JPH1051777A - 直交変換符号化方式 - Google Patents
直交変換符号化方式Info
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- JPH1051777A JPH1051777A JP20390996A JP20390996A JPH1051777A JP H1051777 A JPH1051777 A JP H1051777A JP 20390996 A JP20390996 A JP 20390996A JP 20390996 A JP20390996 A JP 20390996A JP H1051777 A JPH1051777 A JP H1051777A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 少ないビット数で量子化特性のダイナミック
レンジを改善できる直交変換符号化方式を提供するこ
と。 【解決手段】 リミッタ２は、直交変換器１からの変換
係数を対応する量子化特性の最大雑音の大きさだけ、そ
れぞれの変換係数の振幅の上下を制限して出力する。減
算器３は、ブロック毎に前記リミッタからの入力信号変
換係数と予測信号変換係数の差分をモジュロ演算で計算
して差分変換係数を得る。量子化器４はブロック毎に前
記差分変換係数を量子化し、加算器６は前記量子化出力
と予測信号変換係数とをモジュロ演算で加算して、変換
係数の局部復号信号を求める。逆直交変換器７は、前記
変換係数の局部復号信号を逆直交変換して局部復号信号
を求め、直交変換器９は、予測器８からの予測信号をブ
ロック毎に直交変換して次のブロックの前記予測信号変
換係数を得て前記減算器と前記加算器ヘ供給する。
レンジを改善できる直交変換符号化方式を提供するこ
と。 【解決手段】 リミッタ２は、直交変換器１からの変換
係数を対応する量子化特性の最大雑音の大きさだけ、そ
れぞれの変換係数の振幅の上下を制限して出力する。減
算器３は、ブロック毎に前記リミッタからの入力信号変
換係数と予測信号変換係数の差分をモジュロ演算で計算
して差分変換係数を得る。量子化器４はブロック毎に前
記差分変換係数を量子化し、加算器６は前記量子化出力
と予測信号変換係数とをモジュロ演算で加算して、変換
係数の局部復号信号を求める。逆直交変換器７は、前記
変換係数の局部復号信号を逆直交変換して局部復号信号
を求め、直交変換器９は、予測器８からの予測信号をブ
ロック毎に直交変換して次のブロックの前記予測信号変
換係数を得て前記減算器と前記加算器ヘ供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はテレビ信号をディジ
タル化し、データ圧縮符号化して伝送する装置に適した
直交変換符号化方式に関し、特に画像符号化装置、テレ
ビ会議装置等の分野における画像伝送装置に適した直交
変換符号化方式に関する。
タル化し、データ圧縮符号化して伝送する装置に適した
直交変換符号化方式に関し、特に画像符号化装置、テレ
ビ会議装置等の分野における画像伝送装置に適した直交
変換符号化方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、フレーム間予測直交変換符号化
方式では、入力信号から予測信号を減算した予測差分信
号は、信号のダイナミックレンジが入力信号のダイナミ
ックレンジの２倍になる。このため、量子化を行う時、
量子化特性のダイナミックレンジは２倍の広さが必要で
ある。
方式では、入力信号から予測信号を減算した予測差分信
号は、信号のダイナミックレンジが入力信号のダイナミ
ックレンジの２倍になる。このため、量子化を行う時、
量子化特性のダイナミックレンジは２倍の広さが必要で
ある。
【０００３】図３に従来のフレーム間予測直交変換符号
化構成を示す。８ビットの入力信号から予測信号を減算
器３１で減算して求めた９ビットの予測差分信号をブロ
ック毎に直交変換器３２で直交変換し、ブロック毎に変
換係数を各変換係数に応じて量子化器３３で量子化す
る。量子化出力は符号変換器３４と逆直交変換器３５に
供給される。符号変換器３４では符号変換して伝送路に
送り出す。逆直交変換器３５は直交変換の逆変換特性を
有し、量子化された変換係数がブロック毎に逆変換され
て、量子化された予測差分信号が得られ、加算器３６に
供給される。加算器３６では予測信号と加算されて局部
復号信号が得られ、予測器３７に供給される。予測器３
７では次の予測信号が得られる。
化構成を示す。８ビットの入力信号から予測信号を減算
器３１で減算して求めた９ビットの予測差分信号をブロ
ック毎に直交変換器３２で直交変換し、ブロック毎に変
換係数を各変換係数に応じて量子化器３３で量子化す
る。量子化出力は符号変換器３４と逆直交変換器３５に
供給される。符号変換器３４では符号変換して伝送路に
送り出す。逆直交変換器３５は直交変換の逆変換特性を
有し、量子化された変換係数がブロック毎に逆変換され
て、量子化された予測差分信号が得られ、加算器３６に
供給される。加算器３６では予測信号と加算されて局部
復号信号が得られ、予測器３７に供給される。予測器３
７では次の予測信号が得られる。
【０００４】直交変換器３２では９ビットダイナミック
レンジの予測誤差信号を１ブロックが８×８の２次元離
散コサイン変換で変換して変換係数の信号を出力する。
しかし、変換した出力の変換係数信号は１２ビットのダ
イナミックレンジに広がるため、量子化器３３は変換係
数に応じた量子化特性で適応的に量子化するが、量子化
特性のダイナミックレンジは１２ビットが必要であっ
た。このため、量子化レベル数が多くなり、符号変換器
３４で符号変換するのに多くのビット数が必要となっ
た。
レンジの予測誤差信号を１ブロックが８×８の２次元離
散コサイン変換で変換して変換係数の信号を出力する。
しかし、変換した出力の変換係数信号は１２ビットのダ
イナミックレンジに広がるため、量子化器３３は変換係
数に応じた量子化特性で適応的に量子化するが、量子化
特性のダイナミックレンジは１２ビットが必要であっ
た。このため、量子化レベル数が多くなり、符号変換器
３４で符号変換するのに多くのビット数が必要となっ
た。
【０００５】一方、量子化のビット数を少なくできる方
法として、図４に示す改良折り返し量子化を用いたＤΡ
ＣＭ（予測符号化）がある。入力信号はリミッタ４１で
量子化器４３の最大量子化雑音の大きさだけ振幅の上下
を制限され、モジュロ演算の減算器４２へ供給される。
減算器４２の出力には８ビットの予測誤差信号が得ら
れ、量子化器４３に供給される。量子化器４３は８ビッ
トのダイナミックレンジの量子化特性（折り返し量子
化）を有し、予測誤差信号を量子化して量子化出力を符
号変換器４４とモジュロ演算の加算器４５へ供給する。
加算器４５は量子化出力と予測信号とをモジュロ加算し
て８ビットの局部復号信号を得る。この方法によれば、
量子化器４３は入力信号と同じダイナミックレンジで済
むことになり、量子化出力を符号変換するビット数を少
なくできる。
法として、図４に示す改良折り返し量子化を用いたＤΡ
ＣＭ（予測符号化）がある。入力信号はリミッタ４１で
量子化器４３の最大量子化雑音の大きさだけ振幅の上下
を制限され、モジュロ演算の減算器４２へ供給される。
減算器４２の出力には８ビットの予測誤差信号が得ら
れ、量子化器４３に供給される。量子化器４３は８ビッ
トのダイナミックレンジの量子化特性（折り返し量子
化）を有し、予測誤差信号を量子化して量子化出力を符
号変換器４４とモジュロ演算の加算器４５へ供給する。
加算器４５は量子化出力と予測信号とをモジュロ加算し
て８ビットの局部復号信号を得る。この方法によれば、
量子化器４３は入力信号と同じダイナミックレンジで済
むことになり、量子化出力を符号変換するビット数を少
なくできる。
【０００６】ＤＰＣＭにおいて、入力信号Ｘ（８ビッ
ト、−１２８〜１２７）、予測信号Ρ（８ビット）、差
分信号Ｅ（＝Ｘ−Ρ）、量子化信号Ｑ、とすると、量子
化雑音ＮはＮ＝Ｑ−Ｅ、局部復号信号ＹはＹ＝Ｐ＋Ｑで
示される。
ト、−１２８〜１２７）、予測信号Ρ（８ビット）、差
分信号Ｅ（＝Ｘ−Ρ）、量子化信号Ｑ、とすると、量子
化雑音ＮはＮ＝Ｑ−Ｅ、局部復号信号ＹはＹ＝Ｐ＋Ｑで
示される。
【０００７】ＤＰＣＭの符号化処理で、装置を簡単化す
るため、８ビットのダイナミックレンジで演算を行うこ
ととして、差分信号を求める減算、量子化器、局部復号
信号を求める加算の処理を入力信号と同じ８ビットのモ
ジュロ演算で行う。
るため、８ビットのダイナミックレンジで演算を行うこ
ととして、差分信号を求める減算、量子化器、局部復号
信号を求める加算の処理を入力信号と同じ８ビットのモ
ジュロ演算で行う。
【０００８】Ｅ＝Ｘ−Ρ、Ｎ＝Ｑ−Ｅの関係を用いる
と、局部復号信号はＹ＝Ｐ＋Ｑ＝（Ｘ−Ｅ）＋（Ｅ＋
Ｎ）＝Ｘ＋Ｎとなる。
と、局部復号信号はＹ＝Ｐ＋Ｑ＝（Ｘ−Ｅ）＋（Ｅ＋
Ｎ）＝Ｘ＋Ｎとなる。
【０００９】局部復号信号Ｙが８ビットのダイナミック
レンジを越えないためには、入力信号Ｘに量子化雑音Ｎ
が加算された値が、ダイナミックレンジを越えなければ
よい。最大の量子化雑音Ｎの大きさは量子化特性により
定められるので、量子化雑音が加わっても、ダイナミッ
クレンジを越えないように入力信号Ｘが制限されていれ
ば良いことになる。
レンジを越えないためには、入力信号Ｘに量子化雑音Ｎ
が加算された値が、ダイナミックレンジを越えなければ
よい。最大の量子化雑音Ｎの大きさは量子化特性により
定められるので、量子化雑音が加わっても、ダイナミッ
クレンジを越えないように入力信号Ｘが制限されていれ
ば良いことになる。
【００１０】すなわち、Χは、−１２８＋｜Ｎ｜≦Ｘ≦
１２７−｜Ｎ｜の範囲にあればよい。このため、入力信
号Ｘをリミッタ４１で振幅制限しておく。すなわち、量
子化特性の最大量子化雑音の大きさだけ、リミッタ４１
で入力信号の振幅の上下を制限する。これによって、リ
ミッタ４１で制限された入力信号は、８ビットのモジュ
ロ演算でＤＰＣΜ符号化が行え、量子化器４３の入力及
び出力のダイナミックレンジも８ビットあればよく、従
来のように９ビットのダイナミックレンジは不要とな
る。
１２７−｜Ｎ｜の範囲にあればよい。このため、入力信
号Ｘをリミッタ４１で振幅制限しておく。すなわち、量
子化特性の最大量子化雑音の大きさだけ、リミッタ４１
で入力信号の振幅の上下を制限する。これによって、リ
ミッタ４１で制限された入力信号は、８ビットのモジュ
ロ演算でＤＰＣΜ符号化が行え、量子化器４３の入力及
び出力のダイナミックレンジも８ビットあればよく、従
来のように９ビットのダイナミックレンジは不要とな
る。
【００１１】一般に言われる折り返し量子化は、ボステ
ルマンのＤＰＣＭに示される。この方法は、リミッタ４
１で振幅制限を行った後に８ビットのモジュロ演算でな
く、通常の９ビットの予測信号を出力し、９ビットの量
子化特性は上位１ビットを省いた８ビットの量子化特性
を、上半分と下半分を折り返して９ビットの量子化特性
とし、割当符号は８ビットの量子化特性で割り当てられ
たレベルに対応するものを用いて量子化を行なう。
ルマンのＤＰＣＭに示される。この方法は、リミッタ４
１で振幅制限を行った後に８ビットのモジュロ演算でな
く、通常の９ビットの予測信号を出力し、９ビットの量
子化特性は上位１ビットを省いた８ビットの量子化特性
を、上半分と下半分を折り返して９ビットの量子化特性
とし、割当符号は８ビットの量子化特性で割り当てられ
たレベルに対応するものを用いて量子化を行なう。
【００１２】受信側では、量子化出力として２つの量子
化レベルのどちらか不明であるが、各々９ビットで加算
して局部復号信号を求めたとき、入力側で加えたリミッ
タ４１の制限により、局部復号信号は、８ビットのダイ
ナミックレンジにあるものが真の局部復号信号として選
択する事で局部復号信号を得る。すなわち、量子化器
は、その特性は８ビットの量子化特性を、８ビットの上
および下の境界で折り返した量子化特性に一致している
ことから、折り返し量子化と呼ぶ。
化レベルのどちらか不明であるが、各々９ビットで加算
して局部復号信号を求めたとき、入力側で加えたリミッ
タ４１の制限により、局部復号信号は、８ビットのダイ
ナミックレンジにあるものが真の局部復号信号として選
択する事で局部復号信号を得る。すなわち、量子化器
は、その特性は８ビットの量子化特性を、８ビットの上
および下の境界で折り返した量子化特性に一致している
ことから、折り返し量子化と呼ぶ。
【００１３】改良折り返し量子化は、この考えを発展さ
せ、モジュロ演算でＤＰＣＭ符号化を行う事で論理的に
すっきりさせたものである。
せ、モジュロ演算でＤＰＣＭ符号化を行う事で論理的に
すっきりさせたものである。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上述の技術を組み合わ
せて、図３のフレーム間予測直交変換に図４の改良折り
返し量子化を適用しようとした場合、量子化器の前後で
直交変換が行われるため、量子化器は変換信号に対する
量子化となるので、局部復号信号に対して量子化により
加えられる最大量子化雑音の大きさは、簡単に求めるこ
とができないため、そのまま適用することはできなかっ
た。
せて、図３のフレーム間予測直交変換に図４の改良折り
返し量子化を適用しようとした場合、量子化器の前後で
直交変換が行われるため、量子化器は変換信号に対する
量子化となるので、局部復号信号に対して量子化により
加えられる最大量子化雑音の大きさは、簡単に求めるこ
とができないため、そのまま適用することはできなかっ
た。
【００１５】本発明の課題は、予測符号化の予測差分信
号を直交変換し、変換係数を量子化して符号化伝送する
直交変換符号化において、少ないビット数で量子化特性
のダイナミックレンジを改善できる直交変換符号化方式
を提供することにある。
号を直交変換し、変換係数を量子化して符号化伝送する
直交変換符号化において、少ないビット数で量子化特性
のダイナミックレンジを改善できる直交変換符号化方式
を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の直交変換符号化
方式は、入力信号をブロック毎に直交変換して変換係数
を出力する直交変換器と、前記各変換係数を対応する量
子化特性の最大雑音の大きさだけ、それぞれの変換係数
の振幅の上下を制限して出力するリミッタと、ブロック
毎に前記リミッタからの入力信号変換係数と予測信号変
換係数の差分をモジュロ演算で計算して差分変換係数を
得る減算器と、ブロック毎に前記差分変換係数を量子化
する量子化器と、該量子化器の量子化出力を符号化して
受信側に送る符号変換器と、前記量子化出力と予測信号
変換係数とをモジュロ演算で加算して、変換係数の局部
復号信号を求める加算器と、前記変換係数の局部復号信
号を逆直交変換して局部復号信号を求める逆直交変換器
と、前記逆直交変換器からの局部復号信号から次の予測
信号を得る予測器と、前記予測信号をブロック毎に直交
変換して次のブロックの前記予測信号変換係数を得て前
記減算器と前記加算器ヘ供給する直交変換器とから構成
されることを特徴とする。
方式は、入力信号をブロック毎に直交変換して変換係数
を出力する直交変換器と、前記各変換係数を対応する量
子化特性の最大雑音の大きさだけ、それぞれの変換係数
の振幅の上下を制限して出力するリミッタと、ブロック
毎に前記リミッタからの入力信号変換係数と予測信号変
換係数の差分をモジュロ演算で計算して差分変換係数を
得る減算器と、ブロック毎に前記差分変換係数を量子化
する量子化器と、該量子化器の量子化出力を符号化して
受信側に送る符号変換器と、前記量子化出力と予測信号
変換係数とをモジュロ演算で加算して、変換係数の局部
復号信号を求める加算器と、前記変換係数の局部復号信
号を逆直交変換して局部復号信号を求める逆直交変換器
と、前記逆直交変換器からの局部復号信号から次の予測
信号を得る予測器と、前記予測信号をブロック毎に直交
変換して次のブロックの前記予測信号変換係数を得て前
記減算器と前記加算器ヘ供給する直交変換器とから構成
されることを特徴とする。
【００１７】本発明によればまた、入力信号をブロック
毎に直交変換して低域成分の変換係数と高域成分の変換
係数とを出力する直交変換器と、前記低域成分の各変換
係数を対応する量子化特性の最大雑音の大きさだけ、そ
れぞれの変換係数の振幅の上下を制限して出力するリミ
ッタと、ブロック毎に前記リミッタからの入力信号変換
係数と予測信号変換係数の差分をモジュロ演算で計算し
て差分変換係数を得る第１の減算器と、ブロック毎に前
記高域成分の入力信号変換係数と予測信号変換係数の差
分を計算して差分変換係数を得る第２の減算器と、ブロ
ック毎に前記第１の減算器からの差分変換係数を量子化
する第１の量子化器と、ブロック毎に前記第２の減算器
からの差分変換係数を量子化する第２の量子化器と、前
記第１、第２の量子化器の量子化出力を符号化して受信
側に送る符号変換器と、前記第１の量子化器の量子化出
力と低域成分の予測信号変換係数とをモジュロ演算で加
算して、変換係数の局部復号信号を求める第１の加算器
と、前記第２の量子化器の量子化出力と高域成分の予測
信号変換係数とを加算して、変換係数の局部復号信号を
求める第２の加算器と、前記第１、第２の加算器からの
変換係数の局部復号信号を合わせてブロック毎に逆直交
変換して局部復号信号を求める逆直交変換器と、前記逆
直交変換器からの局部復号信号から次の予測信号を得る
予測器と、前記予測信号をブロック毎に直交変換して次
のブロックの前記低域成分及び前記高域成分の予測信号
変換係数を得て、前記低域成分の予測信号変換係数は前
記第１の減算器と前記第１の加算器ヘ供給し、前記高域
成分の予測信号変換係数は前記第２の減算器と前記第２
の加算器ヘ供給する直交変換器とから構成されることを
特徴とする直交変換符号化方式が得られる。
毎に直交変換して低域成分の変換係数と高域成分の変換
係数とを出力する直交変換器と、前記低域成分の各変換
係数を対応する量子化特性の最大雑音の大きさだけ、そ
れぞれの変換係数の振幅の上下を制限して出力するリミ
ッタと、ブロック毎に前記リミッタからの入力信号変換
係数と予測信号変換係数の差分をモジュロ演算で計算し
て差分変換係数を得る第１の減算器と、ブロック毎に前
記高域成分の入力信号変換係数と予測信号変換係数の差
分を計算して差分変換係数を得る第２の減算器と、ブロ
ック毎に前記第１の減算器からの差分変換係数を量子化
する第１の量子化器と、ブロック毎に前記第２の減算器
からの差分変換係数を量子化する第２の量子化器と、前
記第１、第２の量子化器の量子化出力を符号化して受信
側に送る符号変換器と、前記第１の量子化器の量子化出
力と低域成分の予測信号変換係数とをモジュロ演算で加
算して、変換係数の局部復号信号を求める第１の加算器
と、前記第２の量子化器の量子化出力と高域成分の予測
信号変換係数とを加算して、変換係数の局部復号信号を
求める第２の加算器と、前記第１、第２の加算器からの
変換係数の局部復号信号を合わせてブロック毎に逆直交
変換して局部復号信号を求める逆直交変換器と、前記逆
直交変換器からの局部復号信号から次の予測信号を得る
予測器と、前記予測信号をブロック毎に直交変換して次
のブロックの前記低域成分及び前記高域成分の予測信号
変換係数を得て、前記低域成分の予測信号変換係数は前
記第１の減算器と前記第１の加算器ヘ供給し、前記高域
成分の予測信号変換係数は前記第２の減算器と前記第２
の加算器ヘ供給する直交変換器とから構成されることを
特徴とする直交変換符号化方式が得られる。
【００１８】
【作用】本発明では、直交変換した変換係数を予測差分
符号化して、変換係数の差分信号を改良折り返し量子化
する方法により、量子化特性のダイナミックレンジを従
来の半分の量子化特性にする事ができ、量子化出力を符
号化するビット数が少なくなり、効率よく符号化伝送で
きる動き適応フレーム間予測＋直交変換符号化の方式を
提供できる。
符号化して、変換係数の差分信号を改良折り返し量子化
する方法により、量子化特性のダイナミックレンジを従
来の半分の量子化特性にする事ができ、量子化出力を符
号化するビット数が少なくなり、効率よく符号化伝送で
きる動き適応フレーム間予測＋直交変換符号化の方式を
提供できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明の実施例について図面を用
いて説明する。図１は本発明の第１の実施の形態を示す
ブロック図である。８ビットのディジタル入力信号Ｘ
（−１２８〜１２７）は、直交変換器１に供給され、８
サンプル×８ラインの６４画素（Ｘ１１〜Ｘ８８）を１
ブロックとしてブロック毎に直交変換して、６４の変換
係数（Α１１〜Α８８）を出力する。変換係数は１１ビ
ットのダイナミックレンジを有し、リミッタ２に供給さ
れ、各変換係数に対応する量子化特性の最大量子化雑音
（Ｎ１１〜Ｎ８８）の大きさだけ、それぞれ変換係数の
振幅の上下をリミットして出力される。リミッタ２は振
幅制限された変換係数を１１ビットのモジュロ演算の減
算器３へ供給する。直交変換器９は直交変換器１と同じ
機能を有し、予測器８から出力される予測信号Ｐを６４
画素のブロック毎に直交変換して１１ビットのダイナミ
ックレンジを有する６４種類の変換係数を出力し、減算
器３と加算器６へ供給する。減算器３はブロック毎に入
力変換係数信号から予測変換係数信号を１１ビットのモ
ジュロ演算で減算して１１ビットのブロック毎の差分変
換係数信号を出力する。
いて説明する。図１は本発明の第１の実施の形態を示す
ブロック図である。８ビットのディジタル入力信号Ｘ
（−１２８〜１２７）は、直交変換器１に供給され、８
サンプル×８ラインの６４画素（Ｘ１１〜Ｘ８８）を１
ブロックとしてブロック毎に直交変換して、６４の変換
係数（Α１１〜Α８８）を出力する。変換係数は１１ビ
ットのダイナミックレンジを有し、リミッタ２に供給さ
れ、各変換係数に対応する量子化特性の最大量子化雑音
（Ｎ１１〜Ｎ８８）の大きさだけ、それぞれ変換係数の
振幅の上下をリミットして出力される。リミッタ２は振
幅制限された変換係数を１１ビットのモジュロ演算の減
算器３へ供給する。直交変換器９は直交変換器１と同じ
機能を有し、予測器８から出力される予測信号Ｐを６４
画素のブロック毎に直交変換して１１ビットのダイナミ
ックレンジを有する６４種類の変換係数を出力し、減算
器３と加算器６へ供給する。減算器３はブロック毎に入
力変換係数信号から予測変換係数信号を１１ビットのモ
ジュロ演算で減算して１１ビットのブロック毎の差分変
換係数信号を出力する。
【００２０】差分変換係数信号のダイナミックレンジは
入力変換係数信号と同じ１１ビットのダイナミックレン
ジを有し、差分変換係数信号を量子化する量子化器４の
ダイナミックレンジも同じになる。すなわち、８ビット
の差分信号（予測誤差信号）を直交変換した差分変換信
号を量子化器で量子化する事と等価になる。
入力変換係数信号と同じ１１ビットのダイナミックレン
ジを有し、差分変換係数信号を量子化する量子化器４の
ダイナミックレンジも同じになる。すなわち、８ビット
の差分信号（予測誤差信号）を直交変換した差分変換信
号を量子化器で量子化する事と等価になる。
【００２１】差分変換係数信号は量子化器４へ供給さ
れ、量子化器４は差分変換係数信号をブロック毎に各変
換係数に対応した量子化特性で量子化して出力し、符号
変換器５と加算器６へ供給する。
れ、量子化器４は差分変換係数信号をブロック毎に各変
換係数に対応した量子化特性で量子化して出力し、符号
変換器５と加算器６へ供給する。
【００２２】符号変換器５は量子化出力の各レベルをブ
ロック毎に符号化して伝送路に送り出す。加算器６は量
子化出力と予測変換係数信号とをモジュロ加算して局部
復号変換係数信号を得る。局部復号変換係数信号のダイ
ナミックレンジは入力変換係数信号のダイナミックレン
ジと同じである。
ロック毎に符号化して伝送路に送り出す。加算器６は量
子化出力と予測変換係数信号とをモジュロ加算して局部
復号変換係数信号を得る。局部復号変換係数信号のダイ
ナミックレンジは入力変換係数信号のダイナミックレン
ジと同じである。
【００２３】逆直交変換器７は直交変換器１の直交変換
特性の逆変換特性を有し、ブロック毎に局部復号変換係
数信号を逆変換して局部復号信号を出力する。局部復号
信号は直交変換の演算誤差でのオーバフローを抑えるた
めクリッピングを行い、入力信号と同じ８ビットのダイ
ナミックレンジに振幅制限され、予測器８へ供給され
る。
特性の逆変換特性を有し、ブロック毎に局部復号変換係
数信号を逆変換して局部復号信号を出力する。局部復号
信号は直交変換の演算誤差でのオーバフローを抑えるた
めクリッピングを行い、入力信号と同じ８ビットのダイ
ナミックレンジに振幅制限され、予測器８へ供給され
る。
【００２４】予測器８は予測特性に従って局部復号信号
から次の予測信号をブロック毎に求めて出力する。直交
変換器９は直交変換器１と同じ機能を有し、離散コサイ
ン変換ＤＣＴにより８サンプル×８ラインの画素を１ブ
ロックとしてコサイン変換を行ない、予測変換係数の信
号を出力し減算器３と加算器６へ供給する。
から次の予測信号をブロック毎に求めて出力する。直交
変換器９は直交変換器１と同じ機能を有し、離散コサイ
ン変換ＤＣＴにより８サンプル×８ラインの画素を１ブ
ロックとしてコサイン変換を行ない、予測変換係数の信
号を出力し減算器３と加算器６へ供給する。
【００２５】次に、直交変換器の特性について述べる。
８行８列のＤＣＴ変換は、８×８の１次元の変換に分離
可能な２次元離散コサイン変換を行う。８行８列の１ブ
ロックの信号をｆ（ｘ，ｙ）（Ｘ１１〜Ｘ８８に相
当）、８行８列の変換出力係数をＦ（ｕ，ｖ）（Ａ１１
〜Α８８に相当）とすると、変換出力Ｆ（ｕ，ｖ）はΤ
ＴＣ標準ＪΤ−Η２６１に示される次式で与えられる。
８行８列のＤＣＴ変換は、８×８の１次元の変換に分離
可能な２次元離散コサイン変換を行う。８行８列の１ブ
ロックの信号をｆ（ｘ，ｙ）（Ｘ１１〜Ｘ８８に相
当）、８行８列の変換出力係数をＦ（ｕ，ｖ）（Ａ１１
〜Α８８に相当）とすると、変換出力Ｆ（ｕ，ｖ）はΤ
ＴＣ標準ＪΤ−Η２６１に示される次式で与えられる。
【００２６】Ｆ（ｕ，ｖ）＝１／４Ｃ（ｕ）Ｃ（ｖ）Σ
ｘΣｙｆ（ｘ，ｙ）・ＣＯＳ（（π（２ｘ＋１）ｕ／１
６））ＣＯＳ（（π（２ｙ＋１）ｖ／１６）） 但し、ｘ，ｙ，ｕ，ｖ＝０、１、２、・・・７ ｘ，ｙ＝画素領域における空間座標 ｕ，ｖ＝変換領域における座標 Ｃ（ｕ）＝１／√２ ｕ＝０の場合、 Ｃ（ｖ）＝１／√２ ｖ＝０の場合、 Ｃ（ｕ）、Ｃ（ｖ）＝１ 上記以外 （注）変換されるブロックに対して、ｘ＝０はブロック
の左端、ｙ＝０はブロックの上端にそれぞれ対応する。
ｘΣｙｆ（ｘ，ｙ）・ＣＯＳ（（π（２ｘ＋１）ｕ／１
６））ＣＯＳ（（π（２ｙ＋１）ｖ／１６）） 但し、ｘ，ｙ，ｕ，ｖ＝０、１、２、・・・７ ｘ，ｙ＝画素領域における空間座標 ｕ，ｖ＝変換領域における座標 Ｃ（ｕ）＝１／√２ ｕ＝０の場合、 Ｃ（ｖ）＝１／√２ ｖ＝０の場合、 Ｃ（ｕ）、Ｃ（ｖ）＝１ 上記以外 （注）変換されるブロックに対して、ｘ＝０はブロック
の左端、ｙ＝０はブロックの上端にそれぞれ対応する。
【００２７】なお、逆変換特性は次の様になる。
【００２８】ｆ（ｘ，ｙ）＝１／４ΣｕΣｖＣ（ｕ）Ｃ
（ｖ）Ｆ（ｕ，ｖ）・ＣＯＳ（（π（２ｘ＋１）ｕ／１
６））Ｃ０Ｓ（（π（２ｙ＋１）ｖ／１６）） 但し、ｘ，ｙ，ｕ，ｖ＝０、１、２、・・・７ ｘ，ｙ＝画素領域における空間座標 ｕ，ｖ＝変換領域における座標 Ｃｕ＝１／√２ ｕ＝０の場合、 Ｃｖ＝１／√２ ｖ＝０の場合、 Ｃｕ，Ｃｖ＝１ 上記以外 この変換を行うと、変換係数Ｆは３ビットの大きさだけ
ダイナミックレンジが広がった信号となる。すなわち、
信号ｆが８ビットの場合、変換係数Ｆは１１ビットのダ
イナミックレンジとなる。一方、８ビットの入力信号Ｘ
から８ビットの予測信号Ρを減算して求めた差分信号Ｅ
は９ビットであるので、９ビットの差分信号を直交変換
した変換係数は１２ビットのダイナミックレンジとな
る。
（ｖ）Ｆ（ｕ，ｖ）・ＣＯＳ（（π（２ｘ＋１）ｕ／１
６））Ｃ０Ｓ（（π（２ｙ＋１）ｖ／１６）） 但し、ｘ，ｙ，ｕ，ｖ＝０、１、２、・・・７ ｘ，ｙ＝画素領域における空間座標 ｕ，ｖ＝変換領域における座標 Ｃｕ＝１／√２ ｕ＝０の場合、 Ｃｖ＝１／√２ ｖ＝０の場合、 Ｃｕ，Ｃｖ＝１ 上記以外 この変換を行うと、変換係数Ｆは３ビットの大きさだけ
ダイナミックレンジが広がった信号となる。すなわち、
信号ｆが８ビットの場合、変換係数Ｆは１１ビットのダ
イナミックレンジとなる。一方、８ビットの入力信号Ｘ
から８ビットの予測信号Ρを減算して求めた差分信号Ｅ
は９ビットであるので、９ビットの差分信号を直交変換
した変換係数は１２ビットのダイナミックレンジとな
る。
【００２９】言い替えると、従来例では、９ビットの差
分信号を直交変換した差分変換係数は１２ビットのダイ
ナミックレンジとなり、この変換係数を量子化するには
量子化特性は１２ビットのダイナミックレンジが必要と
なった。
分信号を直交変換した差分変換係数は１２ビットのダイ
ナミックレンジとなり、この変換係数を量子化するには
量子化特性は１２ビットのダイナミックレンジが必要と
なった。
【００３０】一方、本発明では、８ビットの信号を直交
変換した１１ビットの変換係数をモジュロ減算した１１
ビットの差分変換係数信号を量子化すればよく、量子化
特性のダイナミックレンジは従来に比べて半分の１１ビ
ットですむことになる。リミッタは量子化器の最大量子
化雑音の大きさがＮ１１〜Ｎ８８で与えられる時、変関
係数Αを次のように振幅制限する。
変換した１１ビットの変換係数をモジュロ減算した１１
ビットの差分変換係数信号を量子化すればよく、量子化
特性のダイナミックレンジは従来に比べて半分の１１ビ
ットですむことになる。リミッタは量子化器の最大量子
化雑音の大きさがＮ１１〜Ｎ８８で与えられる時、変関
係数Αを次のように振幅制限する。
【００３１】 −２＊＊１０−Ｎｉｊ≦Ａｉｊ≦２＊＊１０−１−Ｎｉｊ （１） 量子化器は１１ビットのダイナミックレンジを有し、直
流分（Α１１）に近い変換係数は細かく、高周波成分
（Α８８）に近い変換係数は粗く量子化する特性を有す
る。たとえば、Ａ１１の直流成分に対する量子化特性の
量子化ステップ圧伸則が０、±８×３、±１６×２、±
３２×２、±６４×３、±１２８×５のとき、最大量子
化レベルは±９５２となり、１１ビットの−１０２４〜
１０２７のダイナミックレンジにおける最大量子化雑音
は７２となる。
流分（Α１１）に近い変換係数は細かく、高周波成分
（Α８８）に近い変換係数は粗く量子化する特性を有す
る。たとえば、Ａ１１の直流成分に対する量子化特性の
量子化ステップ圧伸則が０、±８×３、±１６×２、±
３２×２、±６４×３、±１２８×５のとき、最大量子
化レベルは±９５２となり、１１ビットの−１０２４〜
１０２７のダイナミックレンジにおける最大量子化雑音
は７２となる。
【００３２】直流分Α１１の量子化特性の最大量子化雑
音がＮ１１＝７２のとき、リミッタでは（１）式に従っ
て、変換信号は上下が７２だけ振幅制限されることにな
る。予測器８は動き補償予測を行う機能を有し、ブロッ
ク毎に、次の入力ブロックに対してマッチング法で最適
な動きベクトルを求めて、動き補正した予測信号を出力
する。動きベクトルは量子化信号と共に符号化して受信
側に送られる。
音がＮ１１＝７２のとき、リミッタでは（１）式に従っ
て、変換信号は上下が７２だけ振幅制限されることにな
る。予測器８は動き補償予測を行う機能を有し、ブロッ
ク毎に、次の入力ブロックに対してマッチング法で最適
な動きベクトルを求めて、動き補正した予測信号を出力
する。動きベクトルは量子化信号と共に符号化して受信
側に送られる。
【００３３】次に、本発明の第２の実施の形態を図２に
示す。予測誤差信号の変換係数は高域成分になるに従っ
て、振幅の大きさは減少するため、高域成分の量子化特
性は、最大量子化レベルを±１０２４に比べて小さく設
定することがある。この場合には、改良折り返し量子化
の方法を用いると最大量子化雑音が大きくなり、リミッ
タ２１での振幅制限される範囲が広がり、変換係数が大
きくクリップされる影響がでてくる。
示す。予測誤差信号の変換係数は高域成分になるに従っ
て、振幅の大きさは減少するため、高域成分の量子化特
性は、最大量子化レベルを±１０２４に比べて小さく設
定することがある。この場合には、改良折り返し量子化
の方法を用いると最大量子化雑音が大きくなり、リミッ
タ２１での振幅制限される範囲が広がり、変換係数が大
きくクリップされる影響がでてくる。
【００３４】そこで、変換係数のうち直流分に近い変換
係数に対しては改良折り返し量子化を行い、高域成分に
近い変換係数は従来の量子化を行う。
係数に対しては改良折り返し量子化を行い、高域成分に
近い変換係数は従来の量子化を行う。
【００３５】変換係数のうち、改良折り返し量子化を行
うと定められた変換係数成分はリミッタ２１に送られ、
振幅制限を加えられてからモジュロ演算の減算器２２へ
供給される。従来の量子化を行う変換成分は直交変換器
１から直接に減算器２３に供給される。直交変換器９´
は直交変換器１´と同じ機能を有し、１ブロックの予測
信号を直交変換して得た変換係数のうち、改良折り返し
量子化を行う変換成分はモジュロ演算の減算器２２へ供
給し、従来の量子化を行う変換成分は減算器２３へ供給
する。
うと定められた変換係数成分はリミッタ２１に送られ、
振幅制限を加えられてからモジュロ演算の減算器２２へ
供給される。従来の量子化を行う変換成分は直交変換器
１から直接に減算器２３に供給される。直交変換器９´
は直交変換器１´と同じ機能を有し、１ブロックの予測
信号を直交変換して得た変換係数のうち、改良折り返し
量子化を行う変換成分はモジュロ演算の減算器２２へ供
給し、従来の量子化を行う変換成分は減算器２３へ供給
する。
【００３６】加算器２２は１１ビットの変換係数信号と
同じダイナミックレンジでモジュロの減算処理を行い、
１１ビットの低域成分差分変換信号を出力し量子化器２
４へ供給する。減算器２３は高域成分の変換係数の通常
の減算処理を行い、ダイナミックレンジが１ビット広い
１２ビットの差分変換信号を出力し、量子化器２５へ供
給する。量子化器２４は１１ビットのダイナミックレン
ジを有し、量子化特性に従って低域成分の差分変換信号
を量子化して、符号変換器５´とモジュロ演算の加算器
２６へ供給する。量子化器２５は１２ビットのダイナミ
ックレンジを有し、量子化特性に従って高域成分の差分
変換信号を量子化し、符号変換器５´と加算器２７へ供
給する。
同じダイナミックレンジでモジュロの減算処理を行い、
１１ビットの低域成分差分変換信号を出力し量子化器２
４へ供給する。減算器２３は高域成分の変換係数の通常
の減算処理を行い、ダイナミックレンジが１ビット広い
１２ビットの差分変換信号を出力し、量子化器２５へ供
給する。量子化器２４は１１ビットのダイナミックレン
ジを有し、量子化特性に従って低域成分の差分変換信号
を量子化して、符号変換器５´とモジュロ演算の加算器
２６へ供給する。量子化器２５は１２ビットのダイナミ
ックレンジを有し、量子化特性に従って高域成分の差分
変換信号を量子化し、符号変換器５´と加算器２７へ供
給する。
【００３７】加算器２６はモジュロ演算の加算を行い、
１１ビットの低域成分の局部復号変換信号を出力し逆直
交変換器７´へ供給する。加算器２７は加算を行い、１
２ビットの高域成分の局部復号変換信号を出力し、量子
化誤差によるオーバフローを抑えるため１１ビットに振
幅を制限してから逆直交変換器７´へ供給する。逆直交
変換器７´は低域と高域の局部復号変換信号を合わせ、
１ブロック毎に逆直交変換を行い局部復号信号を得る。
局部復号信号は変換誤差の影響で８ビットのダイナミッ
クレンジを越えないようにクリップされて予測器８へ供
給される。
１１ビットの低域成分の局部復号変換信号を出力し逆直
交変換器７´へ供給する。加算器２７は加算を行い、１
２ビットの高域成分の局部復号変換信号を出力し、量子
化誤差によるオーバフローを抑えるため１１ビットに振
幅を制限してから逆直交変換器７´へ供給する。逆直交
変換器７´は低域と高域の局部復号変換信号を合わせ、
１ブロック毎に逆直交変換を行い局部復号信号を得る。
局部復号信号は変換誤差の影響で８ビットのダイナミッ
クレンジを越えないようにクリップされて予測器８へ供
給される。
【００３８】予測器８は予め定めた予測特性に従ってブ
ロック毎の予測信号を求め、直交変換器９´へ供給す
る。直交変換器９´は直交変換器１´と同じ機能を有
し、予測信号を直交変換して１１ビットの変換信号を出
力し、低域成分の変換係数は減算器２２と加算器２６
へ、高域成分の変換信号は減算器２３と加算器２７へ供
給する。
ロック毎の予測信号を求め、直交変換器９´へ供給す
る。直交変換器９´は直交変換器１´と同じ機能を有
し、予測信号を直交変換して１１ビットの変換信号を出
力し、低域成分の変換係数は減算器２２と加算器２６
へ、高域成分の変換信号は減算器２３と加算器２７へ供
給する。
【００３９】第２の実施の形態では、改良折り返し量子
化と従来の量子化とを組み合わせて符号化する事が出来
るため、統計的に変換係数の振幅が小さくなる高域成分
の変換信号に対しては従来の符号化を行う事により効率
よく符号化が行われる。
化と従来の量子化とを組み合わせて符号化する事が出来
るため、統計的に変換係数の振幅が小さくなる高域成分
の変換信号に対しては従来の符号化を行う事により効率
よく符号化が行われる。
【００４０】以上説明したように、本発明によれば、量
子化器のダイナミックレンジが従来より半分の量子化特
性を用いて量子化を行う事ができるため、効率的な符号
化伝送がおこなえる。
子化器のダイナミックレンジが従来より半分の量子化特
性を用いて量子化を行う事ができるため、効率的な符号
化伝送がおこなえる。
【００４１】
【発明の効果】本発明によれば、予測誤差信号を直交変
換符号化した変換係数を量子化して符号化伝送する方式
において、量子化器のダイナミックレンジは従来に比べ
て半分で量子化することが可能となる。言い替えると、
従来と同等の量子化特性を少ない量子化レベルで構成す
ることが可能となり、量子化出力は少ないビット数で表
すことができるため符号化伝送するビット数が少なくて
済む。
換符号化した変換係数を量子化して符号化伝送する方式
において、量子化器のダイナミックレンジは従来に比べ
て半分で量子化することが可能となる。言い替えると、
従来と同等の量子化特性を少ない量子化レベルで構成す
ることが可能となり、量子化出力は少ないビット数で表
すことができるため符号化伝送するビット数が少なくて
済む。
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】本発明の第２の実施の形態を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】従来のフレーム間予測直交変換方式のブロック
図である。
図である。
【図４】従来の折り返し量子化を用いたＤＰＣＭ（予測
符号化）方式のブロック図である。
符号化）方式のブロック図である。
１、１´、９、９´、３２ 直交変換器 ２、２１、４１ リミッタ ３、２２、２３、３１、４２ 減算器 ４、２４、２５、３３、４３ 量子化器 ５、５´、３４、４４ 符号変換器 ６、２６、２７、３６、４５ 加算器 ７、７´、３５ 逆直交変換器
Claims (3)
- 【請求項１】 入力信号をブロック毎に直交変換して変
換係数を出力する第１の直交変換器と、 前記各変換係数を対応する量子化特性の最大雑音の大き
さだけ、それぞれの変換係数の振幅の上下を制限して出
力するリミッタと、 ブロック毎に前記リミッタからの入力信号変換係数と予
測信号変換係数の差分をモジュロ演算で計算して差分変
換係数を得る減算器と、 ブロック毎に前記差分変換係数を量子化する量子化器
と、 該量子化器の量子化出力を符号化して受信側に送る符号
変換器と、 前記量子化出力と予測信号変換係数とをモジュロ演算で
加算して、変換係数の局部復号信号を求める加算器と、 前記変換係数の局部復号信号を逆直交変換して局部復号
信号を求める逆直交変換器と、 前記逆直交変換器からの局部復号信号から次の予測信号
を得る予測器と、 前記予測信号をブロック毎に直交変換して次のブロック
の前記予測信号変換係数を得て前記減算器と前記加算器
ヘ供給する第２の直交変換器とから構成されることを特
徴とする直交変換符号化方式。 - 【請求項２】 前記第１、第２の直交変換器は同じ直交
変換特性を有し、前記逆直交変換器は前記直交変換特性
の逆変換特性を有することを特徴とする請求項１記載の
直交変換符号化方式。 - 【請求項３】 入力信号をブロック毎に直交変換して低
域成分の変換係数と高域成分の変換係数とを出力する第
１の直交変換器と、 前記低域成分の各変換係数を対応する量子化特性の最大
雑音の大きさだけ、それぞれの変換係数の振幅の上下を
制限して出力するリミッタと、 ブロック毎に前記リミッタからの入力信号変換係数と予
測信号変換係数の差分をモジュロ演算で計算して差分変
換係数を得る第１の減算器と、 ブロック毎に前記高域成分の入力信号変換係数と予測信
号変換係数の差分を計算して差分変換係数を得る第２の
減算器と、 ブロック毎に前記第１の減算器からの差分変換係数を量
子化する第１の量子化器と、 ブロック毎に前記第２の減算器からの差分変換係数を量
子化する第２の量子化器と、 前記第１、第２の量子化器の量子化出力を符号化して受
信側に送る符号変換器と、 前記第１の量子化器の量子化出力と低域成分の予測信号
変換係数とをモジュロ演算で加算して、変換係数の局部
復号信号を求める第１の加算器と、 前記第２の量子化器の量子化出力と高域成分の予測信号
変換係数とを加算して、変換係数の局部復号信号を求め
る第２の加算器と、 前記第１、第２の加算器からの変換係数の局部復号信号
を合わせてブロック毎に逆直交変換して局部復号信号を
求める逆直交変換器と、 前記逆直交変換器からの局部復号信号から次の予測信号
を得る予測器と、 前記予測信号をブロック毎に直交変換して次のブロック
の前記低域成分及び前記高域成分の予測信号変換係数を
得て、前記低域成分の予測信号変換係数は前記第１の減
算器と前記第１の加算器ヘ供給し、前記高域成分の予測
信号変換係数は前記第２の減算器と前記第２の加算器ヘ
供給する第２の直交変換器とから構成されることを特徴
とする直交変換符号化方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20390996A JP3591994B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 直交変換符号化方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20390996A JP3591994B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 直交変換符号化方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1051777A true JPH1051777A (ja) | 1998-02-20 |
| JP3591994B2 JP3591994B2 (ja) | 2004-11-24 |
Family
ID=16481714
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20390996A Expired - Fee Related JP3591994B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 直交変換符号化方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3591994B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7665979B2 (en) | 2002-08-02 | 2010-02-23 | Eos Gmbh Electro Optical Systems | Device and method for the production of three-dimensional objects by means of generative production method |
| WO2012157541A1 (ja) * | 2011-05-19 | 2012-11-22 | ソニー株式会社 | 画像処理装置および方法 |
-
1996
- 1996-08-01 JP JP20390996A patent/JP3591994B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7665979B2 (en) | 2002-08-02 | 2010-02-23 | Eos Gmbh Electro Optical Systems | Device and method for the production of three-dimensional objects by means of generative production method |
| WO2012157541A1 (ja) * | 2011-05-19 | 2012-11-22 | ソニー株式会社 | 画像処理装置および方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3591994B2 (ja) | 2004-11-24 |
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