段２００の位相演算手段
２０１は、図６の（ｂ）に示すように、ＴPWM周期タイ
ミングにＲ／Ｄ変換回路１５の絶対電気角位相θ0を読
み込み、絶対位相角θ0から電気角位相θ1への変換処理
を実行する。さらに、３／２相座標変換手段２０３で
ｄ、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出し、これらのＩｄ、Ｉｑ
と指令値Ｉｄ*、Ｉｑ* をもとに、ＩｄＩｑ電流制御手
段２０４は、比例あるいは比例積分電流制御処理を行
い、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。さらに、２／
３相変換手段２０６において、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*
に対する２／３相の座標変換を行い、３相交流電圧指令
値Ｖｕ1* 、Ｖｖ1* 、Ｖｗ1* を算出する。そして、図
６の（ｃ）に示すタイミングで、ＰＷＭ信号発生手段２
１０に設定する交流電圧指令値Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖwl*の
データを更新する。
２０１は、図６の（ｂ）に示すように、ＴPWM周期タイ
ミングにＲ／Ｄ変換回路１５の絶対電気角位相θ0を読
み込み、絶対位相角θ0から電気角位相θ1への変換処理
を実行する。さらに、３／２相座標変換手段２０３で
ｄ、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを算出し、これらのＩｄ、Ｉｑ
と指令値Ｉｄ*、Ｉｑ* をもとに、ＩｄＩｑ電流制御手
段２０４は、比例あるいは比例積分電流制御処理を行
い、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*を算出する。さらに、２／
３相変換手段２０６において、電圧指令値Ｖｄ*、Ｖｑ*
に対する２／３相の座標変換を行い、３相交流電圧指令
値Ｖｕ1* 、Ｖｖ1* 、Ｖｗ1* を算出する。そして、図
６の（ｃ）に示すタイミングで、ＰＷＭ信号発生手段２
１０に設定する交流電圧指令値Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖwl*の
データを更新する。
【００３６】このように、ｄｑ軸電流制御手段２００
は、インバータ１０のパワー素子のスイッチング周期Ｔ
PWM毎に、例えばスイッチング周波数が１０KHzの場合は
ＴPWM＝１００μs毎に、ｄｑACR処理を実行し、図６
（ｃ）のタイミングで交流電圧指令値Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖ
wl*のデータを更新する。すなわち、ｔn時点のｄｑACR
(n)で算出したＶu1*(n)をＰＷＭ信号発生手段２１０に
設定し、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕ(n)を発生する。
は、インバータ１０のパワー素子のスイッチング周期Ｔ
PWM毎に、例えばスイッチング周波数が１０KHzの場合は
ＴPWM＝１００μs毎に、ｄｑACR処理を実行し、図６
（ｃ）のタイミングで交流電圧指令値Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖ
wl*のデータを更新する。すなわち、ｔn時点のｄｑACR
(n)で算出したＶu1*(n)をＰＷＭ信号発生手段２１０に
設定し、Ｕ相のＰＷＭ信号Ｕ(n)を発生する。
【００３７】一方、このようなｄｑ軸電流制御手段２０
０の処理を実行するために必要な電流指令値Ｉd*、Ｉq*
等を算出する電流指令発生手段２２０の処理I REF(n)
は、図６の（ｄ）に示すように、ｄｑ軸電流制御手段２
００の処理後、一回の処理をIREF1(n)、IREF2(n)と行っ
た具合に分割して、ｄｑ軸電流制御手段の処理周期より
長い周期で実行する。
０の処理を実行するために必要な電流指令値Ｉd*、Ｉq*
等を算出する電流指令発生手段２２０の処理I REF(n)
は、図６の（ｄ）に示すように、ｄｑ軸電流制御手段２
００の処理後、一回の処理をIREF1(n)、IREF2(n)と行っ
た具合に分割して、ｄｑ軸電流制御手段の処理周期より
長い周期で実行する。
【００３８】このように、トルク指令発生手段や電流指
令発生手段２２０は、シフト信号等の車両信号から車両
の運転性、すなわち運転者の動特性に依存した周期、例
えば、数10ms周期でトルク指令値や電流指令の算出を実
行する。これに対して、目標トルク応答を達成するため
の、位相演算手段２０１における絶対電気角位相θ0の
読み込み等を実行するｄｑ軸電流制御手段２００の処理
は、インバータ１０のパワー素子のスイッチングタイミ
ングに同期させて、数１００μs周期で動作させる。
令発生手段２２０は、シフト信号等の車両信号から車両
の運転性、すなわち運転者の動特性に依存した周期、例
えば、数10ms周期でトルク指令値や電流指令の算出を実
行する。これに対して、目標トルク応答を達成するため
の、位相演算手段２０１における絶対電気角位相θ0の
読み込み等を実行するｄｑ軸電流制御手段２００の処理
は、インバータ１０のパワー素子のスイッチングタイミ
ングに同期させて、数１００μs周期で動作させる。
【００３９】また、電動機側から見れば回転数(N)＝120
×f/P(極数)であるので、同期機の場合Ｐ＝8極で、要求
最高回転数を15760/minとすると、周波数＝15760×8/12
0=1050(Hz)となるので、一般の商用周波数領域(50Hz)を
超えた１KHz以上の高周波制御となり、高周波インバー
タが用いられる。
×f/P(極数)であるので、同期機の場合Ｐ＝8極で、要求
最高回転数を15760/minとすると、周波数＝15760×8/12
0=1050(Hz)となるので、一般の商用周波数領域(50Hz)を
超えた１KHz以上の高周波制御となり、高周波インバー
タが用いられる。
【００４０】次に、図７ないし図９で本発明の他の実施
例を説明する。この実施例の制御装置１１は、磁極位置
信号Ｕ、Ｖ、Ｗ及び角度信号Ａ、Ｂを出力する光センサ
入力を持つ場合を示す。図７は、永久磁石型同期機３の
制御を行う制御装置１１の詳細機能ブロック図であり、
図８は、Ｒ／Ｄ変換回路１５のブロック図である。この
実施例は、先の実施例に対して、レゾルバの出力を変換
処理するＲ／Ｄ変換回路１５が、波形整形回路１６０を
備えている点で異なる。この実施例では、φカウンタ１
５９の出力から波形整形回路１６０で波形整形された磁
極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗ及び角度信号Ａ、Ｂを得る。位相
演算手段２０１は、Ｒ／Ｄ変換回路１５の出力である磁
極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗ及び角度信号Ａ、Ｂから、位相演
算により位相角θ1を出力する。
例を説明する。この実施例の制御装置１１は、磁極位置
信号Ｕ、Ｖ、Ｗ及び角度信号Ａ、Ｂを出力する光センサ
入力を持つ場合を示す。図７は、永久磁石型同期機３の
制御を行う制御装置１１の詳細機能ブロック図であり、
図８は、Ｒ／Ｄ変換回路１５のブロック図である。この
実施例は、先の実施例に対して、レゾルバの出力を変換
処理するＲ／Ｄ変換回路１５が、波形整形回路１６０を
備えている点で異なる。この実施例では、φカウンタ１
５９の出力から波形整形回路１６０で波形整形された磁
極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗ及び角度信号Ａ、Ｂを得る。位相
演算手段２０１は、Ｒ／Ｄ変換回路１５の出力である磁
極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗ及び角度信号Ａ、Ｂから、位相演
算により位相角θ1を出力する。
【００４１】図９に、軸倍角Ｘ＝２ｏｒ４の場合の機械
的回転角度θと電気角θ0、磁極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、
角度信号Ａ、Ｂの角信号の説明図を示す。（ａ）は電動
機の誘起電圧（Ｕ相相電圧）、（ｂ）はレゾルバ８の回
転角度θに対する電気角位相θ0、(c)は４極磁同期機を
想定し、軸倍角Ｘ２の場合の磁極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗを
示す。（ｄ）は、８極磁同期機を想定し、軸倍角Ｘ４の
場合の磁極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗを示す。（ｅ）は、角度
信号Ａ、Ｂを示している。磁極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、
図示のように、同期機の誘起電圧位相に同期している。
的回転角度θと電気角θ0、磁極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、
角度信号Ａ、Ｂの角信号の説明図を示す。（ａ）は電動
機の誘起電圧（Ｕ相相電圧）、（ｂ）はレゾルバ８の回
転角度θに対する電気角位相θ0、(c)は４極磁同期機を
想定し、軸倍角Ｘ２の場合の磁極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗを
示す。（ｄ）は、８極磁同期機を想定し、軸倍角Ｘ４の
場合の磁極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗを示す。（ｅ）は、角度
信号Ａ、Ｂを示している。磁極位置信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、
図示のように、同期機の誘起電圧位相に同期している。
【００４２】この実施例の制御装置も、図６に示したよ
うなタイミングで各処理を実行する。すなわち、ｄｑ軸
電流制御手段２００の位相演算手段２０１は、図６の
（ｂ）に示すように、ＴPWM周期タイミングにＲ／Ｄ変
換回路１５の出力を読み込み、電気角位相θ1への変換
処理を実行する。さらに、３／２相座標変換手段２０
３、ＩｄＩｑ電流制御手段２０４、２／３相変換手段２
０６において、各処理を実行し、図６の（ｃ）に示すタ
イミングで、ＰＷＭ信号発生手段２１０に設定する交流
電圧指令値Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖwl*のデータを更新する。
一方、電流指令値Ｉd*、Ｉq*等を算出する電流指令発生
手段２２０の処理I REF(n)は、図６の（ｄ）に示すよう
に、ｄｑ軸電流制御手段２００の処理後、一回の処理を
IREF1(n)、IREF2(n)と行った具合に分割して、電流制御
手段の処理周期より長い周期で実行する。
うなタイミングで各処理を実行する。すなわち、ｄｑ軸
電流制御手段２００の位相演算手段２０１は、図６の
（ｂ）に示すように、ＴPWM周期タイミングにＲ／Ｄ変
換回路１５の出力を読み込み、電気角位相θ1への変換
処理を実行する。さらに、３／２相座標変換手段２０
３、ＩｄＩｑ電流制御手段２０４、２／３相変換手段２
０６において、各処理を実行し、図６の（ｃ）に示すタ
イミングで、ＰＷＭ信号発生手段２１０に設定する交流
電圧指令値Ｖu1*、Ｖv1*、Ｖwl*のデータを更新する。
一方、電流指令値Ｉd*、Ｉq*等を算出する電流指令発生
手段２２０の処理I REF(n)は、図６の（ｄ）に示すよう
に、ｄｑ軸電流制御手段２００の処理後、一回の処理を
IREF1(n)、IREF2(n)と行った具合に分割して、電流制御
手段の処理周期より長い周期で実行する。
【００４３】以上述べたように、本発明によれば、オイ
ルミストの発生する環境にも適応しうるレゾルバを回転
センサとする同期機を用いた制御装置を提供することが
できる。
ルミストの発生する環境にも適応しうるレゾルバを回転
センサとする同期機を用いた制御装置を提供することが
できる。
【００４４】また、本発明の制御装置の各手段の処理タ
イミングを、電力変換装置のスイッチング周期と運転者
の動特性に依存する周期に分割することにより、各手段
の処理を一つの演算装置で処理することが可能となり、
電力変換装置の駆動信号を発生する制御装置を小型、軽
量化できる。
イミングを、電力変換装置のスイッチング周期と運転者
の動特性に依存する周期に分割することにより、各手段
の処理を一つの演算装置で処理することが可能となり、
電力変換装置の駆動信号を発生する制御装置を小型、軽
量化できる。
【００４５】また電気車からみれば、車両を走行駆動す
るための電動機及び電力変換器を含む駆動装置は小型、
軽量になるため、バッテリーの一充電当たりの航続距離
の向上につながる。
るための電動機及び電力変換器を含む駆動装置は小型、
軽量になるため、バッテリーの一充電当たりの航続距離
の向上につながる。
【００４６】
【発明の効果】本発明によれば、制御装置の各手段の処
理タイミングを電力変換装置のスイッチング周期と運転
者の動特性に依存する周期とに分割することにより、オ
イルミストの発生する環境にも適応しうるレゾルバを回
転センサとする同期機の制御装置を一つの演算装置で処
理可能とし、制御装置を小型、軽量化できる。
理タイミングを電力変換装置のスイッチング周期と運転
者の動特性に依存する周期とに分割することにより、オ
イルミストの発生する環境にも適応しうるレゾルバを回
転センサとする同期機の制御装置を一つの演算装置で処
理可能とし、制御装置を小型、軽量化できる。
【図１】レゾルバを用いた本発明の一実施例になる永久
磁石形同期機の電気車駆動システムの構成図。
磁石形同期機の電気車駆動システムの構成図。
【図２】図１の同期機の制御装置の詳細機能ブロック
図。
図。
【図３】図１のレゾルバ本体の説明図。
【図４】図１のＲ／Ｄ変換回路のブロック図。
【図５】図４のＲ／Ｄ変換回路の信号の説明図。
【図６】図１の実施例における電流指令値発生手段、ｄ
ｑ軸電流制御手段の実行タイミングの説明図。
ｑ軸電流制御手段の実行タイミングの説明図。
【図７】本発明の他の実施例になる同期機の制御装置の
詳細機能ブロック図。
詳細機能ブロック図。
【図８】図７のＲ／Ｄ変換回路のブロック図。
【図９】図７のＲ／Ｄ変換回路の信号の説明図。
１…電気車、２…エンジン、３…同期機、４…エンジン
ルーム、８…レゾルバ、９…バッテリー、１０…インバ
ータ、１１…制御装置、１２…電流センサ、１５…Ｒ／
Ｄ変換回路、１６…ステータ、１７…ロータ、２００…
ｄｑ軸電流制御手段、２０１…位相演算手段、２０２…
速度演算手段、２０３…３／２相変換手段、２０４…Ｉ
ｄＩｑ電流制御手段、２０６…２／３相変換手段、２１
０…ＰＷＭ制御手段、２２０…電流指令発生手段、１５
０…励磁回路、１５２…励磁巻線、１５３…乗算器、１
５４…Ｓｉｎ巻線、１５６…Ｃｏｓ巻線１５６、１５８
…増幅器、電圧可変発振器（ＶＣＯ）、１５９…φカウ
ンタ
ルーム、８…レゾルバ、９…バッテリー、１０…インバ
ータ、１１…制御装置、１２…電流センサ、１５…Ｒ／
Ｄ変換回路、１６…ステータ、１７…ロータ、２００…
ｄｑ軸電流制御手段、２０１…位相演算手段、２０２…
速度演算手段、２０３…３／２相変換手段、２０４…Ｉ
ｄＩｑ電流制御手段、２０６…２／３相変換手段、２１
０…ＰＷＭ制御手段、２２０…電流指令発生手段、１５
０…励磁回路、１５２…励磁巻線、１５３…乗算器、１
５４…Ｓｉｎ巻線、１５６…Ｃｏｓ巻線１５６、１５８
…増幅器、電圧可変発振器（ＶＣＯ）、１５９…φカウ
ンタ
Claims (6)
- 【請求項１】回転センサを用いた永久磁石型同期機と、
該同期機を駆動する電力変換器と、前記同期機のｄ軸電
流指令とｑ軸電流指令を発生する電流指令発生手段と、
位相演算処理や速度演算を行うと共に前記ｄ、ｑ軸電流
指令と前記同期機の電流を３／２相変換処理して得た
ｄ、ｑ軸電流をもとにｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ
＊を生成し、該電圧指令値を２／３相変換処理し交流電
圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成するｄｑ軸電流
制御手段と、前記交流電圧指令値から前記電力変換器の
パワー素子を駆動するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御
手段とを備えた同期機の制御装置において、 前記回転センサとしてレゾルバを用い、該レゾルバから
得た絶対電気角度θ0を前記位相演算処理で電気角位相
信号θ1に変換した位相信号をもとに、前記３／２相変
換処理や２／３相変換処理における座標変換の処理を行
って前記同期機を制御することを特徴とする同期機の制
御装置。 - 【請求項２】請求項１記載の同期機の制御装置におい
て、前記ｄｑ軸電流制御手段と前記ＰＷＭ制御手段の処
理を前記電力変換器のＰＷＭ制御周期に同期させ、前記
電流指令発生手段の処理を前記ＰＷＭ制御周期より長い
制御装置操作者の動特性に依存する周期として処理する
ことを特徴とする同期機の制御装置。 - 【請求項３】請求項１記載の同期機の制御装置におい
て、前記レゾルバの出力信号をレゾルバ／ディジタル変
換回路（以下Ｒ／Ｄ変換回路）で変換処理し、前記絶対
電気角度θ0を出力することを特徴とする同期機の制御
装置。 - 【請求項４】請求項３記載の同期機の制御装置におい
て、前記Ｒ／Ｄ変換回路は前記絶対電気角度θ0のほか
に角度信号及び磁極位置信号を出力することを特徴とす
る同期機の制御装置。 - 【請求項５】回転センサを用いた永久磁石型同期機と、
該同期機を駆動する電力変換器と、前記同期機のｄ軸電
流指令とｑ軸電流指令を発生する電流指令発生手段と、
位相演算処理や速度演算を行うと共に前記ｄ、ｑ軸電流
指令と前記同期機の電流を３／２相変換処理して得た
ｄ、ｑ軸電流をもとにｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ
＊を生成し、該電圧指令値を２／３相変換処理し交流電
圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成するｄｑ軸電流
制御手段と、前記交流電圧指令値から前記電力変換器の
パワー素子を駆動するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御
手段とを備えた同期機の制御装置による同期機の制御方
法において、 前記回転センサとしてレゾルバを用い、該回転センサか
ら得た絶対電気角度θ0を前記位相演算処理で電気角位
相信号θ1に変換した位相信号をもとに、前記３／２相
変換処理や２／３相変換処理における座標変換を行って
前記同期機を制御することを特徴とする同期機の制御方
法。 - 【請求項６】回転センサを用いた永久磁石型同期機と、
該同期機を駆動する電力変換器と、前記永久磁石型同期
機の制御装置とを備えた電気車の制御装置において、前
記制御装置として、請求項１ないし３のいずれかに記載
の制御装置を用いたことを特徴とする電気車の制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9326312A JPH11164599A (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | 同期機の制御装置と制御方法及びそれを用いた電気車の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9326312A JPH11164599A (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | 同期機の制御装置と制御方法及びそれを用いた電気車の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11164599A true JPH11164599A (ja) | 1999-06-18 |
Family
ID=18186365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9326312A Pending JPH11164599A (ja) | 1997-11-27 | 1997-11-27 | 同期機の制御装置と制御方法及びそれを用いた電気車の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11164599A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100383481B1 (ko) * | 2001-01-17 | 2003-05-12 | 현대중공업 주식회사 | 전기 자동차의 전해 콘덴서 방전방법 |
| JP2009216718A (ja) * | 1999-03-15 | 2009-09-24 | Amitec:Kk | 回転型位置検出装置 |
| JP2018057084A (ja) * | 2016-09-26 | 2018-04-05 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
-
1997
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