JP3569383B2

JP3569383B2 - Semiconductor laser control method and apparatus

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Publication number: JP3569383B2
Application number: JP07449796A
Authority: JP
Inventors: 秀利江間; 雅章石田; 成博増井
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1996-03-28
Filing date: 1996-03-28
Publication date: 2004-09-22
Anticipated expiration: 2016-03-28
Also published as: JPH09266341A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、レーザプリンタ、デジタル複写機、光ディスク装置、光通信装置等における光源として用いられる半導体レーザを駆動制御するための半導体レーザ制御方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体レーザは極めて小型であって、かつ、駆動電流により高速に直接変調を行うことができるので、近年、レーザプリンタ等の光源として広く使用されている。
【０００３】
しかし、半導体レーザの駆動電流と光出力との関係は、温度により著しく変化するので、半導体レーザの光強度を所望の値に設定しようとする場合に問題となる。この問題を解決して半導体レーザの利点を活かすために、従来、様々なＡＰＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒｏｌ）回路が提案されている。
【０００４】
このＡＰＣ回路は以下の▲１▼〜▲３▼の３つの方式に大別される。
▲１▼ 半導体レーザの光出力を受光素子によりモニタし、この受光素子に発生する半導体レーザの光出力に比例する受光電流に比例する信号と、発光レベル指令信号とが等しくなるように、常時、半導体レーザの順方向電流を制御する光・電気負帰還ループにより半導体レーザの光出力を所望の値に制御する方式。
▲２▼ パワー設定期間内には半導体レーザの光出力を受光素子によりモニタし、この受光素子に発生する受光電流（半導体レーザの光出力に比例する）に比例する信号と、発光レベル指令信号とが等しくなるように半導体レーザの順方向電流を制御し、パワー設定期間外にはパワー設定期間中に設定した半導体レーザの順方向の値を保持することにより、半導体レーザの光出力を所望の値に制御するとともに、パワー設定期間外にはパワー設定期間中に設定した半導体レーザの順方向電流を情報に基づいて変調することにより半導体レーザの光出力に情報を載せる方式。
▲３▼ 半導体レーザの温度を測定し、その測定した温度信号によって半導体レーザの順方向電流を制御したり、又は、半導体レーザの温度を一定とするように制御することで、半導体レーザの光出力を所望の値に制御する方式。
【０００５】
半導体レーザの光出力を所望の値とするためには、▲１▼の方式が望ましい。しかし、受光素子の動作速度や、光・電気負帰還ループを構成している増幅素子の動作速度等の限界により制御速度に限界が生じる。例えば、制御速度の目安として、光・電気負帰還ループの開ループでの交叉周波数を考慮した場合、この交叉周波数をｆ_０としたとき、半導体レーザの光出力のステップ応答特性は、
Ｐ_ｏｕｔ＝Ｐ_０｛１−ｅｘｐ（−２πｆ_０ｔ）｝
Ｐ_ｏｕｔ；半導体レーザの光出力
Ｐ_０；半導体レーザの設定された光強度
ｔ；時間
により近似される。
【０００６】
半導体レーザの多くの使用目的では、半導体レーザの光出力を変化させた直後から、設定された時間τ_０が経過するまでの全光量（光出力の積分値∫Ｐ_ｏｕｔ・ｄｔ）が所定の値となることが必要とされ、
∫Ｐ_ｏｕｔ・ｄｔ
＝Ｐ_０・τ_０｛１−（１／２πｆ_０τ_０）［１−ｅｘｐ（−２πｆ_０τ_０）］｝
のような式で表される。
【０００７】
仮に、τ_０＝５０ｎｓ、誤差の許容範囲を０．４％とした場合、ｆ_０＞８００ＭＨｚとしなければならず、これは極めて困難である。
【０００８】
また、▲２▼の方式では、▲１▼の方式による上記のような問題は発生せず、半導体レーザを高速に変調することが可能であるので多用されている。しかし、この▲２▼の方式によると、半導体レーザの光出力を常時制御している訳ではないので、外乱等により容易に半導体レーザの光量変動を生じてしまう。外乱としては、例えば、半導体レーザのドゥループ特性があり、半導体レーザの光量はこのドゥループ特性により容易に数％程度の誤差を生じてしまう。半導体レーザのドゥループ特性を抑制する試みとして、半導体レーザの熱時定数に半導体レーザ駆動電流の周波数特性を合わせて補償する方法などが提案されているが、半導体レーザの熱時定数は各半導体レーザ毎に個別にばらつきがあり、また、半導体レーザの周囲環境により異なる等の問題がある。
【０００９】
このような点を考慮した改良方式が、例えば、特開平２−２０５０８６号公報により提案されている。同公報によれば、図９に示すように、半導体レーザ１の光出力を受光素子２によりモニタし、その出力と発光レベル指令信号（ＤＡＴＡ）とが等しくなるように、常時、半導体レーザ１の順方向電流を制御する光・電気負帰還ループ３と、発光レベル指令信号（ＤＡＴＡ）を半導体レーザ１の順方向電流に変換する電流駆動部４とを有し、光・電気負帰還ループ３の制御電流と電流駆動部４により生成された駆動電流の和（又は、差）の電流によって半導体レーザ１の光出力を制御する方式が開示されている。図示例では、前記光・電気負帰還ループ３は半導体レーザ１と受光素子２とＩ_ＤＡ１なる定電流源５と反転増幅器６とにより構成され、この反転増幅器６の出力により、抵抗Ｒ_ｅとともに半導体レーザ１に直列に接続された駆動トランジスタ７を駆動制御するように構成されている。また、電流駆動部４はＩ_ＤＡ２なる定電流源８により構成されている。
【００１０】
これによれば、半導体レーザ１を電流駆動部４により直接駆動する電流に相当する光出力をＰ_Ｓとした場合、半導体レーザ１の光出力のステップ応答特性は、
Ｐ_ｏｕｔ＝Ｐ_０＋（Ｐ_Ｓ −Ｐ_０）｛１−ｅｘｐ（−２πｆ_０ｔ）｝
で近似される。Ｐ_Ｓ≒Ｐ_０であれば、瞬時に半導体レーザの光出力がＰ_０に等しくなるので、ｆ_０の値は光・電気負帰還ループ３のみの場合に比べて小さくてよい。図１０（ａ）が光・電気負帰還ループ３のみによる場合の光出力の変化の様子を示すのに対し、図１０（ｂ）は電流駆動部４による定電流分Ｉ_ＤＡ２が付加された場合の光出力の変化の様子を示す。現実的には、ｆ_０＝４０ＭＨｚ程度であればよく、この程度の交叉周波数であれば容易に実現できる。
【００１１】
次に、レーザプリンタを例に採り、１ドット多値化技術の経緯について説明する。レーザプリンタは、当初、ラインプリンタに代わるノンインパクトプリンタとして開発されたが、レーザプリンタの高速高解像性からイメージプリンタとしての適用が早くから検討され、ディザ法をベースとした様々な記録方法が実用化されている。また、近年の半導体技術の急速な進展により、処理可能な情報量が急速に増大し、レーザプリンタにおいては、１ドット多値化技術が実用化され、より確実にイメージプリンタとしての地位を固めつつある。しかしながら、現行の多値化レベルはハイエンド機においては８ビット相当の出力レベルを備えているが、ローエンド機では高々数値程度に抑えられている。これは、一因としては情報量の多さもあるが、主として、１ドット多値化出力を実現する半導体レーザ制御変調部の回路規模が大きく高価であることによる。
【００１２】
現在、１ドット多値化出力を行う半導体レーザ制御変調方式としては、
Ａ．光強度変調方式
Ｂ．パルス幅変調方式
Ｃ．パルス幅強度混合変調方式
が提案されている。
【００１３】
Ａ．光強度変調方式（ＰＭ＝ＰｏｗｅｒＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
光出力自身を変化させて記録する方式であり、中間露光領域を利用して中間調記録を実現するため、印字プロセスの安定化が重要な要件であり、印字プロセスに対する要求が厳しくなる。しかしながら、半導体レーザの制御変調は容易となる。
【００１４】
Ｂ．パルス幅変調方式（ＰＷＭ＝ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
光出力レベルとしては２値であるが、その発光時間（つまり、パルス幅）を変化させて記録する方式であるので、ＰＭ方式と比較すると、中間露光領域の利用度が少なく、さらに、隣接ドットを結合させることにより中間露光領域を一層低減させることが可能となる（印字プロセス安定性に対する要求が低減する）。しかし、パルス幅設定を８ビット、かつ、隣接ドット結合を実現する場合には半導体レーザ制御変調部の構成は複雑となる。
【００１５】
Ｃ．パルス幅強度混合変調方式（ＰＷＭ＋ＰＭ方式）
ＰＭ方式では印字プロセスの安定化への要求が厳しくなり、ＰＷＭ方式では半導体レーザ制御変調部が複雑となる問題を有することから、これらのＰＭ方式とＰＷＭ方式とを組み合わせた方式であり、例えば、特開平６−３４７８５２号公報中に開示されている。
【００１６】
この変調方式は、基本的には２値記録方式であり、印字プロセスに対して安定であるＰＷＭ方式を基調とし、そのパルス間の移り変わり部をＰＭ方式により補完する方式である。この変調方式は、同じ階調数を実現する場合、各々単独の変調方式に比較して、必要となるパルス幅数、パワー値数が組み合わせることにより少なくなるので、各々の方式分の構成を容易に達成でき、印字プロセスに対して安定であると同時に集積化に適しており、小型化・低コスト化を図ることができる。
【００１７】
このような変調方式を実現するため、半導体レーザ制御装置には、基本的には図１１に示すような画像データと画素クロックとを入力とするパルス幅生成部及びデータ変調部１１が設けられ、このパルス幅生成部及びデータ変調部１１が図９に例示したような回路構成の半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２に対する発光レベル指令信号なるＤＡＴＡを出力するように構成されている。即ち、入力される画像データに従ってパルス幅生成部及びデータ変調部１１によりＰＷＭ方式を基調とし、その移り変わり部をＰＭ方式により補完する。その半導体レーザの光出力波形の基本概念図を図１２に示す。図１２にはパルス幅３値、パワー６値の合計１８階調を出力する場合における半導体レーザの光出力波形を模式的に示すものである。
【００１８】
この変調方式は、図示のように基本的にはＰＷＭ方式であるので、中間露光領域を利用するパワー変調部は最小パルス幅で出力する必要がある。このような光出力を得るためには、例えば、図１３に示すようにパルス幅をＰＷＭとすると、ＰＷＭ_ＯＵＴとＰＷＭ_ＯＵＴ＋ＰＭ_ＯＵＴ（ＰＭ_ＯＵＴは最小パルス幅）、又は、ＰＷＭ_ＯＵＴとＰＭ_ＯＵＴ（ＰＭ_ＯＵＴは最小パルス幅）との２パルスを生成すればよい。ＰＷＭ_ＯＵＴのパルスにおいて全ビットをＨレベルにし、ＰＭ_ＯＵＴのパルスにおいてデータに従って各ビットをオン・オフさせれば、図１２や図１３に示すような光出力の波形を得ることができる。図１２中、上段が右寄せの右モード、下段が左寄せの左モードを示す。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
このような技術的背景を考えた場合、常時最適化された理想的な光出力の波形を高速制御下に得るためには、図１０（ｂ）中に示すＰ_Ｓ分を適正に設定し、より矩形波に近付けることが重要といえる。特に、図１２等で説明したパルス幅強度混合方式を用いてより多階調の変調を実現しようとする場合には重要となる。
【００２０】
ここに、半導体レーザはその一般的な特性として、図１４に示すような温度による動作電流変化特性、図１５に示すような経時変化（特に、微分量子効率の変化）による動作電流変化特性がある。この内、温度による動作電流変化特性に関しては図９中に示したような光・電気負帰還ループ３を常に動作させることにより半導体レーザ１の発振閾値電流Ｉｔｈが温度により変化してもその変化に制御系が追従するため、常に、制御系が発振閾値電流Ｉｔｈを半導体レーザ１の順方向電流として流すことにより対処される。
【００２１】
しかし、経時変化、特に、微分量子効率の変化に伴う動作電流変化特性は、図示の如く、一般に、温度による場合よりも大きな変化特性を示す。この変化特性が、図１０（ｂ）中に示すＰ_Ｓ分に影響を及ぼし、得ようとする光出力Ｐ_ｏｕｔに対して大きすぎてオーバシュートを生じたり、小さすぎたりして高速制御に支障を来す等の不都合がある。
【００２２】
つまり、上述したような技術的背景においては、半導体レーザの微分量子効率の検出精度に関して特に工夫されておらず、その検出精度が悪く、自由度が少ないため、光出力波形を理想的な矩形波に近付ける点で不十分となっている。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子と、誤差増幅部とで光・電気負帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、前記誤差増幅部の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部として構成されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方向電流として流す電流駆動部と、前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、この微分量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、タイミング生成部と、をバイポーラトランジスタにより集積化させた１チップの集積回路として備え、イニシャライズ時に前記タイミング生成部により前記誤差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信号を生成し、そのタイミング信号に基づき前記微分量子効率検出部により前記半導体レーザの微分量子効率を検出し、各タイミングでの検出結果を前記メモリ部に記憶し、このメモリ部に記憶された検出結果に従い発光指令信号に対応する電流を設定するようにした。
【００２４】
請求項５記載の発明は、入力データに基づいて、前記入力データに対しパルス幅変調と強度変調とを同時に行う発光指令信号を生成するパルス幅変調・強度変調信号生成部と、半導体レーザと、この半導体レーザの光出力をモニタする受光素子と、誤差増幅部とで光・電気負帰還ループを形成して前記受光素子から得られる前記半導体レーザの光出力に比例した受光信号と前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号とが等しくなるように前記半導体レーザの順方向電流を制御する誤差増幅部と、前記誤差増幅部の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部として構成されて前記パルス幅変調・強度変調信号生成部から与えられる発光指令信号に応じた駆動電流を前記半導体レーザに順方向電流として流す電流駆動部と、前記半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、イニシャライズ時にこの微分量子効率検出部の検出動作を制御するタイミング信号を生成するタイミング生成部と、前記微分量子効率検出部の各タイミングでの検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして前記電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、をバイポーラトランジスタにより集積化させた１チップの集積回路として備えている。
【００２５】
従って、これらの請求項１や請求項５記載の発明によれば、省電力化や小型化を図る上で好ましいバイポーラトランジスタにより集積化させた１チップの集積回路において、経時変化に伴う半導体レーザの微分量子効率の変化を、電源投入時やリセット解除時といったイニシャライズ時に検出して最適な電流加算値を設定し直すことにより、光・電気負帰還ループなる制御部による高速制御分を極力少なくすることができ、半導体レーザの光出力波形をオーバシュートやアンダシュートのない、理想の方形波に近付け、常時、最適化された理想的な光出力波形が得られる。
【００２６】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、電流駆動部は、誤差増幅部内における電圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値となり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記差動回路の電流を設定するものとし、イニシャライズ時において、或るタイミングＴ０に半導体レーザの光出力を所望の最大値とし前記タイミングＴ０から或る一定時間経過したタイミングＴ１に前記半導体レーザの光出力を所望の最小値として、前記タイミングＴ１とこのタイミングＴ１より或る一定時間経過したタイミングＴ２との間に前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動作させて電流を設定するようにしている。
【００２７】
従って、所望の高速電圧シフト量の最大値を検出することにより、光出力波形を理想的な方形波に近付け得る１手段を提供できる。
【００２８】
請求項２や請求項７記載の発明は、タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成するようにしている。従って、例えば遅延回路により構成した場合、光・電気負帰還ループの制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ‐受光素子の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積化された回路のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００２９】
請求項３や請求項８記載の発明は、タイミング生成部が発振回路を含み、この発振回路の発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成するようにしている。従って、タイミング生成部に発振回路を用いることにより、生成すべきタイミング数が多い場合であっても唯一の外付けコンデンサを設けるだけでそのタイミングを自在に設定できる。さらには、そのコンデンサの容量を変更するだけで、周波数特性を補償する回路も不要にできる。
【００３０】
請求項４や請求項９記載の発明は、タイミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッチ回路がタイミング信号を生成するようにしている。従って、発振回路に対してフリップフロップではなくラッチ回路を組み合わせることにより、素子を削減した回路構成とすることができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態を図１ないし図６に基づいて説明する。本発明の半導体レーザ制御装置は、例えば、レーザプリンタ等における光書込用に用いられる半導体レーザの光出力を制御するための制御装置として適用されている。ここに、本実施の形態にあっても基本的には前述したようなパルス幅強度混合変調方式や、光・電気負帰還ループの負担を軽減させる光・電気負帰還ループ＋加算電流値制御方式を踏襲しており、図９ないし図１５で示した部分と同一部分は同一符号を用いて示す。
【００３２】
即ち、本実施の形態における半導体レーザ制御装置１３は、概略的には、図１１に示したように、パルス幅生成部及びデータ変調部１１と半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２とにより構成されている。ここに、前記半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２は、図９に示したように光・電気負帰還ループ３と電流駆動部４とを主体として構成されている。これにより、パルス幅生成部及びデータ変調部１１によって既にＰＷＭ変調を受けたデータが定電流源５，８に入力され、定電流源５の電流値Ｉ_ＤＡ１は反転増幅器６、半導体レーザ１、受光素子２を介して光・電気負帰還ループ３を形成し、定電流源８の電流値Ｉ_ＤＡ２は半導体レーザ１の順方向電流となり高速に半導体レーザ１の光出力に変換されることで、高速に半導体レーザ１の制御及び駆動が可能となる。この場合、電流駆動部４として機能する定電流源８による電流Ｉ_ＤＡ２、従って、光出力Ｐ_Ｓの値を所望の値に設定することで、前述したように半導体レーザ１の光出力を高速にＰＷＭ及びＰＭ変調することが可能とされている。
【００３３】
図１に、本実施の形態における半導体レーザ制御装置１３の、より詳細な構成例を示す。まず、本実施の形態では、入力データをパルス幅変調データと強度変調データとに変換した複数のパルスを生成するパルス幅生成部及びデータ変調部１１と半導体レーザ制御部及び駆動部１２とが、その一部の構成要素を除く殆どの要素に関して１チップの集積回路２０として集積化されて構成されている。より詳細には、一部の回路構成に関して後述する如く、バイポーラトランジスタにより１チップ化されている。ここに、パルス幅生成部及びデータ変調部１１に関しては、特に詳述しないが、例えば、タイミングの異なる複数のパルスを生成するＰＬＬ構成のパルス生成手段と、入力された画像データをパルス幅変調データと強度変調データとに変換する論理記述を含むデータ変換部と、このデータ変換部から得られるパルス幅変調データに従ってパルス生成手段の出力中からパルスを選択するパルス幅変調部等を備えて構成されるが、これらの論理記述等を実行するバイポーラトランジスタによる回路構成とされている。
【００３４】
以下では、半導体レーザ制御部及び駆動部１２側について説明する。まず、光・電気負帰還ループ３は、発光指令信号設定部２１と発光指令信号生成部２２と誤差増幅器２３（反転増幅器６に相当する）と電流駆動部２４と半導体レーザ１と受光素子２とにより構成されている。動作としては、変調されたデータに従って発光指令信号生成部２２にて生成された電流と、半導体レーザ１の光出力に比例して受光素子２より出力されるモニタ電流とを比較し、その誤差分を誤差増幅器２３及び電流駆動部２４を介して半導体レーザ１の順方向電流に変換することにより光・電気負帰還ループ３を構成する。ここで、一般に半導体レーザ１の微分量子効率や受光素子２の光・電気変換受光感度には素子ばらつきがあるので、各々の特性に合わせて、電流値を設定する必要がある。このような素子ばらつきに関しては、前記発光指令信号設定部２１において、半導体レーザ１が所望の光出力となるように外部からの電流設定信号により電流値Ｉ_ＤＡ１、即ち、直流動作的には受光素子２のモニタ電流値を設定することにより、個体差を吸収して半導体レーザ１が常に所望の光出力となるように設定することが可能となる。
【００３５】
前記電流駆動部２４は、例えば差動スイッチ構成で前記誤差増幅器２３の出力を所望の電位分瞬時に電圧シフトする電圧シフト部２５として構成されている。この電圧シフト部２５による電圧シフトは、瞬時に半導体レーザ１の順方向電流となり、半導体レーザ１の光出力の高速変調が可能とされている。特に、光・電気負帰還ループ３なる制御系内にこの電流駆動部２４として機能する電圧シフト部２５を有して光・電気負帰還ループ３側と同一の出力部を持たせることにより、回路を構成する上で、素子数の低減と消費電力の低減とを図れる。
【００３６】
図２に誤差増幅器２３及び電圧シフト部２５のバイポーラトランジスタを用いた回路構成例を示す。まず、発光指令信号生成部２２にあるＰＤ端子において、この発光指令信号生成部２２中のＤ／Ａ変換部により入力されたデータを電流Ｉ_ＤＡ１に変換し、受光素子２より半導体レーザ１の光出力に比例して流れるモニタ電流Ｉ_ＰＤと比較し、その結果を発光指令信号生成部２２中のトランジスタＱ_１のベースにおいて検出する。この結果をトランジスタＱ_２，Ｑ_３等で構成される差動アンプ４１に入力し、その出力を抵抗Ｒ_１を介してＬＤ端子より半導体レーザ１の順方向電流とする光・電気負帰還ループ３を構成している。ここに、差動アンプ４１よりＬＤ端子に至る間に、トランジスタＱ_４，Ｑ_５，抵抗Ｒ_２等で構成されて差動回路となる差動スイッチ４２によりその出力を所望の電位分、瞬時に電圧シフトするように電圧シフト部２５が構成されている。この電圧シフトは、トランジスタＱ_６〜Ｑ_８等で構成されるエミッタフォロワ４３を介して瞬時に半導体レーザ１の順方向電流となる。ここに、本実施の形態においては、前述したように、最終的に半導体レーザ１を駆動する駆動トランジスタ７と抵抗Ｒ_ｅとを集積回路２０に対して外付けとしており、この駆動トランジスタ７と抵抗Ｒ_ｅには、半導体レーザ１を駆動するために数十〜数百ｍＡ程度の電流を流す必要があるが、本実施の形態のような構成の場合、半導体レーザ制御部及び半導体レーザ駆動部１２内部における電流は、駆動部につながる出力部においてもせいぜい数ｍＡで十分であるので、消費電力が低減し、集積化が容易となる。図２に示す回路において、電流駆動部２４の電圧シフト量を決定しているのが、抵抗Ｒ_２，Ｒ_３、トランジスタＱ_９等であるが、上述したように半導体レーザ１の微分量子効率には素子ばらつきがあり、また、経時変化による効率劣化があるため、半導体レーザ１の微分量子効率を検出し、この電圧シフト量を設定する構成とすることにより、前述した図１０（ｂ）に示したような光出力Ｐ_Ｓが重畳された光出力を得ることができる。また、図２に示す回路において、トランジスタＱ_２，Ｑ_３等で構成される差動アンプ４１は、抵抗Ｒ_４において電源電圧Ｖｃｃよりの降下電圧としてその出力を構成しているが、光・電気負帰還ループ３は半導体レーザ１の光出力をリアルタイムで制御しているので、電源電圧変動も同時に制御している。また、受光素子２を経てＰＤ端子（発光指令信号生成部２２中のトランジスタＱ_４のベース電位）にて検出した結果を、差動アンプ４１に入力する過程で、トランジスタＱ_１１，Ｑ_１２，抵抗Ｒ_４を介して帰還をかけており、この差動アンプ４１の電圧ゲインを抵抗Ｒ_５，Ｒ_６の抵抗値により決定し、ゲインを小さくすることでこの差動アンプ４１の交叉周波数をより高くし制御速度を向上させている。
【００３７】
半導体レーザ１の微分量子効率を検出し、電圧シフト量を設定する機能を実現するためのブロックが、図１中では、タイミング生成部３１、微分量子効率検出部３２、メモリ部３３及び加算電流設定部３４により構成されている。これにより、概略的には、タイミング生成部３１において誤差増幅器２３の制御速度より十分遅いタイミング信号を生成し、そのタイミングにおいて半導体レーザ１の微分量子効率を微分量子効率検出部３２により検出し、その検出結果をメモリ部３３に記録し、そのメモリ部３３のデータに従い、加算電流設定部３４の電流値を設定する。この動作は電源投入時若しくはリセット時（半導体レーザ１の光出力オフ時）といった所定のイニシャライズ時だけイニシャライズ動作として行われ、通常動作時には、加算電流設定部３４の電流値を保持する。
【００３８】
また、タイミング生成部３１に対してはスタートアップ部３５が接続されている。このスタートアップ部３５は、電源投入時に電源電圧がまだ所定の値に達するまでの期間に、半導体レーザ１に過大電流が流れることにより発生する半導体レーザ１の劣化や破損からの保護と、前記タイミング生成部３１において必要なイニシャライズ開始信号の生成を行う役目を担う。このスタートアップ部３５に設定される或る設定電位は、なるべく電源電圧の所定の電位に近い電位に設定される。例えば、電源電圧の所定の電位が５．０Ｖの場合において、或る設定電位が２〜３Ｖ程度に設定した場合にはまだ回路全体が所望の動作をしているとはいえないが、４．５Ｖ程度に設定すればほぼ回路全体が所望の動作をしていると考えてよく、より安全に半導体レーザ１の保護とイニシャライズ開始信号の生成とを行うことができる。具体的制御としては、受光素子２の端子の電位を強制的にＨレベルとすることにより誤差増幅器２３の出力が強制的なＬレベルとされ、半導体レーザ１の順方向電流が流れないように抑制することで半導体レーザ１の保護を行う。また、同時に、後述するように、ＴＤＳＴＡＲＴ端子の電位を強制的にＨレベルとすることで、前記タイミング生成部３１における発振回路（後述する）を強制的に発振しないように抑制する。そして、電源電圧（ここでは、Ｖｃｃ）が或る設定電位以上になると、半導体レーザ１の保護を解除して通常動作状態とし、かつ、前記タイミング生成部３１における発振回路の発振抑制を解除することにより発振開始信号とする。同時に、前記タイミング生成部３１の電流源を生成するＶＰＴＤＳＴＡＲＴ端子電位を出力する。
【００３９】
前記タイミング生成部３１は、例えば、遅延回路を用いて構成することも可能であるが、本実施の形態では、発振回路３６とバイアス回路（図示せず）とラッチ回路３７とにより構成されている。概略的には、発振回路３６において生成された発振信号をラッチ回路３７にてラッチし、ラッチしたデータを次段に順次伝達することにより、例えば、Ｔ０〜Ｔ５なる６個のタイミング信号を生成し、最終タイミングと同時に前記発振回路３６を強制的に発振しないように抑制する構成とされている。
【００４０】
前記微分量子効率検出部３２は、例えば、前記誤差増幅器２３の誤差出力中のピーク値を検出するサンプルホールド回路３８と、このサンプルホールド回路３８の出力値を所定値と比較する比較器３９とにより構成されている。
【００４１】
前記メモリ部３３は、前記比較器３９の比較結果を前記タイミング生成部３１により生成されるタイミングＴ１〜Ｔ５に同期して保持する機能を有する。前記加算電流設定部３４は、例えば、５ビットのＤ／Ａ変換器４０により構成されている。
【００４２】
次に、これらの各部の構成、作用等について説明する。まず、前記発振回路３６のバイポーラトランジスタによる回路構成例を図３に示す。また、イニシャライズ時の概略動作を図５に示す。トランジスタＱ_２２のコレクタ電位Ｖ_Ｑ２２Ｃが図４中の発振動作として表され、このトランジスタＱ_２２のコレクタ電流が、トランジスタＱ_２４，Ｑ_２５で構成される差動スイッチ４６によりオン、オフし、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流がオンの時にトランジスタＱ_２１のコレクタ電流よりも大きい場合には、トランジスタＱ_２２のコレクタ電位Ｖ_Ｑ２２Ｃは、各々の電流がコンデンサＣ_１へのチャージ、ディスチャージを繰り返すことにより発振する。
【００４３】
まず、図４中に示すタイミング０、即ち、電源投入時より、前記スタートアップ部３５から発振開始タイミング信号ＴＳが送られてくるまでの間は、ＴＤＳＴＡＲＴ端子の電位は強制的にＨレベル（殆どＶｃｃと同電位）であり、また、ＶＰＴＤＳＴＡＲＴ端子は０Ｖであるので、ＶＰＴＤＳＴＡＲＴ端子より生成されるトランジスタＱ_２３のコレクタ電流は０であり、差動スイッチ４６もトランジスタＱ_２５がＬレベルであるが、トランジスタＱ_２３のコレクタ電流が０であるので、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流も０となっている。その後、発振開始タイミング信号ＴＳを過ぎると、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流が流れ始め、差動スイッチ４６においてトランジスタＱ_２５がＬレベルであるので、トランジスタＱ_２３のコレクタ電流がトランジスタＱ_２２，Ｑ_２６によるカレントミラー回路４７により折り返され、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流となる。このタイミングＴＳでは、電源部（図示せず）の電流は０であるので、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流がトランジスタＱ_２１のコレクタ電流より大きい場合にはトランジスタＱ_２２のコレクタ電位Ｖ_Ｑ２２Ｃ、即ち、ＴＤＳＴＡＲＴ端子電位は、徐々に低下する。そして、トランジスタＱ_２４のベース電位がトランジスタＱ_２５のべース電位と同電位若しくはより低下する瞬間に、差動スイッチ４６が動作し、トランジスタＱ_２４がオンとなりトランジスタＱ_２６のコレクタ電流、従って、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流がオフとなり、トランジスタＱ_２５のベース電位はトランジスタＱ_２４のコレクタ電流と抵抗Ｒ_１１とで決まる電位分上昇する。この瞬間が、タイミングＴ０である。
【００４４】
タイミングＴ０を過ぎると、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流がオフとなるので、トランジスタＱ_２２のコレクタ電位Ｖ_Ｑ２２Ｃ、即ち、ＴＤＳＴＡＲＴ端子電位は、徐々に上昇する。そして、トランジスタＱ_２４のベース電位がトランジスタＱ_２５のベース電位と同電位若しくはより上昇する瞬間に、差動スイッチ４６が反転し、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流がオンとなる発振動作を繰り返す。この発振の振幅は、トランジスタＱ_２４のコレクタ電流と抵抗Ｒ_１１とで決まる電位で決定され、周期はトランジスタＱ_２１のコレクタ電流、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流、コンデンサＣ_１の容量により決定され、これらの値を適正に決定することにより所望のタイミング信号を得ることができる。
【００４５】
このような動作において、トランジスタＱ_２２のコレクタ電流がトランジスタＱ_２１のコレクタ電流の丁度２倍の時、トランジスタＱ_２１のコレクタ電流と、（トランジスタＱ_２２のコレクタ電流）−（トランジスタＱ_２１のコレクタ電流）なる電流とが等しくなり、コンデンサＣ_１にチャージ、ディスチャージされる単位時間当たりの電荷量が等しくなるので、図４中に示すような、立上り時間と立下り時間とが等しい三角波となる。
【００４６】
このような発振回路３６の発振出力としてトランジスタＱ_２５のベースに方形波が得られ、電圧シフト、スイング量調整、反転なる処理がなされた後、図４中に示すトランジスタＱ_Ｘのエミッタ電位Ｖ_ＱＸＥの出力波形が得られる。
【００４７】
次に、前記ラッチ回路３７の１構成単位となるラッチ回路４８の回路構成例を図４に示す。前記ラッチ回路３７は、本実施の形態においては、タイミング信号Ｔ０〜Ｔ５を生成するため、ラッチ回路４８が６段に接続されて構成されるが、図４にその１構成単位となりタイミング信号Ｔ０生成用のラッチ回路４８を示す。図示例にあっては、複数のトランジスタ、抵抗を構成要素として構成されており、この内、トランジスタＱ_３１〜Ｑ_３３で１つのスイッチ４９ａを形成し、また、トランジスタＱ_３４〜Ｑ_３６で１つのスイッチ４９ｂを形成している。前記スイッチ４９ａにおいては、前記トランジスタＱ_３３のコレクタ電流がオンの時、トランジスタＱ_３１のベース電位、即ち、データをトランジスタＱ_３７のベース電位及びエミッタ電位に反転して出力する。また、スイッチ４９ｂにおいては、トランジスタＱ_３６のコレクタ電流がオンの時、トランジスタＱ_３４のベースがトランジスタＱ_３７のエミッタに接続されるので、出力をそのまま保持する動作となる。
【００４８】
トランジスタＱ_３３のベースをＣＬＫ、トランジスタＱ_３６のベースを／ＣＬＫ（信号に関して、“／”は反転を示す）、トランジスタＱ_３１のベースをＤＡＴＡ０、トランジスタＱ_３７のエミッタを出力Ｑとして、これらの関係を論理式で表すと、
Ｑ＝ＣＬＫ・ＤＡＴＡ０＋／ＣＬＫ・Ｑ
となる。
【００４９】
ここで、前述したようにトランジスタＱ_Ｘ（図５参照）のエミッタ電位Ｖ_ＱＸＥ、つまり、トランジスタＱ_３６のベース／ＣＬＫは、タイミングＴＳよりタイミングＴ０までＨレベルで出力保持状態にあり、また、トランジスタＱ_３８，Ｑ_３９等で構成される電流源５０は、スタートアップ部３５からのＶＰＴＤＳＴＡＲＴをベース電位とすることにより、タイミングＴＳまでは電流が０でタイミングＴＳとなる瞬間より電流が流れるので、出力ＱはタイミングＴ０までＨレベルとなっている。タイミングＴ０となると、出力Ｑが初めてＬレベルとなり、タイミングＴ０以降、トランジスタＱ_３１のベース（入力データ）がＬレベルであるので、出力ＱはＬレベルの状態を保持する。この状態を、図５中のトランジスタＱ_３７のエミッタ電位Ｖ_Ｑ３７Ｅ（タイミング信号Ｔ０）の波形として示す。
【００５０】
図示しない次段では、ＣＬＫを反転入力し、トランジスタＱ_３７のエミッタ電位Ｖ_Ｑ３７ＥをＤＡＴＡ１とすると、
Ｑ′＝／ＣＬＫ・ＤＡＴＡ１＋ＣＬＫ・Ｑ′
とすることで、図５中にＶ_{Ｑ３７（１）Ｅ}で示すタイミング信号Ｔ１を得ることができる。
【００５１】
以下、同様にタイミング信号Ｔ２〜Ｔ５を得ることができる。図５中のＶ_{Ｑ３７（ｎ）Ｅ} における“ｎ”は段数１〜５を示す。
【００５２】
さらに、タイミング信号Ｔ５を生成する最終段のラッチ回路において、そのベースがデータ入力部であるトランジスタ（図４中のトランジスタＱ_３１に相当）のコレクタ電流をトランジスタ等を介して発振回路３６中のトランジスタＱ _２３のベース電流、即ち、この発振回路３６を駆動させる電流とすることで、タイミングＴＳよりタイミングＴ５までは電流を流すが、タイミングＴ５となる瞬間にトランジスタＱ _２３のベース電流、従って、コレクタ電流をオフさせることが可能となる。
【００５３】
つまり、必要なタイミング信号を生成する間のみ発振し、所望のタイミング信号を生成し終わると同時に発振を停止することで、発振回路３６の発振動作が他の回路に雑音や電流変動等の悪影響を及ぼさない回路構成とされている。また、前述したようなタイミング信号Ｔ０〜Ｔ５を生成するためには遅延回路等を用いて構成することも可能であるが、本実施の形態のように、発振回路３６を用いて構成することにより、唯一、コンデンサＣ_１をＬＳＩ（集積回路２０）外の外付け素子とすることで多数のタイミング信号を生成する場合であっても、発振回路３６のタイミングを自在に設定することができる。もっとも、タイミング生成部３１を遅延回路を用いて構成した場合、タイミングを自在に設定するためには各々のタイミングを決定する外付け素子を必要とするが、必要とするタイミング数が少ない場合には遅延回路を用いるほうがラッチ回路を必要としない利点がある。何れにしても、光・電気負帰還ループ３の制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ１・受光素子２の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積回路２０のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００５４】
また、一般に、半導体レーザ１・受光素子２間には、周波数特性が存在し、この周波数特性が、上述の制御系（光・電気負帰還ループ３）の動作や上述のタイミング設定に影響を及ぼさない良好な特性である場合には問題はないが、この周波数特性がよくない場合には、もし、上述のタイミングが一定である場合には、この半導体レーザ１・受光素子２間の周波数特性を補償するための回路を追加するか、或いは、上述のタイミングを十分遅くなるように設定する必要がある。しかし、このようなタイミングを十分に遅く設定すると、それだけイニシャライズの時間が長くなってしまい、かといって、周波数特性補償回路を付加すると素子数が増えてしまい、何れにしても好ましくない。この点、本実施の形態のように、タイミング生成部３１を発振回路３６を用いて構成することにより、コンデンサＣ_１の容量を変更するだけで周波数特性を補償するための回路を必要とせず、かつ、全てのイニシャライズ時間が長くなることもないので、素子数を低減させつつ効率的なイニシャライズを行わせることができる。さらに、このような発振回路３６を用いてタイミング信号を生成する場合、通常は、フリップフロップを用いるが、本実施の形態のように必要段数のラッチ回路４８を組み合わせたラッチ回路３７を用いることにより、素子数を低減させ得る。
【００５５】
次に、これらのタイミング信号により制御されるイニシャライズ時の概略動作を図５のタイムチャート、図６に示す微分量子効率検出部３２の回路構成例を参照して説明する。まず、半導体レーザ１の光出力を、タイミングＴＳに強制的なオフ状態より所望の最大発光状態とする。この最大発光値は、発光指令電流生成部２２において既に設定されているものとする。そして、タイミングＴ０に入力データを全て０としてオフセット発光状態とし、この状態をタイミングＴ５まで維持した後、タイミングＴ５以降を本来の入力データを受け付ける通常動作状態とする。光・電気負帰還ループ３を動作させるためには、半導体レーザ１の光出力を完全にオフにはさせず、わずかに光らせるオフセット発光が必要であり、実際には、半導体レーザ１の光出力は、設定した最大発光とオフセット発光との間で光・電気負帰還ループ３により制御される。
【００５６】
半導体レーザ１の光出力は、イニシャライズ時、即ち、電源投入時やリセット解除時において、必ず、図５に示すようなシーケンス動作を実行することにより微分量子効率をその度に検出し、適切な加算電流値を設定する。
【００５７】
図５中に示すような最大発光とオフセット発光との差分、即ち、動作電流Ｉｏｐ−発振閾値電流Ｉｔｈが微分量子効率であるので、微分量子効率検出部３２中のサンプルホールド回路３８においてこの差分を検出する。概略動作としては、この差分は電圧としては抵抗Ｒ _１（図２参照）の端子間電圧であり、電流駆動部２４なる電圧シフト部２５が動作していない状態においては誤差増幅器２４におけるトランジスタＱ _１２のエミッタ電位出力であるので、最大発光時のこのトランジスタＱ _１２のエミッタ電位をサンプルホールドし、タイミングＴ０においては０であった電圧シフト部２５の電位シフト量を加算電流設定部３４により徐々に変化させて、前記差分を、電圧シフト部２５における抵抗Ｒ _２の電位変化とすることにより微分量子効率を検出する。
【００５８】
詳細には、トランジスタＱ _１２のエミッタ電位、即ち、ＶＣＯＭＰ端子はトランジスタＱ_４２のエミッタフォロワ５１を介してトランジスタＱ_４３のベース電位となる。このトランジスタＱ_４３のベース電位はトランジスタＱ_４５等で構成される電流源５２の電流が流れている間は、トランジスタＱ_４１，Ｑ_４６，Ｑ_４７，Ｑ_４８等で構成されるボルテージフォロワ５３によりトランジスタＱ_４４のベース電位と同電位となる。タイミングＴ０で電流源５２の電流をオフさせると、トランジスタＱ_４３のベース電位の変化はＶＣＯＭＰ端子の電位変化をそのまま示すが、トランジスタＱ_４４のベース電位はコンデンサＣ_２の容量が大きいほど変化せず、タイミングＴ０におけるトランジスタＱ_４３のベース電位、つまり、最大発光時のトランジスタＱ _１２（図２参照）のエミッタ電位をサンプルホールドすることが可能となる。図５中の下部にこれらのトランジスタＱ_４３，Ｑ_４４によりサンプルホールドされる概略波形を示す。
【００５９】
サンプルホールドされたこれらのトランジスタＱ_４３，Ｑ_４４のベース電位をトランジスタＱ_４９，Ｑ_５０等による比較器３９に入力してその大小を比較し、比較結果をタイミング信号Ｔ１〜Ｔ５に同期してメモリ部３３にて保持する。従って、このメモリ部３３は、特に構成例を図示しないが、比較器３９の比較出力をタイミング信号Ｔ１〜Ｔ５に同期して保持し得る機能を有していればよく、例えば、タイミング生成部３１で用いたような５段のラッチ回路で構成し、比較器３９の比較においてトランジスタＱ_４３側のベース電位がトランジスタＱ_４４側のベース電位よりも高い場合にＬレベルを出力するように構成すればよい。
【００６０】
加算電流設定部３４は、２段の差動スイッチで構成される５個のスイッチと、これらのスイッチ部の電流源に電流を供給するカレントミラー回路と、各スイッチ部の出力を加算して電流駆動部（電圧シフト部２５）の出力とするカレントミラー回路とにより構成されている。ここに、５個のスイッチ部により基本的に５ビットのＤ／Ａ変換器４０が構成され、これらのスイッチ部の電流源は、最小ビット電流をＩ１とすると、次のビットのスイッチ部では２＊Ｉ１、さらに上位ビットのスイッチ部毎に４＊Ｉ１，８＊Ｉ１，１６＊Ｉ１となるように設定されている。これにより、スイッチ部全体の出力電流としては最大３１＊Ｉ１となり、この時に、電流駆動部（電圧シフト部２５）において設定される最大電流（最大電圧）が、前述した（動作電流Ｉｏｐ）−（発振閾値電流Ｉｔｈ）の最大値よりも大きくなるように設定する。
【００６１】
ここで、タイミングＴ０に、図５に示すように半導体レーザ１の光出力を最大発光状態よりオフセット発光状態とすると同時にスイッチ部の最上位ビットの電流を強制的に出力する。この状態では、最大発光状態からオフセット状態となって最上位ビットのスイッチ部の電流を強制的に出力することにより電圧シフト部の端子間電位にも電位変化を生ずるので、光・電気負帰還ループ３なる制御系により半導体レーザ１の光出力がオフセット発光状態となるように制御が働くので、これらの電位変化の差分を補うように変化する。このような変化分を微分量子効率検出部３２において検出しその出力を最大発光状態と比較し、その比較結果をメモリ部３３に格納する。メモリ部３３ではこの結果をタイミングＴ１においてラッチし、加算電流設定部３４の最上位ビットのスイッチ部を再設定し、最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとする。ここで、タイミングＴ１−Ｔ０は、この間に光・電気負帰還ループ３なる制御系が十分収束する時間に設定する必要がある。
【００６２】
タイミングＴ１においてもタイミングＴ０の場合と同様に、上位２ビット目を強制的に出力させ、タイミングＴ２にてその結果を再設定する。本実施の形態では、微分量子効率を５ビット分のＤ／Ａの精度で検出しているので、５ビット分、同様に繰り返して行う。この時のベース電位の変化の様子を図示すると、図５中の下部に示すトランジスタＱ_４４のベース電位の場合と同様になる。この場合の図示例は、下位ビットより順に
１，１，１，０，１
となった場合の波形を示している。
【００６３】
本実施の形態では、微分量子効率検出部３２及び加算電流設定部３４の検出精度を５ビットとしているが、さらにビット数を増やして検出精度を上げれば、図１０（ｂ）に示す光出力波形において、Ｐ_Ｓ分の光出力分が所望の光出力となり、光・電気負帰還ループ３なる制御系による光出力の制御分が少なくなり、光出力波形がより理想的な方形波に近付く。
【００６４】
また、本実施の形態では、電流駆動部２４を光・電気負帰還ループ３中に介在させた電圧シフト部２５により構成した例で説明したが、例えば、図７に示すように、光・電気負帰還ループ３から分離させて独立して電流駆動部２４を設けた構成としてもよい。さらには、発光指令信号生成部、発光指令信号設定部に関しても、図８に示すように、Ｉ_ＤＡ１専用の発光指令信号生成部２２ａ及び発光指令信号設定部２１ａと、Ｉ_ＤＡ２専用の発光指令信号生成部２２ｂ及び発光指令信号設定部２１ｂとに分けて構成してもよい。この場合、発光指令信号設定部２１ｂが加算電流設定部３４となる。
【００６５】
【発明の効果】
請求項１及び５記載の発明によれば、パルス幅変調・強度変調信号生成部と誤差増幅部と電流駆動部とともに、半導体レーザの微分量子効率を検出する微分量子効率検出部と、この微分量子効率検出部の検出結果を記憶するメモリ部と、このメモリ部に記憶された前記微分量子効率検出部の検出結果により最大電流に対応する電流が設定されており、発光指令電流生成部において既に設定された最大発光状態の電位より大きい場合にはオフ、小さい場合にはオンとして電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定する加算電流設定部と、タイミング生成部とをバイポーラトランジスタにより集積化させた１チップの集積回路として備え、イニシャライズ時にタイミング生成部により誤差増幅部の制御速度より十分に遅いタイミング信号を生成し、そのタイミング信号に基づき微分量子効率検出部により半導体レーザの微分量子効率を検出し、各タイミングでの検出結果をメモリ部に記憶し、このメモリ部に記憶された検出結果に従い電流駆動部において設定された最大電流に対応する電流を設定するようにしたので、省電力化や小型化を図る上で好ましいバイポーラトランジスタにより集積化させた１チップの集積回路において、経時変化に伴う半導体レーザの微分量子効率の変化を、電源投入時やリセット解除時といったイニシャライズ時に検出して最適な電流加算値を設定し直すことにより、光・電気負帰還ループなる制御部による高速制御分を極力少なくすることができ、半導体レーザの光出力波形をオーバシュートやアンダシュートのない、理想の方形波に近付け、常時、最適化された理想的な光出力波形を得ることができる。
【００６６】
請求項６記載の発明によれば、請求項５記載の発明において、電流駆動部は、誤差増幅部内における電圧シフト部であり、その電圧シフト量を変化させる差動回路を含んで光・電気負帰還ループ内に設けられ、加算電流設定部は、前記発光指令信号に対応する電流が最大の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最大値となり前記発光指令信号に対応する電流が最小の時に前記半導体レーザの光出力が所望の最小値となるように前記差動回路の電流を設定するものとし、イニシャライズ時において、或るタイミングＴ０に半導体レーザの光出力を所望の最大値とし前記タイミングＴ０から或る一定時間経過したタイミングＴ１に前記半導体レーザの光出力を所望の最小値として、前記タイミングＴ１とこのタイミングＴ１より或る一定時間経過したタイミングＴ２との間に前記微分量子効率検出部及び加算電流設定部を動作させて電流を設定するようにしたので、所望の高速電圧シフト量の最大値を検出することにより、光出力波形を理想的な方形波に近付け得る１手段を提供することができる。
【００６７】
請求項２や請求項７記載の発明によれば、タイミング生成部が外付け素子を含み、この外付け素子により設定されたタイミング信号を生成するようにしたので、例えば、タイミング生成部を遅延回路により構成した場合、光・電気負帰還ループの制御速度を自由に設定できる上に、半導体レーザ‐受光素子の周波数特性の影響を受けない光出力波形を得ることもでき、集積化された回路のイニシャライズ時間を最適化を図る上で都合がよい。
【００６８】
請求項３や請求項８記載の発明によれば、タイミング生成部が発振回路を含み、この発振回路の発振出力に基づき複数のタイミング信号を生成するようにしたので、タイミング生成部に発振回路を用いることにより、生成すべきタイミング数が多い場合であっても唯一の外付けコンデンサを設けるだけでそのタイミングを自在に設定でき、さらには、そのコンデンサの容量を変更するだけで、周波数特性を補償する回路も不要にすることができる。
【００６９】
請求項４や請求項９記載の発明によれば、タイミング生成部が、発振回路と多段のラッチ回路とを含み、前記発振回路の発振出力に基づき前記各ラッチ回路がタイミング信号を生成するようにしているので、発振回路に対してフリップフロップではなくラッチ回路を組み合わせることにより、素子を削減した回路構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態を示す概略ブロック図である。
【図２】誤差増幅部及び電圧シフト部の構成例を示す回路図である。
【図３】発振回路の構成例を示す回路図である。
【図４】ラッチ回路の構成例を示す回路図である。
【図５】各部の波形を示すタイムチャートである。
【図６】微分量子効率検出部の構成例を示す回路図である。
【図７】変形例を示す概略ブロック図である。
【図８】異なる変形例を示す概略ブロック図である。
【図９】従来の電流駆動部によるＩ_ＤＡ２加算方式を示す回路図である。
【図１０】Ｉ_ＤＡ２に伴うＰ_Ｓの有無による光出力制御例を示す特性図である。
【図１１】パルス幅強度混合方式用の構成例を示すブロック図である。
【図１２】パルス幅強度混合方式の光出力とドットイメージとの関係を示す模式図である。
【図１３】その波形生成法を示すタイムチャートである。
【図１４】温度による動作電流変化特性を示す特性図である。
【図１５】経時変化による動作電流変化特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１半導体レーザ
２受光素子
３光・電気負帰還ループ
２３誤差増幅部
２４電流駆動部
２５電圧シフト部
３１タイミング生成部
３２微分量子効率検出部
３３メモリ部
３４加算電流設定部
３６発振回路
３７ラッチ回路
４２差動回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a semiconductor laser control method and apparatus for driving and controlling a semiconductor laser used as a light source in a laser printer, a digital copying machine, an optical disk device, an optical communication device, and the like.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Semiconductor lasers are extremely small and can be directly modulated at high speed by a drive current. Therefore, in recent years, semiconductor lasers have been widely used as light sources for laser printers and the like.
[0003]
However, the relationship between the drive current and the light output of the semiconductor laser changes remarkably depending on the temperature, and this poses a problem when trying to set the light intensity of the semiconductor laser to a desired value. In order to solve this problem and utilize the advantages of the semiconductor laser, various APC (Automatic Power Control) circuits have been conventionally proposed.
[0004]
This APC circuit is roughly classified into the following three systems (1) to (3).
(1) The light output of the semiconductor laser is monitored by the light receiving element, and a signal proportional to the light receiving current proportional to the light output of the semiconductor laser generated in the light receiving element is always set to be equal to the light emission level command signal. A method in which the optical output of a semiconductor laser is controlled to a desired value by an optical / electrical negative feedback loop that controls the forward current of the semiconductor laser.
(2) During the power setting period, the light output of the semiconductor laser is monitored by the light receiving element, and a signal proportional to a light receiving current (proportional to the light output of the semiconductor laser) generated in the light receiving element, a light emission level command signal and By controlling the forward current of the semiconductor laser so that the values become equal, and maintaining the forward value of the semiconductor laser set during the power setting period outside the power setting period, the optical output of the semiconductor laser is set to a desired value. And the information is loaded on the optical output of the semiconductor laser by modulating the forward current of the semiconductor laser set during the power setting period based on the information outside the power setting period.
(3) The optical output of the semiconductor laser is measured by measuring the temperature of the semiconductor laser and controlling the forward current of the semiconductor laser based on the measured temperature signal or controlling the temperature of the semiconductor laser to be constant. To control to a desired value.
[0005]
In order to set the optical output of the semiconductor laser to a desired value, the method (1) is desirable. However, the control speed is limited by the operating speed of the light receiving element and the operating speed of the amplifier element forming the optical / electrical negative feedback loop. For example, when the crossover frequency of the open loop of the optical / electrical negative feedback loop is considered as a standard of the control speed, this crossover frequency is expressed as f₀  Then, the step response characteristic of the optical output of the semiconductor laser is
P_out= P₀｛1-exp (-2πf₀t)｝
P_outLight output of semiconductor laser
P₀    Set light intensity of the semiconductor laser
t: time
Is approximated by
[0006]
In many applications of the semiconductor laser, a set time τ is set immediately after the light output of the semiconductor laser is changed.₀  (The integral value of the light output ∫P_outDt) is required to be a predetermined value,
∫P_out・ Dt
= P₀・ Τ₀｛1- (1 / 2πf₀τ₀  ) [1-exp (-2πf)₀τ₀  )]｝
It is represented by the following equation.
[0007]
If τ₀  = 50 ns and the allowable range of error is 0.4%, f₀  > 800 MHz, which is extremely difficult.
[0008]
The method (2) is frequently used because the above-mentioned problem caused by the method (1) does not occur and the semiconductor laser can be modulated at a high speed. However, according to the method (2), since the light output of the semiconductor laser is not always controlled, the light quantity of the semiconductor laser easily fluctuates due to disturbance or the like. As the disturbance, for example, there is a droop characteristic of the semiconductor laser, and the light amount of the semiconductor laser easily causes an error of about several% due to the droop characteristic. As an attempt to suppress the droop characteristic of a semiconductor laser, a method of compensating the thermal time constant of the semiconductor laser with the frequency characteristic of the semiconductor laser drive current has been proposed. However, the thermal time constant of the semiconductor laser is different for each semiconductor laser. There is a problem that there is an individual variation, and that it varies depending on the surrounding environment of the semiconductor laser.
[0009]
An improved system in consideration of such a point has been proposed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 2-205086. According to the publication, as shown in FIG. 9, the light output of the semiconductor laser 1 is monitored by the light receiving element 2 and the output of the semiconductor laser 1 is constantly set so that the output and the light emission level command signal (DATA) become equal. It has an optical / electrical negative feedback loop 3 for controlling a forward current and a current driver 4 for converting a light emission level command signal (DATA) into a forward current of the semiconductor laser 1. A method is disclosed in which the light output of the semiconductor laser 1 is controlled by the sum (or difference) of the control current and the drive current generated by the current driver 4. In the illustrated example, the optical / electrical negative feedback loop 3 includes the semiconductor laser 1, the light receiving element 2,_DA1A constant current source 5 and an inverting amplifier 6 are provided._eIn addition, the drive transistor 7 is configured to drive and control a drive transistor 7 connected in series to the semiconductor laser 1. Further, the current driver 4_DA2And a constant current source 8.
[0010]
According to this, the optical output corresponding to the current for directly driving the semiconductor laser 1 by the current driver 4 is P_S, The step response characteristic of the optical output of the semiconductor laser 1 is
P_out= P₀  + (P_S  -P₀  ) ｛1-exp (−2πf)₀t)｝
Is approximated by P_S≒ P₀  Then, the optical output of the semiconductor laser instantaneously becomes P₀  , So f₀  May be smaller than in the case where only the optical / electrical negative feedback loop 3 is used. FIG. 10A shows how the optical output changes when only the optical / electrical negative feedback loop 3 is used, whereas FIG. 10B shows the constant current I by the current driver 4._DA27 shows a state of a change in optical output when a symbol is added. Realistically, f₀  = About 40 MHz, and a crossover frequency of this level can be easily realized.
[0011]
Next, using a laser printer as an example, the history of the one-dot multi-value conversion technique will be described. Laser printers were initially developed as non-impact printers to replace line printers.However, due to the high speed and high resolution of laser printers, their application as image printers was studied from an early stage, and various recording methods based on the dither method were practically used. Has been Also, with the rapid progress of semiconductor technology in recent years, the amount of information that can be processed has rapidly increased, and in a laser printer, a one-dot multivalued technology has been put into practical use. is there. However, the current multi-valued level has an output level equivalent to 8 bits in a high-end device, but is suppressed to a numerical value at most in a low-end device. This is partly due to the large amount of information, but mainly due to the large and expensive circuit size of the semiconductor laser control and modulation unit that realizes one-dot multilevel output.
[0012]
Currently, as a semiconductor laser control modulation method for performing one-dot multilevel output,
A. Light intensity modulation method
B. Pulse width modulation method
C. Pulse width intensity mixed modulation method
Has been proposed.
[0013]
A. Light intensity modulation method (PM = Power Modulation)
This is a method of recording by changing the light output itself. Since halftone recording is realized using the intermediate exposure area, stabilization of the printing process is an important requirement, and the requirements for the printing process become strict. However, the control modulation of the semiconductor laser becomes easy.
[0014]
B. Pulse width modulation method (PWM = Pulse Width Modulation)
Although the light output level is binary, the light emission time (that is, the pulse width) is changed so that the recording is performed. Therefore, compared with the PM method, the use of the intermediate exposure area is small, Can further reduce the intermediate exposure area (requirements for printing process stability are reduced). However, when the pulse width is set to 8 bits and adjacent dot combination is realized, the configuration of the semiconductor laser control modulator becomes complicated.
[0015]
C. Pulse width intensity mixed modulation method (PWM + PM method)
In the PM system, the demand for stabilizing the printing process becomes severe, and in the PWM system, there is a problem that the semiconductor laser control modulator is complicated. Therefore, the PM system is a system combining the PM system and the PWM system. It is disclosed in JP-A-6-347852.
[0016]
This modulation method is basically a binary recording method, and is based on a PWM method which is stable to a printing process, and complements a transition portion between pulses with a PM method. In order to realize the same number of gradations, the required number of pulse widths and the required number of power values are reduced by combining these modulation schemes when compared to a single modulation scheme. In addition to being stable to the printing process, it is suitable for integration, and can be reduced in size and cost.
[0017]
In order to realize such a modulation method, the semiconductor laser control device is basically provided with a pulse width generation unit and a data modulation unit 11 that input image data and a pixel clock as shown in FIG. The pulse width generation unit and the data modulation unit 11 are configured to output DATA as an emission level command signal to the semiconductor laser control unit and the semiconductor laser drive unit 12 having the circuit configuration illustrated in FIG. That is, the PWM method is used as the basis by the pulse width generation unit and the data modulation unit 11 according to the input image data, and the transition part is complemented by the PM method. FIG. 12 shows a basic conceptual diagram of an optical output waveform of the semiconductor laser. FIG. 12 schematically shows an optical output waveform of the semiconductor laser when a total of 18 gradations of three pulse widths and six powers are output.
[0018]
Since this modulation method is basically a PWM method as shown in the figure, the power modulation unit using the intermediate exposure area needs to output with a minimum pulse width. In order to obtain such an optical output, for example, if the pulse width is PWM as shown in FIG._OUTAnd PWM_OUT+ PM_OUT(PM_OUTIs the minimum pulse width) or PWM_OUTAnd PM_OUT(PM_OUTIs the minimum pulse width). PWM_OUT, All bits are set to H level, and PM_OUTBy turning on / off each bit in accordance with the data in the pulse of (1), a light output waveform as shown in FIGS. 12 and 13 can be obtained. In FIG. 12, the upper part shows the right mode of right alignment, and the lower part shows the left mode of left alignment.
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
In view of such a technical background, in order to obtain an ideal optical output waveform that is always optimized under the high-speed control, the waveform shown in FIG._SIt can be said that it is important to properly set the minute and to make it closer to a square wave. In particular, this is important in the case where modulation of more gradations is to be realized using the pulse width intensity mixing method described with reference to FIG.
[0020]
Here, as the general characteristics of the semiconductor laser, there are an operating current change characteristic due to temperature as shown in FIG. 14 and an operating current change characteristic due to temporal change (particularly, change in differential quantum efficiency) as shown in FIG. . Of these, regarding the operating current change characteristics due to temperature, even if the oscillation threshold current Ith of the semiconductor laser 1 changes with temperature, the optical / electrical negative feedback loop 3 as shown in FIG. Since the control system follows, the control system always handles the oscillation threshold current Ith by flowing it as the forward current of the semiconductor laser 1.
[0021]
However, as shown in the figure, the operating current change characteristic accompanying the change with time, particularly, the change in the differential quantum efficiency generally shows a larger change characteristic than the case with the temperature. This change characteristic corresponds to the P shown in FIG._SThe light output P that affects_outIs too large for overshoot or too smallJustThere are inconveniences such as hindering high-speed control.
[0022]
In other words, in the technical background as described above, no special measures have been taken regarding the detection accuracy of the differential quantum efficiency of the semiconductor laser, and the detection accuracy is poor and the degree of freedom is small. Inadequate in approaching
[0023]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1, a pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit that generates a light emission command signal that simultaneously performs pulse width modulation and intensity modulation on the input data based on the input data, a semiconductor laser, A light receiving element for monitoring the light output of the semiconductor laser, and an error amplifier for forming an optical / electrical negative feedback loop to form a light receiving signal proportional to the light output of the semiconductor laser obtained from the light receiving element and the pulse width modulation; An error amplifier that controls the forward current of the semiconductor laser so that the emission command signal given from the intensity modulation signal generator is equal to the voltage, and a voltage that instantaneously shifts the output of the error amplifier by a desired potential. A drive current that is configured as a shift unit and that flows according to a light emission command signal provided from the pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit flows through the semiconductor laser as a forward current. A current driver; a differential quantum efficiency detector for detecting the differential quantum efficiency of the semiconductor laser; a memory for storing the detection result of the differential quantum efficiency detector; and the differential quantum efficiency detection stored in the memory. Depending on the detection result of the partThe current corresponding to the maximum current has been set and has already been set in the light emission command current generation unit.An addition current setting unit that sets a current corresponding to the maximum current set in the current driving unit as OFF when the potential is higher than the potential in the maximum light emitting state and ON when the potential is lower, and a timing generation unit using a bipolar transistor. The timing generator generates a timing signal sufficiently slower than the control speed of the error amplifying unit at the time of initialization, and the differential quantum efficiency detector detects the semiconductor signal based on the timing signal. The differential quantum efficiency of the laser is detected, the detection result at each timing is stored in the memory unit, and a current corresponding to the light emission command signal is set according to the detection result stored in the memory unit.
[0024]
The invention according to claim 5, a pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit that generates a light emission command signal that simultaneously performs pulse width modulation and intensity modulation on the input data based on the input data, a semiconductor laser, A light receiving element for monitoring the light output of the semiconductor laser, and an error amplifier for forming an optical / electrical negative feedback loop to form a light receiving signal proportional to the light output of the semiconductor laser obtained from the light receiving element and the pulse width modulation; An error amplifier that controls the forward current of the semiconductor laser so that the emission command signal given from the intensity modulation signal generator is equal to the voltage, and a voltage that instantaneously shifts the output of the error amplifier by a desired potential. A drive current that is configured as a shift unit and that flows according to a light emission command signal provided from the pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit flows through the semiconductor laser as a forward current. A current driver; a differential quantum efficiency detector for detecting a differential quantum efficiency of the semiconductor laser; a timing generator for generating a timing signal for controlling a detection operation of the differential quantum efficiency detector at the time of initialization; A memory unit for storing a detection result at each timing of the detection unit, and a detection result of the differential quantum efficiency detection unit stored in the memory unit.The current corresponding to the maximum current has been set and has already been set in the light emission command current generation unit.An additional current setting unit for setting a current corresponding to the maximum current set in the current driving unit to be turned off when the potential is larger than the maximum light emitting state and turned on when the potential is smaller than the maximum light emitting state. It is provided as a chip integrated circuit.
[0025]
Therefore, according to the first and fifth aspects of the present invention, in a one-chip integrated circuit integrated by a bipolar transistor which is preferable for power saving and miniaturization, a semiconductor laser with a change with time is provided. By detecting changes in differential quantum efficiency during initialization such as when power is turned on or when reset is released, the optimal current addition value is set again, thereby minimizing high-speed control by the optical / electrical negative feedback loop control unit. Thus, the optical output waveform of the semiconductor laser is approximated to an ideal square wave with no overshoot or undershoot, and an optimized ideal optical output waveform is always obtained.
[0026]
According to a sixth aspect of the present invention, in the invention of the fifth aspect, the current driver is a voltage shifter in the error amplifier, and includes a differential circuit for changing the amount of the voltage shift. The addition current setting unit is provided within the semiconductor laser when the light output of the semiconductor laser is a desired maximum value when the current corresponding to the light emission command signal is the maximum and the current corresponding to the light emission command signal is the minimum. The current of the differential circuit is set so that the optical output of the differential circuit becomes a desired minimum value. At the time of initialization, the optical output of the semiconductor laser is set to a desired maximum value at a certain timing T0, and a certain value is obtained from the timing T0. The optical output of the semiconductor laser is set to a desired minimum value at a timing T1 at which a certain time has elapsed, and the timing T1 and a certain time after the timing T1 have elapsed. Wherein by operating the differential quantum efficiency detection unit and the addition current setting unit is to set the current between the timing T2.
[0027]
Therefore, by detecting the maximum value of the desired high-speed voltage shift amount, it is possible to provide one means for bringing the optical output waveform closer to an ideal square wave.
[0028]
According to the second and seventh aspects of the present invention, the timing generation section includes an external element, and generates a timing signal set by the external element. Therefore, for example, when a delay circuit is used, the control speed of the optical / electrical negative feedback loop can be set freely, and an optical output waveform that is not affected by the frequency characteristics of the semiconductor laser-photodetector can be obtained. This is convenient for optimizing the initialization time of the integrated circuit.
[0029]
According to the third and eighth aspects of the present invention, the timing generation section includes an oscillation circuit, and generates a plurality of timing signals based on the oscillation output of the oscillation circuit. Therefore, by using an oscillation circuit for the timing generation unit, even when the number of timings to be generated is large, the timing can be set freely only by providing a single external capacitor. Further, a circuit for compensating the frequency characteristics can be dispensed with only by changing the capacitance of the capacitor.
[0030]
According to a fourth or ninth aspect of the present invention, the timing generation section includes an oscillation circuit and a multi-stage latch circuit, and each of the latch circuits generates a timing signal based on an oscillation output of the oscillation circuit. . Therefore, by combining a latch circuit instead of a flip-flop with an oscillation circuit, a circuit configuration with reduced elements can be obtained.
[0031]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The semiconductor laser control device of the present invention is applied, for example, as a control device for controlling the optical output of a semiconductor laser used for optical writing in a laser printer or the like. Here, even in the present embodiment, basically, the pulse width intensity mixed modulation system as described above, or the optical / electrical negative feedback loop + addition current value control system for reducing the load on the optical / electrical negative feedback loop And the same parts as those shown in FIGS. 9 to 15 are denoted by the same reference numerals.
[0032]
That is, the semiconductor laser control device 13 according to the present embodiment is schematically composed of a pulse width generation unit and a data modulation unit 11, a semiconductor laser control unit and a semiconductor laser drive unit 12, as shown in FIG. Have been. Here, the semiconductor laser control section and the semiconductor laser drive section 12 are mainly composed of an optical / electrical negative feedback loop 3 and a current drive section 4 as shown in FIG. As a result, the data already subjected to the PWM modulation by the pulse width generation unit and the data modulation unit 11 are input to the constant current sources 5 and 8, and the current value I_DA1Forms an optical / electrical negative feedback loop 3 via the inverting amplifier 6, the semiconductor laser 1, and the light receiving element 2, and outputs the current I_DA2Becomes a forward current of the semiconductor laser 1 and is quickly converted into an optical output of the semiconductor laser 1, so that the semiconductor laser 1 can be controlled and driven at a high speed. In this case, the current I by the constant current source 8 functioning as the current driver 4_DA2And thus the light output P_SIs set to a desired value, as described above, the optical output of the semiconductor laser 1 can be PWM and PM modulated at high speed.
[0033]
FIG. 1 shows a more detailed configuration example of the semiconductor laser control device 13 in the present embodiment. First, in the present embodiment, a pulse width generation unit and a data modulation unit 11 that generates a plurality of pulses obtained by converting input data into pulse width modulation data and intensity modulation data, a semiconductor laser control unit and a driving unit 12, Most of the components except for some of the components are integrated and configured as a one-chip integrated circuit 20. More specifically, as described later with respect to a part of the circuit configuration, the circuit is formed into one chip using bipolar transistors. Here, the pulse width generation unit and the data modulation unit 11 are not specifically described in detail, but for example, a pulse generation unit having a PLL configuration for generating a plurality of pulses having different timings, and input image data being converted into pulse width modulation data And a pulse width modulation section for selecting a pulse from the output of the pulse generation means in accordance with the pulse width modulation data obtained from the data conversion section. However, the circuit configuration is made up of bipolar transistors that execute these logical descriptions and the like.
[0034]
Hereinafter, the semiconductor laser control unit and the drive unit 12 will be described. First, the optical / electrical negative feedback loop 3 includes a light emitting command signal setting unit 21, a light emitting command signal generating unit 22, an error amplifier 23 (corresponding to the inverting amplifier 6), a current driving unit 24, the semiconductor laser 1, the light receiving element 2, It consists of. In operation, the current generated by the light emission command signal generation unit 22 according to the modulated data is compared with the monitor current output from the light receiving element 2 in proportion to the optical output of the semiconductor laser 1, and the error is compared. Is converted into a forward current of the semiconductor laser 1 via the error amplifier 23 and the current driver 24 to form the optical / electrical negative feedback loop 3. Here, since the differential quantum efficiency of the semiconductor laser 1 and the light-to-electric conversion light receiving sensitivity of the light receiving element 2 generally vary, the current value must be set in accordance with each characteristic. With respect to such element variations, the light emission command signal setting unit 21 uses a current setting signal from the outside so that the semiconductor laser 1 has a desired light output._DA1That is, in the DC operation, by setting the monitor current value of the light receiving element 2, it becomes possible to absorb the individual difference and set the semiconductor laser 1 to always have a desired optical output.
[0035]
The current driver 24 is configured as a voltage shifter 25 that instantaneously shifts the output of the error amplifier 23 by a desired potential in a differential switch configuration. The voltage shift by the voltage shift unit 25 instantaneously becomes a forward current of the semiconductor laser 1, and enables high-speed modulation of the optical output of the semiconductor laser 1. In particular, by providing a voltage shift unit 25 functioning as the current drive unit 24 in the control system of the optical / electrical negative feedback loop 3 and having the same output unit as the optical / electrical negative feedback loop 3 side, In the configuration, the number of elements and the power consumption can be reduced.
[0036]
FIG. 2 shows a circuit configuration example using the bipolar transistors of the error amplifier 23 and the voltage shift unit 25. First, at a PD terminal in the light emission command signal generation unit 22, data input by the D / A conversion unit in the light emission command signal generation unit 22 is converted to a current I._DA1And a monitor current I flowing from the light receiving element 2 in proportion to the optical output of the semiconductor laser 1._PDAnd compares the result with the transistor Q in the light emission command signal generation unit 22.₁  At the base of This result is referred to as transistor Q₂  , Q₃  And the like, and outputs the output to a resistor R₁  And an optical / electrical negative feedback loop 3 for making the forward current of the semiconductor laser 1 from the LD terminal via the. Here, the transistor Q is connected between the differential amplifier 41 and the LD terminal.₄  , Q₅  , Resistance R₂  The voltage shift unit 25 is configured to instantaneously shift the voltage of the output by a desired potential by the differential switch 42 configured as a differential circuit. This voltage shift is caused by the transistor Q₆  ~ Q₈  The forward current of the semiconductor laser 1 instantaneously passes through the emitter follower 43 constituted by the above. Here, in the present embodiment, as described above, the driving transistor 7 that finally drives the semiconductor laser 1 and the resistor R_eAre externally connected to the integrated circuit 20, and the driving transistor 7 and the resistor R_eIn order to drive the semiconductor laser 1, a current of about several tens to several hundreds of mA needs to flow, but in the case of the configuration as in the present embodiment, in the semiconductor laser control unit and the semiconductor laser drive unit 12, A current of at most several mA is sufficient at the output section connected to the drive section, so that power consumption is reduced and integration is facilitated. In the circuit shown in FIG. 2, the resistor R determines the voltage shift amount of the current driver 24.₂  , R₃  , Transistor Q₉  However, as described above, since the differential quantum efficiency of the semiconductor laser 1 has an element variation and the efficiency is deteriorated due to aging, the differential quantum efficiency of the semiconductor laser 1 is detected, and the voltage shift amount is determined. With such a configuration, the light output P as shown in FIG._SCan be obtained. Further, in the circuit shown in FIG.₂  , Q₃  And the like, the differential amplifier 41₄  , The output is configured as a voltage drop from the power supply voltage Vcc. However, since the optical / electrical negative feedback loop 3 controls the optical output of the semiconductor laser 1 in real time, the power supply voltage fluctuation is also controlled. . Further, a PD terminal (the transistor Q in the light emission command signal generation unit 22) passes through the light receiving element 2.₄  In the process of inputting the detection result at the differential amplifier 41 to the transistor Q,₁₁, Q₁₂, Resistance R₄  , And the voltage gain of the differential amplifier 41 is₅  , R₆  The crossover frequency of the differential amplifier 41 is further increased and the control speed is improved by reducing the gain.
[0037]
In FIG. 1, a block for realizing the function of detecting the differential quantum efficiency of the semiconductor laser 1 and setting the voltage shift amount is a timing generation unit 31, a differential quantum efficiency detection unit 32, a memory unit 33, and an addition current setting. It is constituted by a unit 34. As a result, generally, the timing generator 31 generates a timing signal that is sufficiently slower than the control speed of the error amplifier 23, and detects the differential quantum efficiency of the semiconductor laser 1 at that timing by the differential quantum efficiency detector 32. The detection result is recorded in the memory unit 33, and the current value of the addition current setting unit 34 is set according to the data in the memory unit 33. This operation is performed as an initialization operation only at the time of predetermined initialization such as power-on or reset (when the optical output of the semiconductor laser 1 is turned off), and holds the current value of the addition current setting unit 34 during normal operation.
[0038]
Further, a start-up unit 35 is connected to the timing generation unit 31. The start-up unit 35 protects the semiconductor laser 1 from deterioration and damage caused by an excessive current flowing through the semiconductor laser 1 until the power supply voltage still reaches a predetermined value when the power is turned on, and performs the timing generation. The section 31 plays a role of generating a necessary initialization start signal. A certain set potential set in the start-up unit 35 is set as close as possible to a predetermined potential of the power supply voltage. For example, in the case where the predetermined potential of the power supply voltage is 5.0 V, if a certain set potential is set to about 2 to 3 V, it cannot be said that the entire circuit is still performing the desired operation. If it is set to about 5 V, it can be considered that almost the entire circuit is performing the desired operation, and the protection of the semiconductor laser 1 and the generation of the initialization start signal can be performed more safely. Specifically, the output of the error amplifier 23 is forcibly set to the L level by forcibly setting the potential of the terminal of the light receiving element 2 to the H level, and the forward current of the semiconductor laser 1 is suppressed so as not to flow. This protects the semiconductor laser 1. At the same time, as described later, the potential of the TDSTART terminal is forcibly set to the H level, thereby suppressing the oscillation circuit (described later) in the timing generation unit 31 from forcibly oscillating. Then, when the power supply voltage (Vcc in this case) becomes equal to or higher than a certain set potential, the protection of the semiconductor laser 1 is released and the semiconductor laser 1 is brought into a normal operation state, and the oscillation suppression of the oscillation circuit in the timing generator 31 is released. Is used as an oscillation start signal. At the same time, it outputs a VPTDSART terminal potential for generating a current source of the timing generation unit 31.
[0039]
The timing generation unit 31 can be configured using, for example, a delay circuit. In the present embodiment, the timing generation unit 31 includes an oscillation circuit 36, a bias circuit (not shown), and a latch circuit 37. . Schematically, the oscillation signal generated by the oscillation circuit 36 is latched by the latch circuit 37, and the latched data is sequentially transmitted to the next stage, thereby generating, for example, six timing signals T0 to T5. The oscillation circuit 36 is forcibly prevented from oscillating simultaneously with the final timing.
[0040]
The differential quantum efficiency detection unit 32 includes, for example, a sample hold circuit 38 that detects a peak value in an error output of the error amplifier 23, and a comparator 39 that compares the output value of the sample hold circuit 38 with a predetermined value. It is configured.
[0041]
The memory unit 33 has a function of holding the comparison result of the comparator 39 in synchronization with timings T1 to T5 generated by the timing generation unit 31. The addition current setting unit 34 is configured by, for example, a 5-bit D / A converter 40.
[0042]
Next, the configuration, operation, and the like of each of these units will be described. First, FIG. 3 shows a circuit configuration example of the oscillation circuit 36 using bipolar transistors. FIG. 5 shows a schematic operation at the time of initialization. Transistor Q₂₂Collector potential V_Q22CIs represented as an oscillation operation in FIG.₂₂The collector current of transistor Q₂₄, Q₂₅Is turned on and off by a differential switch 46 composed of₂₂When the collector current of₂₁Is larger than the collector current of₂₂Collector potential V_Q22CMeans that each current is a capacitor C₁  It oscillates by repeating charging and discharging to.
[0043]
First, the potential of the TDSTART terminal is forcibly set to the H level (almost Vcc) from the timing 0 shown in FIG. 4, that is, from when the power is turned on until the oscillation start timing signal TS is sent from the start-up unit 35. And the VPDTSTART terminal is at 0 V, so that the transistor Q generated from the VPTDSTART terminal₂₃Is zero, the differential switch 46 is connected to the transistor Q₂₅Is at the L level, but the transistor Q₂₃Is zero, the transistor Q₂₂Is also zero. Thereafter, after passing the oscillation start timing signal TS, the transistor Q₂₂Of the transistor Q in the differential switch 46₂₅Is at L level, the transistor Q₂₃The collector current of transistor Q₂₂, Q₂₆Of the transistor Q₂₂Collector current. At this timing TS, since the current of the power supply unit (not shown) is 0, the transistor Q₂₂The collector current of transistor Q₂₁Transistor Q₂₂Collector potential V_Q22CThat is, the TDSTART terminal potential gradually decreases. And the transistor Q₂₄Of transistor Q₂₅At the moment when the potential becomes equal to or lower than the base potential, the differential switch 46 operates, and the transistor Q₂₄Turns on and transistor Q₂₆Collector current, and therefore transistor Q₂₂Is turned off, and the transistor Q₂₅The base potential of transistor Q₂₄Collector current and resistance R₁₁And rises by the potential determined by This moment is timing T0.
[0044]
After the timing T0, the transistor Q₂₂Is turned off, the transistor Q₂₂Collector potential V_Q22CThat is, the TDSTART terminal potential gradually increases. And the transistor Q₂₄Of transistor Q₂₅At the same time as or higher than the base potential of the transistor Q, the differential switch 46 is inverted and the transistor Q₂₂Oscillation operation in which the collector current is turned on is repeated. The amplitude of this oscillation is₂₄Collector current and resistance R₁₁And the cycle is determined by the transistor Q₂₁Collector current of transistor Q₂₂Collector current, capacitor C₁  The desired timing signal can be obtained by appropriately determining these values.
[0045]
In such an operation, the transistor Q₂₂The collector current of transistor Q₂₁When the collector current is just twice the current of transistor Q₂₁Collector current and (transistor Q₂₂Collector current)-(transistor Q₂₁Of the capacitor C)₁  Since the amount of charge per unit time charged and discharged becomes equal, a triangular wave having the same rise time and fall time as shown in FIG. 4 is obtained.
[0046]
As an oscillation output of the oscillation circuit 36, the transistor Q₂₅After a square wave is obtained at the base of the transistor Q, and the voltage shift, swing amount adjustment, and inversion are performed, the transistor Q shown in FIG._XEmitter potential V_QXEIs obtained.
[0047]
Next, FIG. 4 shows a circuit configuration example of a latch circuit 48 which is one configuration unit of the latch circuit 37. In the present embodiment, the latch circuit 37 is configured by connecting the latch circuits 48 in six stages to generate the timing signals T0 to T5. However, FIG. Is shown. In the illustrated example, a plurality of transistors and resistors are configured as constituent elements.₃₁~ Q₃₃To form one switch 49a.₃₄~ Q₃₆Form one switch 49b. In the switch 49a, the transistor Q₃₃When the collector current is ON, the transistor Q₃₁Of the transistor Q, that is, the data₃₇And outputs the inverted potential. In the switch 49b, the transistor Q₃₆When the collector current is ON, the transistor Q₃₄Of transistor Q₃₇, The output is maintained as it is.
[0048]
Transistor Q₃₃The base of CLK and transistor Q₃₆(In the signal, “/” indicates inversion), and the transistor Q₃₁The base of DATA0 and transistor Q₃₇When these relations are expressed by a logical expression with the emitter of
Q = CLK · DATA0 + / CLK · Q
It becomes.
[0049]
Here, as described above, the transistor Q_X(See FIG. 5) Emitter potential V_QXE  That is, the transistor Q₃₆Is in an output holding state at H level from timing TS to timing T0, and the transistor Q₃₈, Q₃₉In the current source 50 configured as described above, the current flows from the moment when the current reaches 0 and reaches the timing TS by using VPDTSTART from the start-up unit 35 as the base potential. Level. At the timing T0, the output Q goes low for the first time, and after the timing T0, the transistor Q₃₁Is at the L level, the output Q maintains the L level. This state is referred to as transistor Q in FIG.₃₇Emitter potential V_Q37E(Timing signal T0).
[0050]
At the next stage (not shown), CLK is inverted and the transistor Q₃₇Emitter potential V_Q37ELet DATA1 be
Q '= / CLK.DATA1 + CLK.Q'
As a result, V in FIG._{Q37 (1) E}Can be obtained.
[0051]
Hereinafter, timing signals T2 to T5 can be similarly obtained. V in FIG._{Q37 (n) E}  In the above, "n" indicates the number of stages 1 to 5.
[0052]
Further, in the last-stage latch circuit that generates the timing signal T5, a transistor whose base is a data input unit (the transistor Q in FIG. 4)₃₁Of the collector circuit of the oscillation circuit 36 via the transistor or the like.Q ₂₃, That is, a current for driving the oscillation circuit 36, so that the timing T5Up to the timing T5Transistor at the momentQ ₂₃, And therefore the collector current can be turned off.
[0053]
In other words, oscillation occurs only during the generation of the necessary timing signal, and the oscillation is stopped at the same time as the generation of the desired timing signal. Thus, the oscillation operation of the oscillation circuit 36 may adversely affect other circuits such as noise and current fluctuation. The circuit configuration has no effect. Although it is possible to use the delay circuit or the like to generate the timing signals T0 to T5 as described above, it is possible to use the oscillation circuit 36 as in the present embodiment. , Only capacitor C₁  Is used as an external element outside the LSI (integrated circuit 20), the timing of the oscillation circuit 36 can be freely set even when a large number of timing signals are generated. However, when the timing generation unit 31 is configured using a delay circuit, an external element for determining each timing is required to freely set the timing, but if the number of required timings is small, Using a delay circuit has the advantage that a latch circuit is not required. In any case, the control speed of the optical / electrical negative feedback loop 3 can be freely set, and an optical output waveform which is not affected by the frequency characteristics of the semiconductor laser 1 and the light receiving element 2 can be obtained. This is convenient for optimizing the initialization time of.
[0054]
In general, a frequency characteristic exists between the semiconductor laser 1 and the light receiving element 2, and this frequency characteristic affects the operation of the control system (optical / electrical negative feedback loop 3) and the timing setting described above. If there is no good characteristic, there is no problem. However, if this frequency characteristic is not good, if the above-mentioned timing is constant, the frequency characteristic between the semiconductor laser 1 and the light receiving element 2 is changed. It is necessary to add a circuit for compensating or set the timing so as to be sufficiently delayed. However, if such a timing is set sufficiently late, the initialization time becomes longer accordingly. However, if a frequency characteristic compensation circuit is added, the number of elements increases, which is not preferable in any case. In this regard, by configuring the timing generation unit 31 using the oscillation circuit 36 as in the present embodiment, the capacitor C₁  Therefore, a circuit for compensating the frequency characteristics is not required just by changing the capacitance of the device, and all the initialization times do not become long. Therefore, efficient initialization can be performed while reducing the number of elements. . Further, when a timing signal is generated using such an oscillation circuit 36, a flip-flop is normally used, but by using a latch circuit 37 in which a required number of latch circuits 48 are combined as in this embodiment. , The number of elements can be reduced.
[0055]
Next, a schematic operation at the time of initialization controlled by these timing signals will be described with reference to a time chart of FIG. 5 and a circuit configuration example of the differential quantum efficiency detection unit 32 shown in FIG. First, the light output of the semiconductor laser 1 is set to a desired maximum light emission state from the off state forced at the timing TS. It is assumed that the maximum light emission value has already been set in the light emission command current generation unit 22. Then, at timing T0, the input data is all set to 0 to set the offset light emission state. After maintaining this state until timing T5, the normal operation state for receiving the original input data is set after timing T5. In order to operate the optical / electrical negative feedback loop 3, it is necessary to perform offset light emission in which the optical output of the semiconductor laser 1 is slightly turned off without completely turning off the optical output. Is controlled by the optical / electrical negative feedback loop 3 between the set maximum light emission and the offset light emission.
[0056]
When the optical output of the semiconductor laser 1 is initialized, that is, when power is turned on or reset is released, the differential quantum efficiency is always detected by executing a sequence operation as shown in FIG. Set the current value.
[0057]
Since the difference between the maximum light emission and the offset light emission as shown in FIG. 5, that is, the operating current Iop−the oscillation threshold current Ith is the differential quantum efficiency, the difference is calculated by the sample and hold circuit 38 in the differential quantum efficiency detector 32. To detect. As a general operation, this difference is expressed as a voltageR ₁ 2 (see FIG. 2), the transistor in the error amplifier 24 when the voltage shift unit 25 serving as the current driver 24 is not operating.Q ₁₂Output of this transistor.Q ₁₂Is sampled and held, and the potential shift amount of the voltage shift unit 25, which was 0 at the timing T0, is gradually changed by the addition current setting unit 34.R ₂ The differential quantum efficiency is detected by setting the potential change of.
[0058]
In detail, the transistorQ ₁₂, The VCOMP terminal is the transistor Q₄₂Transistor Q through the emitter follower 51₄₃At the base potential. This transistor Q₄₃The base potential of transistor Q₄₅While the current of the current source 52 constituted by₄₁, Q₄₆, Q₄₇, Q₄₈Transistor Q by the voltage follower 53 composed of₄₄Becomes the same potential as the base potential of. When the current of the current source 52 is turned off at the timing T0, the transistor Q₄₃The change in the base potential of the transistor Q indicates the change in the potential of the VCOMP terminal as it is,₄₄Of the capacitor C₂  Does not change as the capacitance of the transistor Q increases at the timing T0.₄₃Base potential of the transistorQ ₁₂It becomes possible to sample and hold the emitter potential (see FIG. 2). These transistors Q are shown in the lower part of FIG.₄₃, Q₄₄5 shows a schematic waveform sampled and held by the following.
[0059]
These transistors Q sampled and held₄₃, Q₄₄Base potential of transistor Q₄₉, Q₅₀And the like, and compares the magnitudes, and holds the comparison result in the memory unit 33 in synchronization with the timing signals T1 to T5. Therefore, the memory unit 33 has a function of holding the comparison output of the comparator 39 in synchronization with the timing signals T1 to T5, although a configuration example is not particularly shown. And a five-stage latch circuit as used in FIG.₄₃Side base potential is transistor Q₄₄What is necessary is just to comprise so that L level may be output, when it is higher than the base potential of the side.
[0060]
The addition current setting unit 34 includes five switches composed of two-stage differential switches, a current mirror circuit that supplies a current to a current source of these switch units, and a current obtained by adding outputs of the respective switch units. And a current mirror circuit which is an output of the drive unit (voltage shift unit 25). Here, a five-bit D / A converter 40 is basically configured by the five switch units, and the current sources of these switch units are, assuming that the minimum bit current is I1, 2 in the switch unit of the next bit. * I1, and 4 * I1, 8 * I1, 16 * I1 for each higher bit switch unit. As a result, the maximum output current of the entire switch unit is 31 * I1, and at this time, the maximum current (maximum voltage) set in the current drive unit (voltage shift unit 25) is equal to the above-mentioned (operating current Iop)-( It is set to be larger than the maximum value of the oscillation threshold current Ith).
[0061]
Here, at the timing T0, as shown in FIG. 5, the optical output of the semiconductor laser 1 is changed from the maximum light emitting state to the offset light emitting state, and at the same time, the current of the most significant bit of the switch section is forcibly output. In this state, the potential is changed from the maximum light emitting state to the offset state, and the potential of the terminal of the voltage shift unit is changed by forcibly outputting the current of the switch unit of the most significant bit. Since the control system 3 controls the optical output of the semiconductor laser 1 to be in the offset light emitting state, the control is performed so as to compensate for the difference between these potential changes. Such a change is detected by the differential quantum efficiency detection unit 32, the output is compared with the maximum light emission state, and the comparison result is stored in the memory unit 33. The memory unit 33 latches the result at the timing T1, resets the switch unit of the most significant bit of the addition current setting unit 34, and turns off if the potential is higher than the maximum light emitting state potential, and turns on if the potential is lower. Here, the timing T1-T0 needs to be set to a time during which the control system of the optical / electrical negative feedback loop 3 sufficiently converges.
[0062]
At timing T1, as in the case of timing T0, the second upper bit is forcibly output, and the result is reset at timing T2. In the present embodiment, the differential quantum efficiency is detected with an accuracy of D / A for 5 bits, so that the same is repeated for 5 bits. The state of the change of the base potential at this time is shown in FIG.₄₄Is the same as in the case of the base potential. In the illustrated example in this case,
1,1,1,0,1
Shows the waveform when.
[0063]
In the present embodiment, the detection accuracy of the differential quantum efficiency detection unit 32 and the addition current setting unit 34 is 5 bits. However, if the number of bits is further increased to increase the detection accuracy, the optical output waveform shown in FIG. At P_SThe desired light output becomes the desired light output, the control amount of the light output by the control system including the optical / electrical negative feedback loop 3 decreases, and the light output waveform approaches a more ideal square wave.
[0064]
Further, in the present embodiment, an example has been described in which the current driver 24 is constituted by the voltage shifter 25 interposed in the optical / electrical negative feedback loop 3. However, for example, as shown in FIG. The current driver 24 may be provided separately from the negative feedback loop 3 and independently. Further, as shown in FIG. 8, the light emission command signal generation unit and the light emission command signal setting unit_DA1A dedicated light emission command signal generation unit 22a and a light emission command signal setting unit 21a;_DA2The light emission command signal generation unit 22b and the light emission command signal setting unit 21b may be configured separately. In this case, the light emission command signal setting unit 21b becomes the addition current setting unit 34.
[0065]
【The invention's effect】
According to the first and fifth aspects of the present invention, the pulse width modulation / intensity modulation signal generation section, the error amplification section, and the current drive section, the differential quantum efficiency detection section for detecting the differential quantum efficiency of the semiconductor laser, and the differential quantum efficiency detection section A memory unit for storing a detection result of the efficiency detection unit, and a detection result of the differential quantum efficiency detection unit stored in the memory unit.The current corresponding to the maximum current has been set and has already been set in the light emission command current generation unit.An integrated current setting unit that sets a current corresponding to the maximum current set in the current driving unit and a timing generation unit using bipolar transistors are turned off when the potential is larger than the potential in the maximum light emitting state and turned on when the potential is smaller than the maximum. A timing signal that is sufficiently slower than the control speed of the error amplifier is generated by the timing generator at the time of initialization, and the differential quantum efficiency detector detects the differential quantum efficiency of the semiconductor laser based on the timing signal. Detects and stores the detection result at each timing in the memory unit, and sets the current corresponding to the maximum current set in the current drive unit according to the detection result stored in this memory unit. And integration of one chip integrated with bipolar transistors preferable for miniaturization. In the optical / electrical negative feedback loop control unit, the change in the differential quantum efficiency of the semiconductor laser due to aging is detected at initialization such as when power is turned on or when reset is released, and the optimal current addition value is set again. Can reduce the amount of high-speed control by the laser as much as possible, bringing the optical output waveform of the semiconductor laser closer to an ideal square wave without overshoot or undershoot, and always obtaining an optimized ideal optical output waveform. it can.
[0066]
According to a sixth aspect of the present invention, in the invention of the fifth aspect, the current driver is a voltage shifter in the error amplifier, and includes a differential circuit for changing the amount of the voltage shift. Provided in the feedback loop, the addition current setting unit is configured such that when the current corresponding to the light emission command signal is the maximum, the light output of the semiconductor laser becomes a desired maximum value and the current corresponding to the light emission command signal is the minimum. The current of the differential circuit is set so that the optical output of the semiconductor laser becomes a desired minimum value. At the time of initialization, the optical output of the semiconductor laser is set to a desired maximum value at a certain timing T0, and from the timing T0. The light output of the semiconductor laser is set to a desired minimum value at a timing T1 after a certain time has passed, and the timing T1 and a certain time after the timing T1 have passed. Since the differential quantum efficiency detection unit and the addition current setting unit are operated to set the current between the timing T2 and the timing T2, the optical output waveform is changed by detecting the maximum value of the desired high-speed voltage shift amount. One means can be provided that can approach an ideal square wave.
[0067]
According to the second and seventh aspects of the present invention, the timing generator includes an external element and generates a timing signal set by the external element. In addition to being able to freely set the control speed of the optical / electrical negative feedback loop, it is also possible to obtain an optical output waveform that is not affected by the frequency characteristics of the semiconductor laser-light-receiving element. This is convenient for optimizing the initialization time.
[0068]
According to the third and eighth aspects of the present invention, the timing generation section includes an oscillation circuit, and the timing generation section generates a plurality of timing signals based on the oscillation output of the oscillation circuit. By using it, even if the number of timings to be generated is large, the timing can be set freely by only providing an external capacitor, and the frequency characteristics can be compensated by simply changing the capacitance of the capacitor. This can eliminate the need for a circuit for performing the operation.
[0069]
According to the fourth and ninth aspects of the present invention, the timing generation section includes an oscillation circuit and a multi-stage latch circuit, and each of the latch circuits generates a timing signal based on an oscillation output of the oscillation circuit. Therefore, by combining the oscillation circuit with a latch circuit instead of a flip-flop, a circuit configuration with reduced elements can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic block diagram showing one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of an error amplification unit and a voltage shift unit.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of an oscillation circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a latch circuit.
FIG. 5 is a time chart showing waveforms of respective parts.
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a differential quantum efficiency detection unit.
FIG. 7 is a schematic block diagram showing a modification.
FIG. 8 is a schematic block diagram showing a different modification.
FIG. 9 is a graph showing the relationship between I and I of a conventional current driver._DA2It is a circuit diagram showing an addition method.
FIG. 10_DA2P accompanying_SFIG. 4 is a characteristic diagram showing an example of light output control depending on the presence or absence of a light beam.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example for a pulse width intensity mixing system.
FIG. 12 is a schematic diagram showing the relationship between the light output of the pulse width intensity mixing method and the dot image.
FIG. 13 is a time chart showing the waveform generation method.
FIG. 14 is a characteristic diagram showing an operating current change characteristic with temperature.
FIG. 15 is a characteristic diagram showing an operating current change characteristic due to a change over time.
[Explanation of symbols]
1 Semiconductor laser
2 Light receiving element
3 Optical / electrical negative feedback loop
23 Error amplifier
24 Current driver
25 Voltage shift unit
31 Timing generator
32 Differential quantum efficiency detector
33 Memory section
34 Addition current setting section
36 Oscillation circuit
37 Latch circuit
42 differential circuit

Claims

Based on the input data, a pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit that generates a light emission command signal that simultaneously performs pulse width modulation and intensity modulation on the input data,
A semiconductor laser, a light receiving element for monitoring the light output of the semiconductor laser, and a light receiving signal proportional to the light output of the semiconductor laser obtained from the light receiving element by forming an optical / electrical negative feedback loop with an error amplifier. An error amplification unit that controls a forward current of the semiconductor laser so that a light emission command signal given from the pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit is equal;
The output of the error amplifying unit is configured as a voltage shift unit that instantaneously shifts the voltage by a desired potential, and a drive current corresponding to a light emission command signal provided from the pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit is sequentially applied to the semiconductor laser. A current driver that flows as a directional current;
A differential quantum efficiency detector for detecting the differential quantum efficiency of the semiconductor laser,
A memory unit for storing a detection result of the differential quantum efficiency detection unit,
The current corresponding to the maximum current is set according to the detection result of the differential quantum efficiency detection unit stored in the memory unit, and is turned off when the potential is higher than the potential of the maximum emission state already set in the emission command current generation unit. An addition current setting unit that sets the current corresponding to the maximum current set in the current driving unit to be turned on when smaller,
A timing generator,
As a one-chip integrated circuit integrated by bipolar transistors,
At the time of initialization, the timing generator generates a timing signal sufficiently slower than the control speed of the error amplifier, and the differential quantum efficiency detector detects the differential quantum efficiency of the semiconductor laser based on the timing signal. And a current corresponding to the light emission command signal is set in accordance with the detection result stored in the memory unit.

2. The semiconductor laser control method according to claim 1, wherein the timing generator includes an external device, and generates a timing signal set by the external device.

2. The method according to claim 1, wherein the timing generator includes an oscillation circuit, and generates a plurality of timing signals based on an oscillation output of the oscillation circuit.

2. The method according to claim 1, wherein the timing generator includes an oscillation circuit and a multi-stage latch circuit, and each of the latch circuits generates a timing signal based on an oscillation output of the oscillation circuit.

Based on the input data, a pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit that generates a light emission command signal that simultaneously performs pulse width modulation and intensity modulation on the input data,
A semiconductor laser, a light receiving element for monitoring the light output of the semiconductor laser, and a light receiving signal proportional to the light output of the semiconductor laser obtained from the light receiving element by forming an optical / electrical negative feedback loop with an error amplifier. An error amplification unit that controls a forward current of the semiconductor laser so that a light emission command signal given from the pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit is equal;
The output of the error amplifying unit is configured as a voltage shift unit that instantaneously shifts the voltage by a desired potential, and a drive current corresponding to a light emission command signal provided from the pulse width modulation / intensity modulation signal generation unit is sequentially applied to the semiconductor laser. A current driver that flows as a directional current;
A differential quantum efficiency detector for detecting the differential quantum efficiency of the semiconductor laser,
A timing generation unit that generates a timing signal for controlling the detection operation of the differential quantum efficiency detection unit at the time of initialization;
A memory unit that stores a detection result at each timing of the differential quantum efficiency detection unit,
The current corresponding to the maximum current is set according to the detection result of the differential quantum efficiency detection unit stored in the memory unit, and is turned off when the potential is higher than the potential of the maximum emission state already set in the emission command current generation unit. An addition current setting unit that sets the current corresponding to the maximum current set in the current driving unit to be turned on when smaller,
A semiconductor laser control device comprising a single-chip integrated circuit in which is integrated by bipolar transistors.

The current driver is a voltage shifter in the error amplifier, and is provided in the optical / electrical negative feedback loop including a differential circuit that changes the amount of voltage shift.
When the current corresponding to the light emission command signal is the maximum, the light output of the semiconductor laser becomes a desired maximum value, and when the current corresponding to the light emission command signal is the minimum, the light output of the semiconductor laser is desired. The current of the differential circuit is set to be the minimum value of,
At the time of initialization, the optical output of the semiconductor laser is set to a desired maximum value at a certain timing T0, and the optical output of the semiconductor laser is set to a desired minimum value at a timing T1 after a certain time has elapsed from the timing T0. 6. The semiconductor laser according to claim 5, wherein the differential quantum efficiency detection unit and the addition current setting unit are operated to set a current between the timing T1 and a timing T2 after a certain time has elapsed. Control device.

6. The semiconductor laser control device according to claim 5, wherein the timing generator includes an external device, and generates a timing signal set by the external device.

6. The semiconductor laser control device according to claim 5, wherein the timing generation unit includes an oscillation circuit that generates a plurality of timing signals based on the oscillation output.

6. The semiconductor laser control device according to claim 5, wherein the timing generation unit includes an oscillation circuit, and a multi-stage latch circuit that generates a timing signal based on an oscillation output of the oscillation circuit.