JPH10508173A - 平面型アンテナ設計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、電磁エネルギーを放射する複数の放射素子(RE)と、これら放射素子(RE)に電磁エネルギーを供給するフィーダとを備え、これらのフィーダは、アンテナの厚み方向に実質的に同じレベルの供給ネットワーク(SN)より成るアンテナ設計に係る。無線リンクの使用に充分な特性をもつ小型アンテナを得るために、アンテナの厚み方向に上記供給ネットワークに隣接配置される放射素子は、磁界の平面においてボックスホーンの特性である段を有するボックスホーンアンテナより成る。

Description

【発明の詳細な説明】 平面型アンテナ設計発明の分野 本発明は、特に、無線リンク用に意図された請求項１の序文に記載のアンテナ 設計に係る。先行技術の説明 現在、無線リンクは、ＶＨＦ（３０−３００ＭＨｚ）、ＵＨＦ（３００ＭＨｚ −３ＧＨｚ）、ＳＨＦ（３−３０ＧＨｚ）、及びＥＨＦ（３０−３００ＧＨｚ） レンジの多数の周波数帯域を使用している。移動サービスが低い周波数帯域（３ ＧＨｚ以下）をほぼ完全に占有しているので、常により高い周波数が使用されて きている。現在、多くの無線リンクシステムは、本発明によるアンテナのレンジ である（少なくとも最初は）３８ＧＨｚの周波数レンジで動作する。アンテナの 原理は何ら周波数に縛られるものではないから、より一般的には本発明のアンテ ナ設計は、マイクロ及びミリメータレンジにも使用されることに注目することが できる。 無線リンクアンテナに要求される放射特性は、国際規格に規定されている。例 えば、ＥＴＳＩ（ヨーロパテレコミュニケーションズ規格協会）規格ｐｒＥＴＳ ３００ １９７は、３８ＧＨｚ無線リンクアンテナの放射パターンにおいてサイ ドローブレベルに許される最大のレベルを規定している。従って、無線リンクア ンテナを設計する出発点は、一般に、アンテナ利得が特定の最小レベルより大き くなければならないが、サイドローブレベルを規定の限界より低く保持しなけれ ばならないことである。それ故、利得を不定に増加することはできない。という のは、それに応じてサイドローブレベルも増加してしまうからである。 無線リンクアンテナに設定される要件は、厳格なものであり、現在使用されて いる周波数では、規格に規定された無線特性が、異なる種類のホーン＋レンズ又 は反射アンテナ（パラボラアンテナ）でのみ首尾よく満足されている。 アンテナの製造者及び特にアンテナのユーザ（顧客）は、充分な放射特性とは 別に、物理的に小型のアンテナを希望する。特に、無線リンクの他方のターミナ ル点が顧客の場所であるときには、アンテナをバックグランドにできるだけ良好 に合体させる（即ち、小さなスペースに適合させる）ことが最も重要である。 物理の法則は、アンテナの断面積をほぼ決定し、換言すれば、アンテナは特定 の捕獲面積を有していなければならないか、又はそのアパーチャーが特定の寸法 を有していなければならない。むしろ、構造上の設計により、アンテナの寸法は 厚みの方向に容易に影響を受けることになる。例えば、上記ホーン＋レンズ又は 反射アンテナの欠点は、それらの動作原理によりコンパクトに実現できないこと である。例えば、上記の３８ＧＨｚレンジでは、このようなアンテナは、少なく とも２０ｃｍ程度の厚みである。 厚み方向の小さな寸法は、いわゆる平面型（プレーナ型）アンテナによって得 ることができる（平面型アンテナとは、アンテナのフィーダ及び反射素子が厚み 方向に互いに非常に接近した設計を指す）。平面型アンテナ設計は、マイクロス トリップ技術をベースとするものがほとんどであり、これは、マイクロストリッ プ構造体のロスが非常に大きいために充分な利得を生じない。又、多くの平面型 アンテナ設計は、帯域が狭いという共通の欠点がある（狭い周波数帯域において のみ所要の特性が得られる）。又、ある平面型アンテナは、現在使用されている 高い周波数において寸法要件が非常に厳格であるために大量生産に適していない という欠点もある。アンテナ製造者の観点からは、アンテナ設計を大量生産に適 したものにすることが最も重要である。発明の要旨 本発明の目的は、無線リンクの使用に適すると共に、充分な放射特性、非常に コンパクトなサイズ、及び大量生産の適合性を得ることのできる新規な形式のア ンテナ構造を提供することにより、上記の欠点を回避することである。この目的 は、請求項１の特徴部分に記載された本発明のアンテナ設計により達成される。 本発明の考え方は、平面型供給ネットワークにより特定の特性（例えば、平面 構造、低いロス及び広帯域動作を許す）をアンテナに与えると共に、この設計に 放射素子としてそれ自体知られたボックスホーンを組み込んで、上記欠点を解消 する放射特性を達成できるようにすることである。本発明に関連して、大量生産 に適したやり方でボックスホーンを最適に寸法決めすることにより、単一放射素 子の放射パターンのナルを、アレーファクターがアンテナアレーのサイドローブ を指示する方向にセットすることができる。このように、アンテナアレーのサイ ドローブを容易に排除することができ、これにより、所望の放射パターンを問題 なく得ることができる。 本発明の解決策は、良好な（無線リンクの使用に充分な）放射特性、簡単な構 造、低い製造コスト及び製造欠陥に対する不感性をもつ平面型設計を提供する。 例えば、上記の３８ＧＨｚレンジでは、本発明によるアンテナは、約４ｃｍの厚 みに過ぎず、即ち、現在の無線リンクアンテナの最小厚みに比して約１／５に過 ぎない。 アンテナ全体を構成したとしても、本発明の好ましい実施形態では、導波管技 術により、平面型構造が依然として得られる。図面の簡単な説明 以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。 図１は、２ｘ２の放射素子を有する本発明のアンテナの斜視図である。 図２ａ−２ｃは、図１のアンテナ設計に使用される供給ネットワークを示す図 である。 図３ａは、導波管Ｔ型接合部のカーブした分割器を示す図である。 図３ｂは、図３ａの分割器から構造上最適化された導波管Ｔ型接合部の分割器 を示す図である。 図３ｃは、非対称の電力分配を与える導波管Ｔ型接合部の分割器を示す図であ る。 図４は、それ自体知られたボックスホーンの基本構造を示す図である。 図５は、ボックスホーンにおける異なる波モードの振幅の比がボックスホーン のアパーチャーの比にいかに依存するかを示す図である。 図６は、ボックスホーンのアパーチャーを示す図である。 図７ａは、図１のアンテナに使用される放射素子の基本的な構造を示す図であ る。 図７ｂは、図１の放射素子の平面Ｈの断面を示す図である。 図７ｃは、図１の放射素子の平面Ｅの断面を示す図である。 図８は、１６ｘ１６素子のアレーに意図された供給ネットワークを示す図であ る。 図９は、図８の供給ネットワークに対して設計された放射素子のアレーを示す 図である。好ましい実施形態の詳細な説明 図１は、本発明によるアンテナを示す。このアンテナは、供給ネットワークを 含む部分Ａ１と、該部分Ａ１の上に取り付けられた部分Ａ２の２つの部分のみで 構成され、部分Ａ２は、放射素子アレー１０を含み、このアレー１０は、この例 では、（明瞭化のために）互いに隣接する４つの放射素子をコンパクトな仕方で （両平面に２つ）有するだけである。各放射素子ＲＥは、磁界の平面に段Ｓを有 するボックスホーンである。供給ネットワークに通じる供給アパーチャーは、参 照記号ＦＡで示されている。両アンテナ部分（Ａ１及びＡ２）は、例えば、鋳造 により形成された閉じた金属部分である（アンテナの製造技術は、以下に詳細に 述べる）。 図２ａは、図１に示した下方部分（Ａ１）の上面、即ち部分Ａ２に対して配置 される面を示す図である。図２ｂは、図２ａのＡ−Ａ’線の方向に見て部分Ａ１ を示し、そして図２ｃは、Ｂ−Ｂ’線の方向に見た図である。この例は、長方形 の導波管をフィーダとして使用し、これは、実際には、構造が簡単で且つロスが 小さいことからフィーダとして非常に効果的な選択である。構造が複雑なほど、 製造経費が高く、そしてほとんどの場合に、製造欠陥が生じ易い。導波管は、部 分Ａ１の表面に設けられたスロット２０より成り、そして部分Ａ２は、導波管の 天井を構成する。導波管をできるだけ狭くして、放射素子間の間隔（素子間隔） をできるだけ狭くし、ひいては、アンテナアレーのサイドローブを少なくするこ とが効果的である。従って、動作及びカットオフ周波数の観点から導波管をでき るだけ狭くすることが効果的である。 上記の３８ＧＨｚレンジにおいては、約５ｍｍの導波管巾を選択することがで き、従って、例えば、巾が７．１１ｍｍそして高さが３．５６ｍｍの導波管ＷＲ −２８を、アンテナに供給する標準導波管（図示せず）として選択することがで きる（従って、使用する導波管の高さに対応するように部分Ａ１に形成されるス ロット２０の深さＤを選択することができる）。供給導波管としては、供給アパ ーチャーに延長部２５が設けられ、この延長部は、巾の広い導波管から狭い導波 管への移行部を形成する。 導波管は、最も低いモードＴＥ₁₀のみで動作しなければならない。（例えば、 導波管ＷＲ−２８においては、ＴＥ₂₀モードのカットオフ周波数が６０ＧＨｚで あり、そしてＴＥ₁₀モードのカットオフ周波数は４２．１３ＧＨｚであり、これ は、アンテナを３８ＧＨｚで使用したときにはこれらの波モードが導波管に伝播 できないことを意味する。） 図２ａ−２ｃの平面型供給ネットワークでは、共通の電源（図示せず）から送 られる電力が、異なる放射素子への次々のＴ字型接合部により分割される。例え ば、図２ａの例では、３つのＴ字型接合部がある。それらの１つが参照記号Ｔで 示されており、そして接合部の境界が破線で示されている。従来のＴ字型接合部 は、導波管に高い反射係数を有するので、それ自体知られた三角形モデルに基づ く丸み付けされた分割器２２を供給ネットワークのＴ字型接合部に使用すること が効果的である。このような丸み付けされた分割器は、図３ａに示したそれ自体 知られた分割器に基づくものであり、この三角形分割器２３の先端２３ａは非常 に薄くされている。丸み付けされた側部及び薄い先端を有するこのような分割器 は、低い反射係数を与える。しかしながら、この設計は、分割器の中心点（先端 ２３ａ）の位置に敏感であり、従って、上記したそして図３ｂに示された丸み付 けされた分割器２２を使用することが効果的となる。先端２３ａに関する限り、 分割器の製造欠陥の傾向を少なくするように先端をあまり先鋭で且つ頑強でない ようにすることにより、丸み付けされた分割器２２の理想的な形状が変更されて いる。それでも、良好なマッチングを得ることができる。 アンテナ放射パターンに関する要求によりアンテナアレーの均一な供給を偏ら せる必要がある場合には、接合部の中央の分割器２２を中心線から外れるように シフトすることにより、Ｔ字型接合部に所要の電力分割比を得ることができる。 素子間にこのような非対称の電力分布が所望される場合には、素子間に位相差を 生じることなく実施しなければならない。Ｔ字型接合部においては、分割器が中 心線からシフトして更に離れるにつれて、出力ゲート間の位相差が比例的に増加 する。この位相差は、入力ゲートの位置が同じ程度に横にシフトされた場合に得 られる位相差に等しい。従って、位相は、出力ゲートから測定した分割器までの 距離によって決定される。これは、Ｔ字型接合部のフィーダガイドの位置を同じ 程度に側方にシフトすることにより位相差を補償できることを意味する。これが 図３ｃに示されており、参照記号Ｘは側方シフトの距離を示す。その結果、分割 器は、Ｔ字型接合部の中心に配置されるが、フィーダガイドは、分割器に対して 横にある。 電力分割器のマッチングは、分割器からの反射を打ち消す第２の反射を発生す ることにより更に改善することができる。この目的で生じた反射の振幅が分割器 からの反射に等しくそしてそれらの位相が逆の場合には、加算された全反射が０ となる。反射は、導波管内にある種の障害物を配置することにより発生できる。 図示された例では、打消反射が円筒状のタップ２４で発生される。タップの高さ ｈを調整することにより反射の振幅を変え、そしてタップの位置（電力分割器か らの距離）をシフトすることにより所望の位相を得ることができる。 供給ネットワークの電力分配に加えて、導波管をカーブさせねばならない。図 ２ａ−２ｃの例では、これは、単一の放射素子に通じている導波管岐路において 導波管に平面Ｅカーブを与えることによって達成される（以下、電界の平面は、 平面Ｅと称し、そして磁界の平面は、平面Ｈと称する）。カーブは、実質的に４ ５°のスロープ傾斜部をスロットに与えることにより具現化され、これら傾斜部 は、参照番号２１で示されている（図２ａ及び２ｂ）。その結果、分極が平面Ｅ において隣接する放射素子間に逆の位相をもつことになるので、半波長の延長部 Δが片側に与えられる。これは、信号を反転して、平面Ｅにおける隣接素子の信 号と同相にする。傾斜部において、各フィーダ岐路は放射素子に接続され、即ち 部分Ａ２は、対応する位置に穴を有し、これは放射素子の「供給アパーチャー」 である。 平面Ｅにおいて、放射素子間の間隔は、主として必要な位相修正により決定さ れる。少なくともＴ字型接合部及び位相修正（Δ）が素子間に適合しなければな らない。両側には、平面Ｅに上記カーブが更にあり、そして位相修正のない側で は、Ｔ字型接合部の至近にカーブを配置することができない。というのは、Ｔ字 型接合部に存在するフィールドを妨げるからである。（信頼性のある動作を保証 するためには、Ｔ字型接合部とカーブとの間の距離が、実際に、少なくとも波長 の１／８でなければならない。） 素子は、平面Ｈにおいては、平面Ｅよりも互いに接近して配置することができ る。供給ネットワークにおける導波管間の壁が非常に薄い場合には、素子間隔が ｄ_H＝２ｘ導波管巾となる。しかしながら、間隔を決定するときには、（ａ）素 子の間隔が０．９λの倍数であるときに（λは自由空間における波長）アンテナ アレーの方向性（ひいては、利得）がその最大値となり、そして（ｂ）アンテナ アレーのサイドローブの数は、素子間隔がいかに多くの波長を表すかに比例する ことに注目しなければならない。従って、サイドローブの数を増加せずに、素子 間隔を、例えば、０．９ｘ２ｘλに増加することができる。従って、アンテナア レーの方向性は、素子間隔が波長より広い状態でその最大値まで増加する。 上記の詳細な設計解決策（それ自体知られた解決策であるＴ字型接合部、電力 分割器及びタップマッチング）により、当業者であれば、一度にアンテナに対し て設定された動作周波数及び他の要件により供給ネットワークを大きさ決めする ことができる。本発明に関する限り、供給ネットワークに関する重要な事柄は、 主として、その平面型設計と、ロスの低い導波管を具現化する可能性とである。 又、分割器によりアンテナ表面に対し照射をテーパ付けする（アレーの縁に位置 する素子の供給振幅を減少することを指す）可能性によっても効果的な細部が表 される。最終的な供給ネットワークは、放射素子に対して所望の振幅分布を得る ように電力分割器を配置することにより構成される。素子の相対的な振幅は、異 なるテーパ付けでアンテナアレーの放射パターンを計算することにより定められ る。テーパ付けは、利得を減少すると共に、メインビームを広げるために、照射 機能を均一照射アパーチャーにできるだけ接近して維持するように仕向けるのが 効果的である。 上記したように、本発明によるアンテナ設計は、ボックスホーンを放射素子と して使用する。ボックスホーンは、同じ寸法のアパーチャーをもつ従来のホーン よりも磁界の平面（平面Ｈ）において大きな方向性を有するホーンアンテナ設計 （それ自体知られた）である。このホーンは、アンテナアパーチャーにおける優 勢モードの位相から例えば１８０°ずれた位相を有する高次（三次）の波モード を発生するように構成される。この高次のモードは、アパーチャー照射（平面Ｈ における）をコサイン型の照射から、均一照射即ち２つのコサイン照射に良く似 たものに向かって変化する。 図４は、それ自体知られたボックスホーンの基本的な設計を示す。このホーン は、通常は、長さＬの長方形導波管素子４１で構成される。平面ＨにおいてＡと 測定されるこの部分をボックスと称する。Ａの値は、高次の波モードＴＥ_n0（ｎ ＝０・・・３）を伝播できるほど大きくなければならない。ホーンは、その一端 が開いており、そして他端において長方形導波管４２から供給される。供給は、 平面Ｈのホーン（その端のアパーチャーが平面Ｈの方向に延びる一方、平面Ｅの 寸法を不変に保持する導波管）によって行うこともできる。アパーチャーＡ’を もつ供給導波管即ちホーンは、アパーチャーの中心のゼロからずれた振幅をもつ 波モード、即ちＴＥ₁₀及びＴＥ₃₀モードのみを発生するようにボックスの中心線 に配置される。これら波モードの振幅間の比は、アパーチャー比Ａ’／Ａに基づ く。ａ₁をＴＥ₁₀モードの振幅としそしてａ₃をＴＥ₃₀モードの振幅とすれば、そ れらの比は、次のように表される。 この依存性に基づき、振幅ａ₃とａ₁の比は、段の高さＡ’／Ａの関数として示 すことができる。これが図５に示されている。 ボックスホーンアパーチャー（平面Ｈにおける）の振幅分布も比ａ₃／ａ₁に依 存する。図６は、比ａ₃／ａ₁に対して値０−０．７をもつ振幅分布を示している （水平軸はアパーチャーの中心点からのパーセント距離を表し、そして垂直軸は 比例レベルを表す）。この図において、アパーチャーレベルにおける２つの伝播 モード間の位相差は、１８０°であると仮定する。図示されたように、振幅比の 値０．３５は、均一照射機能として比較的良好な近似を与え、そして値 ０．５５は、２つのコサイン分布を与える。（平面Ｅにおいて、フィールドは導 波管において均一に分布され、そしてアンテナアパーチャーのエリアは、均一に 照射される。） 本発明によるアンテナは、上記形式のボックスホーン、及び特に磁界の平面に おいてその特徴である段を使用し、この段は、ホーンを伝播する波モードの相対 的な振幅を変更する簡単な手段をなす。 本発明によるアンテナアレーのボックスホーンは、次のように設計される。先 ず第１に、アレーファクタを使用して、このアレーファクタがサイドローブを指 示する方向を計算する。アレーファクタは、次の式であることが知られている。 但し、Ｎは素子数であり、そしてγは、波長λ、素子間隔ｄ及び視野角θに次の ように依存する。 γ＝ｋｄ ｓｉｎ（θ）＋δ 但し、波数ｋ＝２π／λであり、そしてδは、素子間の位相差を表す。 サイドローブの方向を計算するためには、素子間隔と周波数が分からねばなら ない（素子間隔は、供給ネットワークの寸法から分かる）。 次いで、異なる振幅比に対しボックスホーンの放射パターンを計算することに より、アレーファクタがサイドローブを指示する方向にナルを有する振幅比が見 つかる。アパーチャーアンテナの放射パターンは、アパーチャーに存在するフィ ールドによって決定される。フーリエ変換を使用し、アパーチャーに存在するフ ィールドが分かるときにアンテナ放射パターンを計算することができる。特に、 放射パターンは、アパーチャー分布のフーリエ変換として定義できる。従って、 振幅分布を表す関数をＦ（ｙ）とすれば、放射パターンは、次の式により平面ｘ ｙにおける角度Φの関数として計算できる。 但し、βは伝播係数を表し、そしてＬは測定レベルにおけるアパーチャーの寸法 である。従って、Ｅ（Φ）は、関数Ｆ（ｙ）のフーリエ変換を表す。 アレーファクタがサイドローブを指示する同じ方向に単一放射素子のナルが生 じるところの振幅比を確立した後に、その振幅比を用いて、その振幅比を与える アパーチャー比Ａ’／Ａを定義することができる。このアパーチャー比に基づい て、放射素子にその最終的な尺度を与えることができる。というのは、この比に 基づき、磁界の平面における段の寸法が分かるからである。従って、段のサイズ を用いることにより、単一放射素子（アレーファクタがサイドローブを指示する 方向にナルである）に対し所望の放射パターンが得られる（結果に影響する段の 位置を定義した後に）。 図７ａ−７ｃは、図１に示されそして本発明のアンテナに放射素子として使用 されるホーンアンテナ７０の基本的な構造を示す。（ホーンアンテナにマッチン グする「フィードスルー」が部分Ａ２に与えられる。）図７ａは放射素子の斜視 図であり、図７ｂは平面Ｈにおける素子の断面であり、そして図７ｃは平面Ｅに おける素子の断面である。この例において、ホーンは、平面Ｈ及びＥの両方に直 線的に開いている。平面Ｈにおいては、これは、段Ｓの前（面７１参照）及び段 の後（面７２参照）の両方について言える。このような設計においては、平面Ｈ における寸法が変化する状態では、段からアパーチャーレベルに進行するときに 波の伝播ファクタが変化する。段の後に平面Ｈに拡大部をもつ設計は、放射素子 のアパーチャーをできるだけ大きくできる上に、放射素子間の壁が処理し易さの 理由で特定の厚みをもつことができるという効果を有する。 以上、本発明のアンテナを、それに対して設定された要件に一度に合致するよ うに設計することのできる原理について説明した。それに対応する原理に従うこ とにより、例えば、放射素子を完全に異なる形状で実現することができる。放射 素子は、例えば、非直線的に開いていてもよいし、又は拡大部を全く実現しなく てもよい（これは、平面Ｅ及び平面Ｈの両方について言える）。製造技術に関す る限り、非直線的な拡大部は、上記の直線的に開放する放射素子よりも明らかに 悪い。 又、放射素子の数は、アンテナに対して設定される要件に基づいて変えること ができる。図８は、２５６個の素子の供給ネットワークの上面図である（図２ａ に対応する）。この場合、アンテナの供給アパーチャーＦＡは、供給ネットワー クの中央にある。図示されたように、この場合の供給ネットワークは、図２ａに 示された６４個の基本的なモジュールを備え、その各々は、４つの異なる放射素 子に対し４つの並列な供給分岐を有する。好ましい実施形態では、放射素子の数 が２の累乗に等しい（例えば、２⁸＝２５６）。というのは、これが対称的なア ンテナ設計を生じるからである。必要な素子の数は、アンテナに対して設定され る利得、サイズ及び放射パターンの要件に基づく。 一般に、ｎ個の放射素子が存在する場合に、供給ネットワークの（ｎ−１）個 のＴ型接合部において電力が分割され、各素子は、等しい電気的長さをもつライ ンによって供給される（上記の位相修正が考慮されない場合）ことに注意された い。図９は、図８の部分Ａ１に類似した部分Ａ２であって、図７ａの放射素子を 全部で２５６個含む部分Ａ２を（上から）示している。 実際に、本発明によるアンテナ設計は、例えば、次のように変更できる。 供給ネットワークにおいて、異なる種類の一般に知られたマッチング方法及び 分割器構造を使用することができる。導波管の寸法を決める場合にも同じことが 言える。導波管以外の波管路を使用することもできる。 供給ネットワークから素子への信号の接続は、種々の方法で行うことができ、 例えば、マイクロストリップが使用される場合にはプローブを介して行うことが できる。 アンテナは、種々の種類の導電性材料で製造することもできるし、又は適当な 材料に導電層を被覆することもできる。アンテナが２つの閉じた部分で構成され るときには、鋳造が実際上有効な製造技術である。これら部分の表面は導電性で あって、良好に機能しなければならない。更に、プラスチックでこれらの部分を 鋳造しそして薄い金属被覆を施すことのできる製造方法も存在する。このような 方法は、大量生産に良く適している。 上記の電力分割器（又は他の公知の電力分割器）を使用することにより、単一 の放射素子の相対的な振幅に作用を及ぼし、ひいては、アパーチャー照射機能を 所望の形状に整えることもできる。 以上、添付図面の例示的な設計を参照して本発明を説明したが、本発明は、こ れに限定されるものではなく、請求の範囲内で種々変更できることが明らかであ ろう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 レイゼーネン アンティ フィンランド エフイーエン−02130 エ スプー ロイミュコイヴュンクーヤ １ア ー

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．電磁エネルギーを放射する複数の放射素子(RE)と、これら放射素子(RE)に電 磁エネルギーを供給するフィーダとを備え、これらのフィーダは、アンテナの厚 み方向に実質的に同じレベルの供給ネットワーク(SN)より成るアンテナにおいて 、 アンテナの厚み方向に上記供給ネットワークに隣接配置される放射素子は、 磁界の平面においてボックスホーンの特性である段(S)を有するボックスホーン アンテナ(70)より成ることを特徴とするアンテナ設計。 ２．互いに上下の２つの部分(A1,A2)より成り、第１部分(A1)は上記供給ネット ワーク(SN)を含み、そして第２部分(A2)は上記ホーンアンテナ(70)を含む請求項 １に記載のアンテナ。 ３．上記供給ネットワークは、Ｔ字型接合部(T)により放射素子に対して電力が 分割される実質的に長方形断面の導波管(20)より成る請求項１に記載のアンテナ 。 ４．上記Ｔ字型接合部の少なくとも幾つかには、マッチングを改善するために丸 み付けされた先端(22a)を有する三角形分割器(22)が設けられる請求項３に記載 のアンテナ。 ５．少なくとも幾つかのＴ字型接合部において、上記分割器及びフィーダ導波管 は、電力分布を均一な分布から変更するために互いに横にシフトされている請求 項４に記載のアンテナ。 ６．上記ボックスホーン(70)は、少なくとも上記段(S)の後に磁界の平面におい て直線的に開いている請求項１に記載のアンテナ。