JPH1051053A - Laser driving circuit - Google Patents
Laser driving circuitInfo
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- JPH1051053A JPH1051053A JP20441296A JP20441296A JPH1051053A JP H1051053 A JPH1051053 A JP H1051053A JP 20441296 A JP20441296 A JP 20441296A JP 20441296 A JP20441296 A JP 20441296A JP H1051053 A JPH1051053 A JP H1051053A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、レーザプリンタ、
複写機等に用いられるレーザ駆動回路に関する。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a laser printer,
The present invention relates to a laser drive circuit used for a copying machine or the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】レーザプリンタ等の機器に使用される光
走査装置におけるレーザ駆動回路では、画像データの濃
度階調に応じて階調再現性のよいレーザ出力を得るた
め、従来から種々の方式が用いられている。例えば、濃
度階調に対応して１画素領域内のレーザパワーを変化さ
せる方式として、濃度階調に対応してレーザ駆動信号の
パルス幅を制御することによりレーザパワーを変化させ
るパルス幅変調方式、濃度階調に対応してレーザ駆動信
号のレベルを制御することによりレーザパワーを変化さ
せる強度変調方式、あるいはこれらパルス幅変調方式と
強度変調方式とを複合した複合方式がある。2. Description of the Related Art In a laser driving circuit in an optical scanning device used in a device such as a laser printer, various methods have conventionally been used in order to obtain a laser output with good gradation reproducibility in accordance with the density gradation of image data. Used. For example, as a method of changing the laser power in one pixel region corresponding to the density gradation, a pulse width modulation method of changing the laser power by controlling the pulse width of the laser drive signal corresponding to the density gradation, There is an intensity modulation method in which the laser power is changed by controlling the level of the laser drive signal in accordance with the density gradation, or a composite method in which the pulse width modulation method and the intensity modulation method are combined.
【０００３】図６は、従来の、パルス幅変調方式による
レーザ駆動回路のブロック図である。図６に示すパルス
幅変調回路１１は、階調レベルに対応した画像データ
（画像を構成する各画素の画素値をあらわす画像デー
タ）ＤＡＴＡを入力し、各画素毎の画像データＤＡＴＡ
に応じたパルス幅の駆動パルスからなる駆動パルス信号
を生成する。FIG. 6 is a block diagram of a conventional laser drive circuit using a pulse width modulation method. The pulse width modulation circuit 11 shown in FIG. 6 inputs image data (image data representing the pixel value of each pixel constituting an image) DATA corresponding to the gradation level, and outputs image data DATA for each pixel.
, A driving pulse signal including a driving pulse having a pulse width corresponding to.
【０００４】バイアス電流源１２は、半導体レーザ１７
に供給するための所定のバイアス電流を生成する。スイ
ッチング電流源１３は、バイアス電流源１２で生成され
たバイアス電流に重畳して、半導体レーザ１７を発光さ
せるための電流を生成する。電流スイッチング回路１４
は、パルス幅変調回路１１で生成された駆動パルス信号
がアサートされている期間、スイッチング電流源１３を
半導体レーザ１７に接続する。The bias current source 12 is provided with a semiconductor laser 17
To generate a predetermined bias current to supply the bias current. The switching current source 13 superimposes on the bias current generated by the bias current source 12, and generates a current for causing the semiconductor laser 17 to emit light. Current switching circuit 14
Connects the switching current source 13 to the semiconductor laser 17 while the drive pulse signal generated by the pulse width modulation circuit 11 is asserted.
【０００５】ＰＤ電流検出回路１５は、半導体レーザ１
７から発せられたレーザ光の一部を受光するフォトダイ
オード１８からの、半導体レーザ１７の発光強度に応じ
た電流を検出する。ＡＰＣ（Ａｕｔｏ Ｐｏｗｅｒ Ｃ
ｏｎｔｒｏｌ）回路１６は、ＰＤ電流検出回路１５で検
出された電流に基づいてスイッチング電流源１３の電流
値を制御する。[0005] The PD current detection circuit 15 is a semiconductor laser 1
A current corresponding to the light emission intensity of the semiconductor laser 17 from the photodiode 18 that receives a part of the laser light emitted from 7 is detected. APC (Auto Power C)
The control circuit 16 controls the current value of the switching current source 13 based on the current detected by the PD current detection circuit 15.
【０００６】このように構成されたレーザ駆動回路で
は、半導体レーザ１７にバイアス電流源１２からのバイ
アス電流が定常的に供給される。またパルス幅変調回路
１１に画像データＤＡＴＡが入力されると、各画素毎の
画像データＤＡＴＡに応じたパルス幅の駆動パルスから
なる駆動パルス信号が生成され、駆動パルスがアサート
されている期間、電流スイッチング回路１４でスイッチ
ング電流源１３が半導体レーザ１７に接続される。この
ようにして、半導体レーザ１７には、バイアス電流源１
２からのバイアス電流に加え、スイッチング電流源１３
からのスイッチング電流が供給される。すると、半導体
レーザ１７が発光し、その半導体レーザ１７の発光強度
に応じた電流がフォトダイオード１８を経由してＰＤ電
流検出回路１５で検出される。ＰＤ電流検出回路１５で
検出された電流はＡＰＣ回路１６に入力され、このＡＰ
Ｃ回路１６によりスイッチング電流源１３の電流が制御
され、半導体レーザ１７の光量が一定に制御される。In the laser driving circuit configured as described above, the bias current from the bias current source 12 is constantly supplied to the semiconductor laser 17. When the image data DATA is input to the pulse width modulation circuit 11, a drive pulse signal including a drive pulse having a pulse width corresponding to the image data DATA of each pixel is generated. The switching circuit 14 connects the switching current source 13 to the semiconductor laser 17. Thus, the semiconductor laser 17 is provided with the bias current source 1
2 plus the switching current source 13
The switching current from is supplied. Then, the semiconductor laser 17 emits light, and a current corresponding to the emission intensity of the semiconductor laser 17 is detected by the PD current detection circuit 15 via the photodiode 18. The current detected by the PD current detection circuit 15 is input to the APC circuit 16,
The current of the switching current source 13 is controlled by the C circuit 16, and the light amount of the semiconductor laser 17 is controlled to be constant.
【０００７】図７は、従来の、強度変調方式によるレー
ザ駆動回路のブロック図である。このレーザ駆動回路に
は、強度変調回路７１が備えられており、その強度変調
回路７１に画像データＤＡＴＡが入力されると、パルス
幅は一定であって信号レベルが各画素毎の画像データＤ
ＡＴＡに応じたレベルの駆動パルスからなる駆動パルス
信号が生成され、生成された駆動パルス信号のレベルに
応じた電流で半導体レーザ１７が発光し、その半導体レ
ーザ１７の発光強度に応じた電流がフォトダイオード１
８を経由してＰＤ電流検出回路１５で検出される。ＰＤ
電流検出回路１５で検出された電流はＡＰＣ回路１６に
入力され、このＡＰＣ回路１６により駆動パルス信号の
信号レベルが制御され、半導体レーザ１７の光量が一定
に制御される。FIG. 7 is a block diagram of a conventional laser drive circuit based on the intensity modulation method. The laser drive circuit includes an intensity modulation circuit 71. When image data DATA is input to the intensity modulation circuit 71, the pulse width is constant and the signal level is equal to the image data D for each pixel.
A drive pulse signal including a drive pulse of a level corresponding to the ATA is generated, and the semiconductor laser 17 emits light with a current corresponding to the level of the generated drive pulse signal. Diode 1
8 and detected by the PD current detection circuit 15. PD
The current detected by the current detection circuit 15 is input to the APC circuit 16, which controls the signal level of the drive pulse signal and controls the light amount of the semiconductor laser 17 to be constant.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のレーザ
駆動回路において、高精度でかつ高階調の変調を行なう
場合、特にパルス幅変調方式において、半導体レーザを
駆動するための駆動パルス信号のパルス幅が狭い領域に
おいて、半導体レーザの出力パルスの立ち上り期間、立
ち下がり期間が有限であることに起因する出力パワーの
誤差成分が無視できないという問題がある。In the conventional laser driving circuit described above, when performing high-precision and high-gradation modulation, particularly in a pulse width modulation system, the pulse width of a driving pulse signal for driving a semiconductor laser is required. However, there is a problem that an error component of the output power due to the finite rise and fall periods of the output pulse of the semiconductor laser cannot be ignored in a region where is small.
【０００９】この問題を、前述した図６とともに、図８
を参照して説明する。図８は、半導体レーザを駆動する
ための駆動電流波形と、その半導体レーザのレーザ光の
瞬時出力パワーの波形を示す図である。図８に示す瞬時
パワーＰｏは、レーザ駆動電流ＩLDが、半導体レーザ１
７が発光するか否かの境界であるしきい値電流Ｉｔｈ以
上ではリニアな特性を示すため、このリニアな特性を示
す領域を変調駆動に用いる。半導体レーザを駆動するの
は駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａである
が、半導体レーザ１７が実際に発光するのは、バイアス
電流源１２からのバイアス電流Ｉｂに、電流スイッチン
グ回路１４からのスイッチング電流Ｉｓｗを重畳した駆
動電流ＩLDが、しきい値電流Ｉｔｈを越えた期間、すな
わちレーザ発光期間ｔLDであり、このレーザ発光期間ｔ
LD内において、駆動電流ＩLDに対応した瞬時パワーＰｏ
が得られる。ここで、駆動パルス信号Ｄａｔａが理想的
な信号であり、立ち上り期間、立ち下がり期間がゼロの
場合は、破線で示す、理想的な駆動電流波形ａ0 および
その発光応答波形ｂ0 になる。ところが実際には、駆動
パルス信号Ｄａｔａの立ち上り期間、立ち下がり期間は
過渡特性により所定の期間を有するため、その期間を考
慮すると、例えば実線で示す、理想からずれた駆動電流
波形ａ1 およびその発光応答波形ｂ1 になる。従って、
理想的なレーザ光出力パワーと実際のレーザ光出力パワ
ーとの間に誤差が生じる。この誤差により発生する問題
を説明するために、パルス幅変調方式における動作タイ
ミングを図９を参照して説明する。[0009] This problem is described with reference to FIG.
This will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a diagram showing a drive current waveform for driving a semiconductor laser and a waveform of an instantaneous output power of laser light of the semiconductor laser. Instantaneous power Po shown in FIG. 8, the laser drive current I LD is a semiconductor laser 1
Since a linear characteristic is shown above a threshold current Ith which is a boundary of whether or not the light emitting element 7 emits light, an area showing this linear characteristic is used for modulation driving. Although the semiconductor laser is driven during the pulse period Tda of the drive pulse signal Data, the semiconductor laser 17 actually emits light when the bias current Ib from the bias current source 12 and the switching current Isw from the current switching circuit 14 are applied. Is a period during which the drive current I LD superimposed with the threshold current I th exceeds the threshold current I th, that is, a laser emission period t LD.
In the LD , the instantaneous power Po corresponding to the drive current I LD
Is obtained. Here, when the driving pulse signal Data is an ideal signal, and the rising period and the falling period are zero, an ideal driving current waveform a 0 and its emission response waveform b 0 are indicated by broken lines. However, actually, since the rising period and the falling period of the driving pulse signal Data have predetermined periods due to the transient characteristics, when the periods are considered, for example, the driving current waveform a 1 deviated from the ideal shown by a solid line and its emission made in response waveform b 1. Therefore,
An error occurs between the ideal laser light output power and the actual laser light output power. In order to explain the problem caused by this error, the operation timing in the pulse width modulation method will be described with reference to FIG.
【００１０】図９は、図６に示す、パルス幅変調方式に
よるレーザ駆動回路のタイミングチャートを示す図であ
る。図９に示す駆動パルス信号Ｄａｔａは、画素クロッ
クＣＫｐｘの一周期である１画素期間Ｔｐx 内で出力さ
れる。１画素期間Ｔｐx 内における、駆動パルス信号Ｄ
ａｔａが出力される位置は、形成する画素位置に対して
制御されるが、ここでは駆動パルス信号Ｄａｔａは、図
６に示す画像データＤＡＴＡをパルス幅変調回路１１に
よってデータ電圧信号Ｖｄａに変換し、このパルス幅変
調回路１１においてさらに、そのデータ電圧信号Ｖｄａ
と三角波電圧信号ＴＷとの電圧比較結果が行なわれ、そ
の結果によって生成される。ここでは、画素期間Ｔｐｘ
の中央と駆動パルス信号Ｄａｔａの中央とを対応させて
表記している。また図９に示す定常駆動電流Ｉｄｒは、
レーザ駆動電流ＩLDの最大ピーク値がＡＰＣ回路１６で
所定のレベルに抑えられた電流であり、この定常駆動電
流Ｉｄｒで半導体レーザが駆動され、これにより設定定
常光パワーＰｏｘが得られる。ただしここでは、レーザ
駆動電流ＩLDおよびレーザ光瞬時出力パワーＰｏの立ち
上がり期間、立ち下がり期間は無視している。FIG. 9 is a diagram showing a timing chart of the laser drive circuit based on the pulse width modulation method shown in FIG. The drive pulse signal Data shown in FIG. 9 is output within one pixel period Tpx which is one cycle of the pixel clock CKpx. The driving pulse signal D within one pixel period Tpx
The position at which data is output is controlled with respect to the pixel position to be formed. Here, the drive pulse signal Data is obtained by converting the image data DATA shown in FIG. 6 into a data voltage signal Vda by the pulse width modulation circuit 11; In the pulse width modulation circuit 11, the data voltage signal Vda
Is compared with the triangular wave voltage signal TW, and a voltage comparison result is generated. Here, the pixel period Tpx
And the center of the drive pulse signal Data are associated with each other. The steady driving current Idr shown in FIG.
The maximum peak value of the laser drive current I LD is a current suppressed to a predetermined level by the APC circuit 16, and the semiconductor laser is driven by the steady drive current Idr, whereby a set steady light power Pox is obtained. However, here, the rise period and the fall period of the laser drive current I LD and the laser light instantaneous output power Po are ignored.
【００１１】図１０は、駆動パルス信号Ｄａｔａのパル
ス期間Ｔｄａが変化したときのレーザ光のそのパルス内
の積分パワーＰの変化を示す図である。パルス期間Ｔｄ
ａに対するレーザ光の積分パワーＰの理想的な特性は、
図１０のＡで示す破線のような一次関数に比例する。こ
の場合の積分パワーＰは、駆動パルス信号Ｄａｔａのパ
ルス期間をＴｄａとすると、定常駆動電流Ｉｄｒに対し
て（１）式で表わされる。FIG. 10 is a diagram showing a change in the integrated power P of the laser light when the pulse period Tda of the drive pulse signal Data changes. Pulse period Td
The ideal characteristic of the integrated power P of the laser light with respect to a is
It is proportional to a linear function such as the broken line shown by A in FIG. The integral power P in this case is expressed by the equation (1) with respect to the steady drive current Idr, where Tda is the pulse period of the drive pulse signal Data.
【００１２】 Ｐ∝Ｉｄｒ×Ｔｄａ …………（１） しかし実際には、駆動パルス信号Ｄａｔａは、過渡特性
による立上り期間および立ち下がり期間を有するため、
駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａが、その駆
動パルス信号Ｄａｔａの立ち上り期間（レーザ駆動電流
ＩLDがバイアス電流Ｉｂから定常駆動電流Ｉｄｒに達す
るまでの期間）に等しい点ｔｒを境に、それ以下では図
１０のＢで示す鎖線のように急激に光出力パワーが低下
し、立ち上がり期間が有限であることを考慮し、パルス
期間Ｔｄａが狭く、そのパルス期間Ｔｄａ内では電流波
形がレーザしきい値電流Ｉｔｈにまで達しなくなる点ｔ
ｔｈで光出力パワーがゼロになる。立ち上がり期間を考
慮した場合、パルス期間Ｔｄａがｔｔｈ〜ｔｒの間で
は、積分パワーＰは、Ｉｄｒ、ｔｒおよびｔｔｈを用い
て、（２）式で表わされる。P∝Idr × Tda (1) However, actually, since the drive pulse signal Data has a rising period and a falling period due to transient characteristics,
Pulse duration Tda of the driving pulse signal Data, equal points tr bordering the rising period of the drive pulse signal Data (period until the laser driving current I LD reaches a steady drive current Idr from the bias current Ib), the lower Considering that the light output power rapidly decreases and the rising period is finite as shown by the dashed line in FIG. 10B, the pulse period Tda is narrow, and within the pulse period Tda, the current waveform is the laser threshold current. The point t that does not reach Ith
At th, the optical output power becomes zero. When the rising period is considered, the integrated power P is expressed by the equation (2) using Idr, tr, and tth when the pulse period Tda is between tth and tr.
【００１３】 Ｐ∝Ｉｄｒ／ｔｒ×（Ｔｄａ−ｔｔｈ）2 …………（２） 次に、駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａが立
ち上り期間に等しい点ｔｒ以下の領域について、階調を
制御する従来技術とその問題点を、図１１，１２を参照
して説明する。図１１は、図６に示すパルス幅変調方式
における立ち上り期間を考慮したタイミングチャート、
図１２は、図１１に示す各パルスどうしを重ねて表記し
た図である。P∝Idr / tr × (Tda−tth) 2 (2) Next, the gradation is controlled in an area below the point tr where the pulse period Tda of the drive pulse signal Data is equal to the rising period. The prior art and its problems will be described with reference to FIGS. FIG. 11 is a timing chart in consideration of a rising period in the pulse width modulation method shown in FIG. 6,
FIG. 12 is a diagram in which the respective pulses shown in FIG.
【００１４】図１１に示すように、駆動パルス信号Ｄａ
ｔａのパルス期間Ｔｄａが、その駆動パルス信号Ｄａｔ
ａの立ち上がり期間に等しいパルス期間ＤＰ２にあると
きは、駆動電流ＩLDは立ち上り期間で定常駆動電流Ｉｄ
ｒに丁度到達する。しかしパルス期間ＤＰ２未満のパル
ス期間ＤＰ３，ＤＰ４では、駆動電流ＩLDのピーク電流
値が低下し所望のレーザ光積分パワーが得られず、さら
にパルス期間ＤＰ４ではそのピーク電流値はレーザしき
い値電流Ｉｔｈ以下になりレーザ光出力パワーはゼロに
なり、半導体レーザが発光しないことになる。そこで、
パルス期間Ｔｄａがｔｒ〜ｔｔｈの範囲内にあるときの
駆動パルス信号Ｄａｔａの分解能を上げるとともに、パ
ルス期間Ｔｄａが０〜ｔｒの範囲内にあるときには駆動
パルス信号Ｄａｔａに応じた演算を行ない変換処理する
ことにより光出力パワー（積分パワー）の特性を、図１
０のＢで示す二次関数の曲線からＡで示す一次関数の直
線へ換算することが考えられる。しかしその場合、分解
能を上げるための回路が必要になり、この回路では画素
期間に対して極めて高速なスイッチング特性が要求され
てくるため、その高速なスイッチング特性により回路設
計が制限され、例えばプリンタ速度の高速化が困難にな
るという問題が発生する。また、極めて高速なスイッチ
ング素子を用いた場合は、大幅なコストアップを招いて
しまうという問題が発生する。As shown in FIG. 11, the driving pulse signal Da
ta is equal to the drive pulse signal Dat.
During the pulse period DP2 equal to the rising period of a, the driving current I LD is the steady driving current Id during the rising period.
r is just reached. However, in the pulse periods DP3 and DP4 shorter than the pulse period DP2, the peak current value of the drive current I LD decreases and a desired laser light integrated power cannot be obtained. In the pulse period DP4, the peak current value becomes the laser threshold current. When it becomes equal to or lower than Ith, the laser beam output power becomes zero, and the semiconductor laser does not emit light. Therefore,
When the pulse period Tda is in the range of tr to tth, the resolution of the drive pulse signal Data is increased, and when the pulse period Tda is in the range of 0 to tr, an operation is performed in accordance with the drive pulse signal Data to perform conversion processing. The characteristics of the optical output power (integrated power) are
It is conceivable to convert from a curve of a quadratic function represented by B of 0 to a straight line of a linear function represented by A. However, in that case, a circuit for increasing the resolution is required, and this circuit requires an extremely high-speed switching characteristic for a pixel period. Therefore, the circuit design is limited by the high-speed switching characteristic. A problem arises in that it becomes difficult to increase the speed. In addition, when an extremely high-speed switching element is used, there is a problem that the cost is significantly increased.
【００１５】一方、従来の強度変調方式では、駆動電流
の最大値を階調データのフルスケールに対応させるもの
であるため、駆動電流を補正しようとするとその駆動電
流のみを増大させることになり、その場合パルス幅が狭
くなるに従って最大出力電流容量を一層高める必要があ
るとともに、フルスケールに対する分解能が低下すると
いう問題がある。On the other hand, in the conventional intensity modulation method, since the maximum value of the driving current is made to correspond to the full scale of the gradation data, when the driving current is corrected, only the driving current increases. In this case, there is a problem that the maximum output current capacity needs to be further increased as the pulse width becomes narrower, and the resolution for full scale is reduced.
【００１６】さらに、従来の、パルス幅変調方式と強度
変調方式との複合変調方式では、Ｔｄａ＜ｔｒの期間に
おいて、パルス幅が狭くなるに従って駆動電流のピーク
値を所望の定常駆動電流１ｄｒまで増大させることによ
り駆動電流を補正するという方法がある。しかし、パル
ス幅変調方式の電流スイッチング回路の出力特性は、本
来の最良の立ち上がり特性で動作しているため、駆動電
流を補正しようとしても駆動電流のピーク値を増大させ
ることは、電流スイッチング回路の動作帯域の制限によ
り困難である。このため、パルス幅変調方式における電
流スイッチング回路よりさらに高速な出力電流増幅回路
を別途備える必要がある。すると、回路を構成するにあ
たり、素子選択上の制約やコストアップ等の問題が発生
する。Further, in the conventional composite modulation system of the pulse width modulation system and the intensity modulation system, during the period of Tda <tr, the peak value of the driving current increases to a desired steady driving current 1dr as the pulse width becomes narrower. There is a method in which the driving current is corrected by causing the driving current to be corrected. However, since the output characteristics of the pulse width modulation type current switching circuit operate at the original best rising characteristics, increasing the peak value of the driving current even when attempting to correct the driving current is not possible. Difficult due to limitation of operating band. For this reason, it is necessary to separately provide an output current amplifying circuit faster than the current switching circuit in the pulse width modulation method. Then, when configuring the circuit, problems such as restrictions on element selection and cost increase occur.
【００１７】本発明は、上記事情に鑑み、回路規模の極
端な増大化や大幅のコストアップを防止した上で、半導
体レーザを駆動させるための駆動電流の補正が図られ、
高精度な光量のレーザ光が得られるレーザ駆動回路を提
供することを目的とする。According to the present invention, in view of the above circumstances, a drive current for driving a semiconductor laser is corrected while preventing an extreme increase in circuit scale and a significant increase in cost.
It is an object of the present invention to provide a laser drive circuit capable of obtaining a laser beam with a high precision light quantity.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明のレーザ駆動回路は、画像を構成する各画素の画素値
をあらわす画像データに基づいて半導体レーザを駆動す
るレーザ駆動回路において、 （１）各画素毎の画像データに応じたパルス幅の駆動パ
ルスからなる駆動パルス信号を生成する駆動パルス変調
回路 （２）上記駆動パルスそれぞれを含み、その駆動パルス
のパルス幅よりも所定幅だけ広いパルス幅を有する補正
パルスからなる補正パルス信号を生成する補正パルス変
調回路 （３）所定の駆動電流を生成する駆動電流源 （４）各画素毎の画像データに応じた電流値の補正電流
を生成する補正電流源 （５）上記駆動パルスがアサートされている期間、上記
駆動電流源を上記半導体レーザに接続するとともに、上
記駆動パルスのパルス幅が所定のパルス幅以下のパルス
幅を有する場合に、上記補正パルスがアサートされてい
る期間、上記補正電流源を上記半導体レーザに接続する
スイッチング回路を備え、上記半導体レーザから、上記
駆動パルスのパルス幅が上記所定のパルス幅を越えるか
否かに拘らず、各画素毎の画像データに応じた光量のレ
ーザ光を出力させることを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided a laser driving circuit for driving a semiconductor laser based on image data representing a pixel value of each pixel constituting an image. A) a drive pulse modulation circuit for generating a drive pulse signal consisting of a drive pulse having a pulse width corresponding to the image data of each pixel; (2) a pulse including each of the drive pulses and being wider by a predetermined width than the pulse width of the drive pulse A correction pulse modulation circuit that generates a correction pulse signal composed of a correction pulse having a width (3) A drive current source that generates a predetermined drive current (4) A correction current having a current value corresponding to image data of each pixel is generated Correction current source (5) While the drive pulse is asserted, the drive current source is connected to the semiconductor laser and the drive pulse A switching circuit for connecting the correction current source to the semiconductor laser during a period in which the correction pulse is asserted when the pulse width is equal to or less than a predetermined pulse width; Irrespective of whether the pulse width exceeds the predetermined pulse width or not, a laser light of an amount corresponding to the image data of each pixel is output.
【００１９】本発明は、駆動パルス変調回路からの駆動
パルスのパルス幅が所定のパルス幅以下のパルス幅を有
する場合に、駆動パルスのパルス幅内における駆動電流
に重畳して、補正パルス変調回路からの補正パルスの、
駆動パルスのパルス幅よりも所定幅だけ広いパルス幅内
における電流が半導体レーザに流れる。このため、駆動
パルスのパルス幅が、例えば駆動パルスの立ち上がり期
間、立ち下がり期間以下のように狭い場合でも、理想的
なレーザ光出力パワーに近づけることができる。According to the present invention, when a pulse width of a driving pulse from a driving pulse modulation circuit has a pulse width equal to or smaller than a predetermined pulse width, the driving pulse is superimposed on a driving current within the pulse width of the driving pulse, and a correction pulse modulation circuit is provided. Of the correction pulse from
A current within a pulse width wider than the pulse width of the drive pulse by a predetermined width flows through the semiconductor laser. For this reason, even when the pulse width of the drive pulse is narrow, for example, less than the rise period and the fall period of the drive pulse, it is possible to approach the ideal laser light output power.
【００２０】ここで、上記補正電流源が、上記駆動パル
スのパルス幅が上記所定のパルス幅以下のパルス幅であ
って、かつその所定のパルス幅以下の所定の第２のパル
ス幅を越える第１のパルス幅領域にあるときの、その駆
動電流パルスのパルス幅の増大に応じて減少する電流値
の補正電流を生成する第１の補正電流源と、上記駆動電
流パルスのパルス幅が上記第２のパルス幅以下の第２の
パルス幅領域内にあるときの、その駆動パルスのパルス
幅の増大に応じて増大する電流値の補正電流を生成する
第２の補正電流源とからなり、上記スイッチング回路
が、上記補正パルスがアサートされている期間、上記駆
動パルスのパルス幅が上記第１のパルス幅領域内にある
ときに上記第１の補正電流源を上記半導体レーザに接続
するとともに、上記駆動パルスのパルス幅が上記第２の
パルス幅領域内にあるときに上記第２の補正電流源を上
記半導体レーザに接続するものであることが効果的であ
る。Here, the correction current source may be configured so that the driving pulse has a pulse width equal to or smaller than the predetermined pulse width and exceeds a predetermined second pulse width equal to or smaller than the predetermined pulse width. A first correction current source that generates a correction current having a current value that decreases with an increase in the pulse width of the drive current pulse when the pulse width is in the first pulse width region; A second correction current source for generating a correction current having a current value that increases with an increase in the pulse width of the drive pulse when the pulse width is within a second pulse width region equal to or less than the pulse width of 2 A switching circuit for connecting the first correction current source to the semiconductor laser when the pulse width of the drive pulse is within the first pulse width region during a period in which the correction pulse is asserted; The pulse width of the dynamic pulse is effective that the second correction current source is intended to be connected to the semiconductor laser when in said second pulse width region.
【００２１】このように補正電流源に、駆動電流パルス
のパルス幅の増大に応じて減少する電流値の補正電流を
生成する第１の補正電流源と、駆動電流パルスのパルス
幅の増大に応じて増大する電流値の補正電流を生成する
第２の補正電流源を備え、これら第１、第２の補正電流
源を、後述するように駆動電流パルスのパルス幅に応じ
て半導体レーザに接続すると、駆動パルスの立ち上がり
期間、立ち下がり期間に等しい点を境に二次曲線で急激
に減少する駆動電流を正確に補正できるため、半導体レ
ーザから一層高精度な光量のレーザ光が出力される。As described above, the first correction current source for generating a correction current having a current value that decreases as the pulse width of the drive current pulse increases, and the correction current source responds to the increase in the pulse width of the drive current pulse. A second correction current source for generating a correction current having a current value that increases by connecting the first and second correction current sources to a semiconductor laser according to the pulse width of a drive current pulse as described later. Since the drive current that sharply decreases in a quadratic curve at a point equal to the rising period and the falling period of the drive pulse can be accurately corrected, a laser beam with a more accurate light amount is output from the semiconductor laser.
【００２２】[0022]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
説明する。図１は、本発明の一実施形態のレーザ駆動回
路のブロック図、図２は、図１に示すレーザ駆動回路の
回路図、図３は、図１に示すレーザ駆動回路の動作タイ
ミングチャートである。Embodiments of the present invention will be described below. FIG. 1 is a block diagram of a laser drive circuit according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of the laser drive circuit shown in FIG. 1, and FIG. 3 is an operation timing chart of the laser drive circuit shown in FIG. .
【００２３】尚、図６に示すレーザ駆動回路の構成要素
と同一の構成要素には同一の番号を付して示す。図１に
示すパルス幅変調回路１１は、図２に示すＤ／Ａコンバ
ータ１１ａとコンパレータ１１ｂから構成されている。
またバイアススイッチパルス幅変調回路２１は、４つの
コンパレータ２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄと、２つ
の増幅器２１ｅ，２１ｆと、２つのインバータ２１ｇ，
２１ｈと、２つのアンドゲート２１ｉ，２１ｊ等から構
成されている。またバイアススイッチ電流源２２は、バ
イアス電流源２２ａ（本発明にいう第２の補正電流源）
とバイアス電流源２２ｂ（本発明にいう第１の補正電流
源）から構成されている。さらに電流スイッチング回路
２３は、３つの電流スイッチ２３ａ，２３ｂ，２３ｃか
ら構成されている。The same components as those of the laser drive circuit shown in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals. The pulse width modulation circuit 11 shown in FIG. 1 includes the D / A converter 11a and the comparator 11b shown in FIG.
The bias switch pulse width modulation circuit 21 includes four comparators 21a, 21b, 21c, 21d, two amplifiers 21e, 21f, and two inverters 21g, 21g.
21h, and two AND gates 21i and 21j. The bias switch current source 22 includes a bias current source 22a (a second correction current source according to the present invention).
And a bias current source 22b (first correction current source according to the present invention). Further, the current switching circuit 23 includes three current switches 23a, 23b and 23c.
【００２４】パルス幅変調回路１１を構成するＤ／Ａコ
ンバータ１１ａは、画像データＤＡＴＡを入力し、入力
された画像データＤＡＴＡをＤ／Ａ変換して、図３に示
す、画像データＤＡＴＡの階調レベルに対応するデータ
電圧信号Ｖｄａを出力する。コンパレータ１１ｂは、Ｄ
／Ａコンバータ１１ａからのデータ電圧信号Ｖｄａと、
図３に示す三角波電圧信号ＴＷとの電圧レベルの比較を
行ない、これにより半導体レーザ１７を駆動するための
駆動パルス信号Ｄａｔａを出力する。この駆動パルス信
号Ｄａｔａで、図２に示す電流スイッチング回路２３の
電流スイッチ２３ａがオン，オフされ、これによりスイ
ッチング電流源１３が半導体レーザ１７に接断される。The D / A converter 11a constituting the pulse width modulation circuit 11 receives the image data DATA, performs D / A conversion on the input image data DATA, and generates a gradation of the image data DATA shown in FIG. The data voltage signal Vda corresponding to the level is output. Comparator 11b uses D
A data voltage signal Vda from the A / A converter 11a;
The voltage level is compared with the triangular wave voltage signal TW shown in FIG. 3, and a driving pulse signal Data for driving the semiconductor laser 17 is output. The current switch 23 a of the current switching circuit 23 shown in FIG. 2 is turned on and off by the drive pulse signal Data, whereby the switching current source 13 is disconnected from the semiconductor laser 17.
【００２５】コンパレータ２１ａは、Ｄ／Ａコンバータ
１１ａのデータ電圧信号Ｖｄａから設定電圧信号Ｖｂｓ
を差し引いた電圧信号と三角波電圧信号ＴＷとを比較
し、比較結果（図３に示す信号Ａ）をアンドゲート２１
ｉに入力する。尚、設定電圧信号Ｖｂｓは、駆動パルス
信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａに対する、バイアス電
流源２２ａのバイアススイッチング電流Ｉｂｓ１を制御
する、後述する補正パルスの期間Ｔｂｓを設定するため
のものである。The comparator 21a converts the data voltage signal Vda of the D / A converter 11a from the set voltage signal Vbs.
Is compared with the triangular wave voltage signal TW, and the comparison result (signal A shown in FIG.
Enter i. The set voltage signal Vbs is for setting a correction pulse period Tbs, which will be described later, for controlling the bias switching current Ibs1 of the bias current source 22a with respect to the pulse period Tda of the drive pulse signal Data.
【００２６】増幅器２１ｅは、通常の増幅器であり、デ
ータ電圧信号Ｖｄａを入力し、バイアス電流源２２ａの
電流値を制御するための電圧信号Ｖｂｓ１を出力する。
増幅器２１ｆは、非線形補正信号発生回路（又は折れ線
近似回路）で構成されており、データ電圧信号Ｖｄａを
入力し、バイアス電流源２２ｂの電流値を制御するため
の電圧信号Ｖｂｓ２を出力する。The amplifier 21e is a normal amplifier, receives the data voltage signal Vda, and outputs a voltage signal Vbs1 for controlling the current value of the bias current source 22a.
The amplifier 21f includes a non-linear correction signal generation circuit (or a broken line approximation circuit), receives the data voltage signal Vda, and outputs a voltage signal Vbs2 for controlling the current value of the bias current source 22b.
【００２７】コンパレータ２１ｂは、イコールコンパレ
ータであり、画像データＤＡＴＡと、駆動パルス信号Ｄ
ａｔａを補正するための第１の補正データＤｃｏｍ１と
を入力し、それらの比較結果（図３に示す信号Ｂ）をイ
ンバータ２１ｇで反転してアンドゲート２１ｉに入力す
る。例えば、画像データＤＡＴＡおよび第１の補正デー
タＤｃｏｍ１にともに０が入力されると、コンパレータ
２１ｂから’Ｈ’レベルの信号Ｂが出力され、この’
Ｈ’レベルの信号Ｂがインバータ２１ｇで反転されアン
ドゲート２１ｉに’Ｌ’レベルの信号が入力されるた
め、電流スイッチ２３ｂがオフになり、バイアス電流源
２２ａが半導体レーザ１７から切り離される。The comparator 21b is an equal comparator, and outputs the image data DATA and the driving pulse signal D
First correction data Dcom1 for correcting data is input, and the comparison result (signal B shown in FIG. 3) is inverted by an inverter 21g and input to an AND gate 21i. For example, when 0 is input to both the image data DATA and the first correction data Dcom1, the signal B of the “H” level is output from the comparator 21b.
Since the H-level signal B is inverted by the inverter 21g and the L-level signal is input to the AND gate 21i, the current switch 23b is turned off, and the bias current source 22a is disconnected from the semiconductor laser 17.
【００２８】コンパレータ２１ｃは、大小比較機能を有
するマグニチュードーコンパレータであり、画像データ
ＤＡＴＡと第２の補正データＤｃｏｍ２とを入力し、そ
れらの比較結果（図３に示す信号Ｃ）をアンドゲート２
１ｉとインバータ２１ｈに入力する。インバータ２１ｈ
は、入力された信号Ｃを反転してアンドゲート２１ｊに
入力する。例えば、第２の補正データＤｃｏｍ２よりも
小さい画像データＤＡＴＡが入力されると、コンパレー
タ２１ｃから’Ｈ’レベルの信号Ｃが出力される。こ
の’Ｈ’レベルの信号Ｃは、アンドゲート２１ｉに入力
され、そのアンドゲート２１ｉの他の２つの入力が’
Ｈ’レベルの場合、電流スイッチ２３ｂがオンになり、
バイアス電流源２２ａのバイアススイッチング電流Ｉｂ
ｓ１が補正電流として半導体レーザ１７に流れる。一
方、’Ｈ’レベルの信号Ｃはインバータ２１ｈで反転さ
れ、これによりアンドゲート２１ｊに’Ｌ’レベルの信
号が入力されるため、そのアンドゲート２１ｊから’
Ｌ’レベルの信号が出力され、電流スイッチ２３ｃがオ
フになり、バイアス電流源２２ｂのバイアススイッチン
グ電流Ｉｂｓ２が半導体レーザ１７から切り離される。The comparator 21c is a magnitude comparator having a magnitude comparison function. The comparator 21c receives the image data DATA and the second correction data Dcom2, and outputs the comparison result (the signal C shown in FIG. 3) to the AND gate 2.
1i and the inverter 21h. Inverter 21h
Inverts the input signal C and inputs it to the AND gate 21j. For example, when the image data DATA smaller than the second correction data Dcom2 is input, the signal C of the “H” level is output from the comparator 21c. The "H" level signal C is input to the AND gate 21i, and the other two inputs of the AND gate 21i are input to the AND gate 21i.
In the case of H 'level, the current switch 23b is turned on,
Bias switching current Ib of bias current source 22a
s1 flows to the semiconductor laser 17 as a correction current. On the other hand, the "H" level signal C is inverted by the inverter 21h, so that the "L" level signal is input to the AND gate 21j.
The L 'level signal is output, the current switch 23c is turned off, and the bias switching current Ibs2 of the bias current source 22b is disconnected from the semiconductor laser 17.
【００２９】コンパレータ２１ｄも、大小比較機能を有
するマグニチュードーコンパレータである。このコンパ
レータ２１ｄは、画像データＤＡＴＡと第３の補正デー
タＤｃｏｍ３とを入力し、それらの比較結果（図３に示
す信号Ｄ）をアンドゲート２１ｊに入力する。例えば、
第３の補正データＤｃｏｍ３よりも小さい画像データＤ
ＡＴＡが入力されると、コンパレータ２１ｄから’Ｈ’
レベルの信号Ｄが出力される。この’Ｈ’レベルの信号
Ｄは、アンドゲート２１ｊに入力され、そのアンドゲー
ト２１ｊの他の入力が’Ｈ’レベルの場合、電流スイッ
チ２３ｃがオンになり、バイアス電流源２２ｂのバイア
ススイッチング電流Ｉｂｓ２が補正電流として半導体レ
ーザ１７に流れる。The comparator 21d is also a magnitude comparator having a magnitude comparison function. The comparator 21d inputs the image data DATA and the third correction data Dcom3, and inputs the comparison result (the signal D shown in FIG. 3) to the AND gate 21j. For example,
Image data D smaller than the third correction data Dcom3
When ATA is input, the comparator 21d outputs "H"
A level signal D is output. This "H" level signal D is input to the AND gate 21j. When the other input of the AND gate 21j is at "H" level, the current switch 23c is turned on, and the bias switching current Ibs2 of the bias current source 22b is turned on. Flows through the semiconductor laser 17 as a correction current.
【００３０】このように構成された本実施形態のレーザ
駆動回路では、スイッチング電流源１３からの電流Ｉｓ
ｗと、バイアス電流源１２からのバイアス電流Ｉｂと、
これら電流Ｉｓｗ，バイアス電流Ｉｂを補正するための
詳細は後述するバイアススイッチ電流源２２からのバイ
アス電流Ｉｂ１，Ｉｂｓ２とにより半導体レーザ１７が
発光し、その発光強度に応じた光がフォトダイオード１
８を経由してＰＤ電流検出回路１５で検出される。ＰＤ
電流検出回路１５で検出された電流はＡＰＣ回路１６に
入力され、これによりスイッチング電流源１３が制御さ
れ、半導体レーサ１７の、所定期間内における最大光量
が決定される。In the laser driving circuit according to the present embodiment thus configured, the current Is from the switching current source 13
w, the bias current Ib from the bias current source 12,
For details of correcting the current Isw and the bias current Ib, the semiconductor laser 17 emits light by bias currents Ib1 and Ibs2 from a bias switch current source 22, which will be described later.
8 and detected by the PD current detection circuit 15. PD
The current detected by the current detection circuit 15 is input to the APC circuit 16, whereby the switching current source 13 is controlled, and the maximum light amount of the semiconductor racer 17 within a predetermined period is determined.
【００３１】次に、バイアススイッチ電流源２２を構成
するバイアス電流源２２ａ，バイアス電流源２２ｂの作
用期間、およびバイアススイッチング電流Ｉｂｓ１，Ｉ
ｂｓ２について、図３とともに、図４，５および前述し
た図１０を参照して説明する。図４は、図１に示すレー
ザ駆動回路における、半導体レーザの駆動電流波形の立
ち上り期間、立ち下がり期間を考慮したタイミングチャ
ート、図５は、駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔ
ｄａに対する補正パルスの電流特性を示す図である。
尚、図１０は、前述したように、駆動パルス信号Ｄａｔ
ａのパルス期間Ｔｄａが変化したときのレーザ光のその
パルス内の積分パワーＰの変化を示す図である。Next, the operation periods of the bias current sources 22a and 22b constituting the bias switch current source 22, and the bias switching currents Ibs1, Ibs
bs2 will be described with reference to FIGS. 4 and 5 together with FIG. 3 and FIG. FIG. 4 is a timing chart in which the rising and falling periods of the driving current waveform of the semiconductor laser in the laser driving circuit shown in FIG. 1 are taken into account. FIG. 5 is a pulse period T of the driving pulse signal Data.
FIG. 9 is a diagram illustrating current characteristics of a correction pulse with respect to da.
FIG. 10 shows the driving pulse signal Dat as described above.
FIG. 9 is a diagram showing a change in the integrated power P of the laser light in the pulse when the pulse period Tda of a changes.
【００３２】先ず、駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期
間Ｔｄａに対するレーザ光積分パワーＰの特性を、図１
０に示す０〜ｔｔｈ、ｔｔｈ〜ｔｒの期間に分けて考え
る。 （１）駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａが、
０〜ｔｔｈのとき この期間では、補正目標とする積分パワーＰの特性は、
図１０のＡで示す破線で表わされ、前述した（１）式が
適用される。ここでは、半導体レーザ１７の駆動電流を
補正するための、図３に示す補正パルスの期間Ｔｂｓは
０〜ｔｔｈであり、この期間Ｔｂｓにおける駆動パルス
電流をバイアス電流源２２ａにより補正する。バイアス
電流源２２ａのバイアススイッチング電流Ｉｂｓ１の特
性は、（３）式で示される。First, the characteristics of the laser light integrated power P with respect to the pulse period Tda of the drive pulse signal Data are shown in FIG.
It is considered separately for periods 0 to tth and tth to tr shown in FIG. (1) The pulse period Tda of the drive pulse signal Data is
0 to tth During this period, the characteristic of the integrated power P to be corrected is
This is represented by the broken line indicated by A in FIG. 10 and the above-described equation (1) is applied. Here, the period Tbs of the correction pulse shown in FIG. 3 for correcting the drive current of the semiconductor laser 17 is 0 to tth, and the drive pulse current in this period Tbs is corrected by the bias current source 22a. The characteristic of the bias switching current Ibs1 of the bias current source 22a is expressed by equation (3).
【００３３】 Ｉｂｓ１∝Ｉｄｒ×Ｔｄａ／Ｔｂｓ……（３） この特性は図５のＡで示す直線で示され、駆動パルス信
号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａに比例する。このような
特性を有する電流Ｉｂｓ１を得るために、Ｄ／Ａコンバ
ータ１１ａからのデータ電圧信号Ｖｄａを増幅器２１ｅ
に入力し、その増幅器２１ｅによって電圧信号Ｖｂｓ１
を発生させ、バイアス電流源２２ａを制御する。またコ
ンパレータ２１ｂに、０以外の画像データＤＡＴＡと、
その画像データＤＡＴＡと異なる第１の補正データＤｃ
ｏｍ１とを入力する。すると、コンパレータ２１ｂか
ら’Ｌ’レベルの信号Ｂが出力され、さらにインバータ
２１ｇで反転されアンドゲート２１ｉに’Ｈ’レベルの
信号が入力される。またコンパレータ２１ｃに、画像デ
ータＤＡＴＡとその画像データＤＡＴＡよりも大きい第
２の補正データＤｃｏｍ２を入力する。これにより、コ
ンパレータ２１ｃから’Ｈ’レベルの信号Ｃが出力され
アンドゲート２１ｉに入力される。すると、アンドゲー
ト２１ｉを経由して電流スイッチ２３ｂがオンし、バイ
アス電流源２２ａのバイアススイッチング電流Ｉｂｓ１
が補正電流として半導体レーザ１７に流れる。一方、コ
ンパレータ２１ｃからの’Ｈ’レベルの信号Ｃはインバ
ータ２１ｈで反転されアンドゲート２１ｊに’Ｌ’レベ
ルの信号が入力されるため、電流スイッチ２３ｃがオフ
になり、バイアス電流源２２ｂのバイアススイッチング
電流Ｉｂｓ２は遮断される。従って、図５のＡで示す直
線作用期間（０＜Ｔｄａ≦ｔｔｈ）では、補正電流とし
て、バイアス電流源２２ａのバイアススイッチング電流
Ｉｂｓ１が流れる。 （２）駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａが、
ｔｔｈ〜ｔｒのとき 図３に示す補正パルス期間Ｔｂｓはｔｔｈ〜ｔｒであ
り、この期間Ｔｂｓにおける駆動パルスの電流をバイア
ス電流源２２ｂにより補正する。この期間では、補正目
標とする積分パワーＰの特性は、図１０のＢで示す破線
で表わされ、前述した（２）式が適用される。必要な補
正光パワーＰｄは、（４）式で示される。Ibs1∝Idr × Tda / Tbs (3) This characteristic is shown by a straight line indicated by A in FIG. 5, and is proportional to the pulse period Tda of the drive pulse signal Data. In order to obtain the current Ibs1 having such characteristics, the data voltage signal Vda from the D / A converter 11a is connected to the amplifier 21e.
, And the voltage signal Vbs1 is input by the amplifier 21e.
To control the bias current source 22a. In addition, the comparator 21b outputs image data DATA other than 0,
First correction data Dc different from the image data DATA
om1. Then, an “L” level signal B is output from the comparator 21b, and further inverted by the inverter 21g, and an “H” level signal is input to the AND gate 21i. The image data DATA and the second correction data Dcom2 larger than the image data DATA are input to the comparator 21c. As a result, the "H" level signal C is output from the comparator 21c and input to the AND gate 21i. Then, the current switch 23b is turned on via the AND gate 21i, and the bias switching current Ibs1 of the bias current source 22a is turned on.
Flows through the semiconductor laser 17 as a correction current. On the other hand, the "H" level signal C from the comparator 21c is inverted by the inverter 21h and the "L" level signal is input to the AND gate 21j, so that the current switch 23c is turned off and the bias switching of the bias current source 22b is performed. Current Ibs2 is cut off. Therefore, during the linear action period (0 <Tda ≦ tth) shown by A in FIG. 5, the bias switching current Ibs1 of the bias current source 22a flows as the correction current. (2) The pulse period Tda of the drive pulse signal Data is
In the case of tth to tr The correction pulse period Tbs shown in FIG. 3 is from tth to tr, and the current of the drive pulse in this period Tbs is corrected by the bias current source 22b. In this period, the characteristic of the integrated power P as a correction target is represented by a broken line shown by B in FIG. 10, and the above-described equation (2) is applied. The required correction light power Pd is expressed by equation (4).
【００３４】 Ｐｄ∝Ｉｄｒ×｛Ｔｄａ−（Ｔｄａ−ｔｔｈ）2 ／ｔｒ｝…（４） 従って、補正パルス期間Ｔｂｓに対して、バイアス電流
源２２ｂのバイアススイッチング電流Ｉｂｓ２は、
（５）式で示される。 Ｉｂｓ２∝Ｐｄ／Ｔｂｓ…（５） この特性は図５のＢで示す２次曲線に近似しており、駆
動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａの関数として
作成される。このような特性を有する電流Ｉｂｓ２を得
るために、Ｄ／Ａコンバータ１１ａからのデータ電圧信
号Ｖｄａを増幅器２１ｆに入力し、その増幅器２１ｆに
よって電圧信号Ｖｂｓ２を発生させ、バイアス電流源２
２ｂを制御する。またコンパレータ２１ｃに、画像デー
タＤＡＴＡとその画像データＤＡＴＡよりも小さい第２
の補正データＤｃｏｍ２を入力し、これによりコンパレ
ータ２１ｃから’Ｌ’レベルの信号Ｃが出力される。こ
の’Ｌ’レベルの信号Ｃがアンドゲート２１ｉに入力さ
れる。すると、アンドゲート２１ｉを経由して電流スイ
ッチ２３ｂがオフし、バイアス電流源２２ａのバイアス
スイッチング電流Ｉｂｓ１が半導体レーザ１７から切り
離される。またコンパレータ２１ｄに、画像データＤＡ
ＴＡとその画像データＤＡＴＡよりも大きい第３の補正
データＤｃｏｍ３を入力する。すると、コンパレータ２
１ｄから’Ｈ’レベルの信号Ｄが出力される。この’
Ｈ’レベルの信号Ｄがアンドゲート２１ｊの一方に入力
される。アンドゲート２１ｊの他方には、コンパレータ
２１ｃからの’Ｌ’レベルの信号Ｃがインバータ２１ｈ
で反転された’Ｈ’レベルの信号が入力されているた
め、アンドゲート２１ｊから’Ｈ’レベルの信号が出力
され、これにより電流スイッチ２３ｃがオンになり、バ
イアス電流源２２ｂのバイアススイッチング電流Ｉｂｓ
２が補正電流として半導体レーザ１７に流れる。従っ
て、図５のＢで示す２次曲線作用期間（ｔｔｈ＜Ｔｄａ
＜ｔｒ）では、補正電流として、バイアス電流源２２ｂ
のバイアススイッチング電流Ｉｂｓ２が流れる。このよ
うにして、図４に示す動作タイミングが得られる。図４
に示すように、駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔ
ｄａが，その駆動パルス信号Ｄａｔａの立ち上り期間に
等しいパルス期間ＤＰ２を境に、駆動パルス信号Ｄａｔ
ａのパルス期間Ｔｄａがｔｔｈ〜ｔｒ，０〜ｔｔｈの領
域におけるパルス期間ＤＰ３，４では、スイッチング電
流Ｉｓｗおよびバイアス電流Ｉｂに、補正パルス期間Ｔ
ｂｓのバイアススイッチング電流Ｉｂｓ２，Ｉｂｓ１が
合成されてレーザ駆動電流Ｉ LDとして作用し、レーザし
きい値電流Ｉｔｈを越えた領域に対応するレーザ光出力
パワーＰｏが得られる。尚、駆動パルス信号Ｄａｔａの
パルス期間Ｔｄａが０であるパルス期間ＤＰ５のときに
は、レーザ駆動電流ＩLDはバイアス電流Ｉｂのみにな
る。Pd∝Idr × ｛Tda- (Tda-tth)Two / Tr｝ (4) Therefore, the bias current is not applied to the correction pulse period Tbs.
The bias switching current Ibs2 of the source 22b is
It is shown by equation (5). Ibs2∝Pd / Tbs (5) This characteristic is close to the quadratic curve shown by B in FIG.
As a function of the pulse period Tda of the dynamic pulse signal Data
Created. A current Ibs2 having such characteristics is obtained.
Voltage signal from the D / A converter 11a
The signal Vda is input to the amplifier 21f, and the
Therefore, the voltage signal Vbs2 is generated, and the bias current source 2
2b is controlled. Further, the image data is stored in the comparator 21c.
Data and its second smaller than the image data DATA
Of the correction data Dcom2 of
The signal C at the 'L' level is output from the data 21c. This
Is input to the AND gate 21i.
It is. Then, the current switch passes through the AND gate 21i.
Switch 23b is turned off and the bias of the bias current source 22a is
Switching current Ibs1 is cut off from semiconductor laser 17
Separated. Also, the comparator 21d supplies the image data DA
The third correction larger than TA and its image data DATA
Data Dcom3 is input. Then, the comparator 2
The signal D at the 'H' level is output from 1d. this'
H 'level signal D is input to one of AND gates 21j
Is done. The other of the AND gate 21j has a comparator
An "L" level signal C from the inverter 21h is output from the inverter 21h.
'H' level signal inverted at
Output an "H" level signal from the AND gate 21j.
As a result, the current switch 23c is turned on,
Bias switching current Ibs of bias current source 22b
2 flows to the semiconductor laser 17 as a correction current. Follow
Thus, the secondary curve operation period (tth <Tda) shown by B in FIG.
<Tr), the bias current source 22b
Bias switching current Ibs2 flows. This
Thus, the operation timing shown in FIG. 4 is obtained. FIG.
As shown in the figure, the pulse period T of the drive pulse signal Data
da is during the rising period of the drive pulse signal Data.
The drive pulse signal Dat at the same pulse period DP2
a pulse period Tda ranges from tth to tr and 0 to tth.
In the pulse periods DP3 and DP4 in the
The current Isw and the bias current Ib have a correction pulse period T
bs of the bias switching current Ibs2, Ibs1
The combined laser drive current I LDActs as a laser
Laser light output corresponding to the region exceeding the threshold current Ith
Power Po is obtained. Note that the drive pulse signal Data
When the pulse period Tda is 0, the pulse period DP5
Is the laser drive current ILDIs only the bias current Ib.
You.
【００３５】このように、駆動パルス信号Ｄａｔａのパ
ルス期間Ｔｄａが立ち上り期間以下もしくは立ち下がり
期間以下の領域において、半導体レーザ１７の駆動電流
をバイアススイッチ電流分大きくすることによって、パ
ルス幅変調の直線性が、図１０のＡに示す直線のように
改善される。尚、本実施形態では、バイアス電流源１２
のバイアス電流Ｉｂは常時供給されるモードで説明した
が、必要に応じて制御してもよい。As described above, by increasing the drive current of the semiconductor laser 17 by the bias switch current in the region where the pulse period Tda of the drive pulse signal Data is shorter than the rising period or shorter than the falling period, the linearity of the pulse width modulation is improved. Is improved like the straight line shown in FIG. In this embodiment, the bias current source 12
Has been described in the mode in which the bias current Ib is always supplied, but may be controlled as necessary.
【００３６】[0036]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
半導体レーザを駆動する駆動電流のパルス幅が立ち上り
期間や立ち下がり期間より狭い領域においても、極端な
回路構成の増大やコストアップを伴わずに、高精度、高
階調の濃度変調を行なうことができる。また、駆動電流
の最大ピーク値を、定常駆動電流値以下に制御できるた
め、最大出力電流を小さく抑えることができる。As described above, according to the present invention,
Even in a region where the pulse width of a drive current for driving a semiconductor laser is narrower than a rising period or a falling period, high-accuracy, high-gradation density modulation can be performed without an extreme increase in circuit configuration or cost increase. . Further, since the maximum peak value of the drive current can be controlled to be equal to or less than the steady drive current value, the maximum output current can be reduced.
【図１】本発明の一実施形態のレーザ駆動回路のブロッ
ク図である。FIG. 1 is a block diagram of a laser drive circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１に示すレーザ駆動回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of the laser drive circuit shown in FIG.
【図３】図１に示すレーザ駆動回路のタイミングチャー
トである。FIG. 3 is a timing chart of the laser drive circuit shown in FIG.
【図４】図１に示すレーザ駆動回路における、半導体レ
ーザの駆動電流波形の立ち上り期間、立ち下がり期間を
考慮し作タイミングチャートである。FIG. 4 is a timing chart illustrating operation of the laser drive circuit shown in FIG. 1 in consideration of a rising period and a falling period of a driving current waveform of a semiconductor laser.
【図５】駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａに
対する補正パルスの電流特性を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating current characteristics of a correction pulse with respect to a pulse period Tda of a drive pulse signal Data.
【図６】従来の、パルス幅変調方式によるレーザ駆動回
路のブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a conventional laser drive circuit using a pulse width modulation method.
【図７】従来の、強度変調方式によるレーザ駆動回路の
ブロック図である。FIG. 7 is a block diagram of a conventional laser drive circuit using an intensity modulation method.
【図８】半導体レーザを駆動するための駆動電流波形
と、その半導体レーザのレーザ光の瞬時出力パワーの波
形を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a drive current waveform for driving a semiconductor laser and a waveform of an instantaneous output power of laser light of the semiconductor laser.
【図９】図６に示す、パルス幅変調方式によるレーザ駆
動回路のタイミングチャートを示す図である。9 is a diagram showing a timing chart of the laser drive circuit based on the pulse width modulation method shown in FIG.
【図１０】駆動パルス信号Ｄａｔａのパルス期間Ｔｄａ
が変化したときのレーザ光のそのパルス内の積分パワー
Ｐの変化を示す図である。FIG. 10 shows a pulse period Tda of a drive pulse signal Data.
FIG. 7 is a diagram showing a change in the integrated power P of the laser light in the pulse when the power changes.
【図１１】図６に示すパルス幅変調方式における立ち上
り期間を考慮した動作タイミングチャートである。11 is an operation timing chart in which a rising period in the pulse width modulation method shown in FIG. 6 is considered.
【図１２】図１１に示す各パルスどうしを重ねて表記し
た図である。12 is a diagram in which the respective pulses shown in FIG. 11 are superimposed on each other.
１１ パルス幅変調回路 １１ａ Ｄ／Ａコンバータ １１ｂ，２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ コンパレー
タ １２ バイアス電流源 １３ スイッチング電流源 １５ ＰＤ電流検出回路 １６ ＡＰＣ回路 １７ 半導体レーザ １８ フォトダイオード ２１ バイアススイッチパルス幅変調回路 ２１ｅ，２１ｆ 増幅器 ２１ｇ，２１ｈ インバータ ２１ｉ，２１ｊ アンドゲート ２２ バイアススイッチ電流源 ２２ａ，２２ｂ バイアス電流源 ２３ 電流スイッチング回路 ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ 電流スイッチReference Signs List 11 pulse width modulation circuit 11a D / A converter 11b, 21a, 21b, 21c, 21d comparator 12 bias current source 13 switching current source 15 PD current detection circuit 16 APC circuit 17 semiconductor laser 18 photodiode 21 bias switch pulse width modulation circuit 21e , 21f Amplifier 21g, 21h Inverter 21i, 21j AND gate 22 Bias switch current source 22a, 22b Bias current source 23 Current switching circuit 23a, 23b, 23c Current switch
Claims (2)
す画像データに基づいて半導体レーザを駆動するレーザ
駆動回路において、 各画素毎の画像データに応じたパルス幅の駆動パルスか
らなる駆動パルス信号を生成する駆動パルス変調回路
と、 前記駆動パルスそれぞれを含み、該駆動パルスのパルス
幅よりも所定幅だけ広いパルス幅を有する補正パルスか
らなる補正パルス信号を生成する補正パルス変調回路
と、 所定の駆動電流を生成する駆動電流源と、 各画素毎の画像データに応じた電流値の補正電流を生成
する補正電流源と、 前記駆動パルスがアサートされている期間、前記駆動電
流源を前記半導体レーザに接続するとともに、前記駆動
パルスのパルス幅が所定のパルス幅以下のパルス幅を有
する場合に、前記補正パルスがアサートされている期
間、前記補正電流源を前記半導体レーザに接続するスイ
ッチング回路とを備え、 前記半導体レーザから、前記駆動パルスのパルス幅が前
記所定のパルス幅を越えるか否かに拘らず、各画素毎の
画像データに応じた光量のレーザ光を出力させることを
特徴とするレーザ駆動回路。1. A laser driving circuit for driving a semiconductor laser based on image data representing a pixel value of each pixel constituting an image, comprising: a driving pulse signal comprising a driving pulse having a pulse width corresponding to the image data of each pixel. A correction pulse modulation circuit that generates a correction pulse signal including a correction pulse having a pulse width wider than the pulse width of the driving pulse by a predetermined width. A driving current source that generates a driving current; a correction current source that generates a correction current having a current value corresponding to image data of each pixel; and a semiconductor laser that controls the driving current source while the driving pulse is asserted. And the correction pulse is asserted when the pulse width of the drive pulse has a pulse width equal to or less than a predetermined pulse width. A switching circuit that connects the correction current source to the semiconductor laser during each of the driving times.From the semiconductor laser, regardless of whether the pulse width of the drive pulse exceeds the predetermined pulse width, A laser drive circuit for outputting a laser beam of an amount corresponding to each image data.
ルス幅が前記所定のパルス幅以下のパルス幅であって、
かつ該所定のパルス幅以下の所定の第２のパルス幅を越
える第１のパルス幅領域にあるときの、該駆動電流パル
スのパルス幅の増大に応じて減少する電流値の補正電流
を生成する第１の補正電流源と、前記駆動電流パルスの
パルス幅が前記第２のパルス幅以下の第２のパルス幅領
域内にあるときの、該駆動パルスのパルス幅の増大に応
じて増大する電流値の補正電流を生成する第２の補正電
流源とからなり、前記スイッチング回路が、前記補正パ
ルスがアサートされている期間、前記駆動パルスのパル
ス幅が前記第１のパルス幅領域内にあるときに前記第１
の補正電流源を前記半導体レーザに接続するとともに、
前記駆動パルスのパルス幅が前記第２のパルス幅領域内
にあるときに前記第２の補正電流源を前記半導体レーザ
に接続するものであることを特徴とする請求項１記載の
レーザ駆動回路。2. The method according to claim 1, wherein the correction current source has a pulse width of the drive pulse equal to or less than the predetermined pulse width,
And generating a correction current having a current value that decreases as the pulse width of the drive current pulse increases, when the pulse width is in a first pulse width region exceeding a predetermined second pulse width that is equal to or smaller than the predetermined pulse width. A first correction current source, and a current that increases as the pulse width of the drive pulse increases when the pulse width of the drive current pulse is within a second pulse width region equal to or less than the second pulse width. A second correction current source for generating a correction current of a value, wherein the switching circuit is configured such that when the pulse width of the drive pulse is within the first pulse width region while the correction pulse is asserted, The first
While connecting the correction current source to the semiconductor laser,
2. The laser driving circuit according to claim 1, wherein the second correction current source is connected to the semiconductor laser when a pulse width of the driving pulse is within the second pulse width region.
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| JP20441296A JP3605953B2 (en) | 1996-08-02 | 1996-08-02 | Laser drive circuit |
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007081222A (en) * | 2005-09-15 | 2007-03-29 | Canon Inc | Semiconductor laser driving apparatus |
| JP2008027977A (en) * | 2006-07-18 | 2008-02-07 | Canon Inc | Semiconductor laser driving apparatus |
| US20170314996A1 (en) * | 2016-05-02 | 2017-11-02 | Keller Hcw Gmbh | Method for Noncontact, Radiation Thermometric Temperature Measurement |
-
1996
- 1996-08-02 JP JP20441296A patent/JP3605953B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US20170314996A1 (en) * | 2016-05-02 | 2017-11-02 | Keller Hcw Gmbh | Method for Noncontact, Radiation Thermometric Temperature Measurement |
| US10495517B2 (en) * | 2016-05-02 | 2019-12-03 | Keller Hcw Gmbh | Method for noncontact, radiation thermometric temperature measurement |
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| JP3605953B2 (en) | 2004-12-22 |
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