JPH10505670A - レンジ感度補償を行うレンジ・ゲート制御形のフィールド外乱センサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 フィールド外乱センサは比較的低いパワーで動作し、調整可能な動作レンジを提供し、近いレンジで過敏でなく、センサを多重に共同配置でき、および製造的にも高価ではない。このセンサは電磁エネルギのバースト（１９）のシーケンスを送信する送信機（１１）を有する。送信機周波数は中間周波数で変調される。バーストのシーケンスはバースト繰返しレートを持ち、各バーストはバースト幅を有するとともに、送信機周波数での多数の周期を備える。このセンサは、送信機周波数の電磁エネルギを受ける受信機（２１）を有し、また、送信バーストをその送信バーストの反射波と混合して中間周波信号を生成するミキサ（２２）を有する。中間周波信号に応答する回路がセンサフィールドの外乱を指示する。バースト繰返しレートは、バーストシーケンスのバーストが変化位相を持つようにランダムにまたは疑似的ランダムに変調される。

Description

【発明の詳細な説明】 レンジ感度補償を行うレンジ・ゲート制御形のフィールド外乱センサ 米国合衆国政府は、米国合衆国エネルギ庁とカリフォルニア大学との間で締結 された契約番号Ｗ−７４０５−ＥＮＧ−４８にしたがって、ローレンス・リバモ ア国立研究所の活動のために本発明に関する権利を有する。 発明の背景 発明の分野 本発明は、近接センサの分野に関し、とくに、フィールド外乱センサの技術に 関する。 関連技術の説明 フィールド外乱センサを用いることにより、自動車盗難警報器、家屋侵入対策 およびロボット工学センサ、産業計測およびプロセス制御、自動ドア開閉器、な らびに自動車障害物検出といった、多種多様のアプリケーションを有する動き検 出器の部類を提供できる。 これらのセンサは基本的には電磁気信号を送信し、センサフィールドで反射エ ネルギを検出することにより動作する。センサフィールドの反射エネルギは、そ のフィールド内で動きが無いときは、安定状態になる。かかる電磁気エネルギを 吸収または反射する物体がそのフィールドに入ると、反射エネルギの変化が検出 される。マイクロ波周波数で動作するフィールド外乱センサは実質的に連続波（ ＣＷ）によるドプラ・マイクロ波センサと同一である。 既存の設計では、センサのアプリケーションが限定されるいくつかの重要な問 題がある。とくに、上述のセンサは、センサのフィールドに近い他の送信機から の干渉によって生じる、または近接レンジにおいてこの種のタイプのセンサ過敏 性によって生じる誤警報を発生し易い。 従来技術に係るフィールド外乱センサのアプリケーションの大部分は、 比較的高いパワーのマイクロ波エネルギに依存している。これらの高パワーのマ イクロ波によるアプリケーションは、通信規定により、比較的に狭い帯域に限定 されており、このため、かなり混んでいる。例えば、この既存のフィールド外乱 センサは、電子レンジや他の高パワーのマイクロ波機器と同一の周波数帯域で動 作することもよくある。これにより、センサは、そのセンサの受信機のレンジ内 に在る別の送信機によって生じる疑似値を感じてしまう。かかる用途に割り当て られた周波数範囲は比較的狭いので、それらの目的に使用できるチャンネル数も 限られてしまう。このため、目的とする分野で使用することができるセンサ数が 限られる。 また、従来技術に係るフィールド外乱センサは近接レンジで過敏性を有する。 つまり、およそ１０フィートに居る人の動きを検出するように調整したセンサは 、昆虫がアンテナの表面に止まったときに誤った警報を出してしまう。この問題 は、機器の感度が１／Ｒ²の関数で減少する（ここで、Ｒは送信機から反射体の までの距離である）ことに起因して生じる。また、このセンサの過敏性により、 センサに対する振動や機械的動揺からも誤警報を出してしまう。 したがって、従来技術による設計の誤警報の問題を打破するフィールド外乱セ ンサを提供することが望ましい。また、単一のフィールドにマルチセンサを干渉 無しに設置できるシステムを提供することも望ましい。 発明の概要 本発明は、改善されたフィールド外乱センサ（field disturbance sensor）を 提供するもので、このセンサは比較的低いパワーで動作し、調整可能な動作レン ジ(range)を持ち、近いレンジで過敏ではなく、マルチセンサの共同配置が可能 で、そして製造コストも高価ではない、という特徴を有する。 本発明は、電磁エネルギの送信バーストから成るシーケンスを送信する送信機 を有するセンサとして特徴付けることができる。このバースト のシーケンスはバースト繰返しレートを有し、各バーストがバースト幅を持つと ともに、送信機周波数での多数の周期を有する。このセンサは受信機を含み、こ の受信機が前記送信機周波数の電磁エネルギを受ける。受信機はミキサを含み、 このミキサは送信バーストをその同一の送信バーストの反射波と混合し、中間周 波信号を生成する。この中間周波数は、前記中間周波数において、前記送信機周 波数または振幅を変調することにより生成される。この受信機に結合されかつ前 記中間周波信号に応答する回路構成により、センサフィールドの外乱が指示され る。ミキサが送信バーストを、送信バーストの反射波に混合するので、バースト 幅によりセンサレンジＲがバースト幅の約１／２に決められる。 本発明の別の側面によれば、バーストレート変調回路が前記送信機に結合して おり、バースト繰返しレートを変調する。その１つの側面では、このバースト繰 返しレートは、バーストシーケンスのバーストはバースト幅よりも大きいレンジ にわたって変化する名目上のレートに関して発生時間を持つように、ランダムに または疑似的ランダムに変調される。 １つのシステムの場合、前記送信機周波数はギガヘルツ（例えば２ＧＨｚ）の オーダで、前記バースト繰返しレートはメガヘルツ（例えば１ＭＨｚ）のオーダ で、さらに前記中間周波数はキロヘルツ（例えば１０ｋＨｚ）のオーダである。 バーストは前記送信機周波数で２〜４０のオーダの多数の周期（サイクル）を有 していてよい。これにより、バーストシーケンスに対する低いデューティの周期 が生成される。このバーストシーケンスの発生時間を前記バースト幅よりも大き い値で変調することで、どれが２つの送信機が別の送信機のバーストと同時に起 こるバーストを発生し、位相関係においてＩＦ受信機で重大な応答を引き起こす という見込みは低くなる。また、２つのセンサの中間周波発振器がいくぶんとも 同時に起こり、重大な干渉に至るという見込みが低いことで、さらに、誤検出の 可能性も低くなる。したがって、センサの固有のチャンネル化（channelization ）ができ、１つのフィールドでマルチセンサの使用が可能になる。 本発明の別の側面によれば、前記送信機周波数は、前記中間周波数における第 １の周波数および第２の周波数の間で送信機周波数を変更することによって変調 されている。この第１の周波数におけるバースト終了時のパルス位相が前記第２ の周波数におけるバースト終了時のパルス位相とは１周期よりも小さい値、好適 には約１／２周期だけ異なるように、第１の周波数と第２の周波数とが関係付け られている。前記ミキサにより生成された中間周波信号は、前記第１の周波数お よび前記第２の周波数における前記反射波の相対的振幅を表している。これらの 相対的振幅は、受信機での前記第１の周波数におけるあるバーストの開始時と終 了時のパルス間の位相差、および、前記第２の周波数におけるあるバーストの開 始時と終了時のパルス間の位相差の関数、ならびに反射の振幅による関数である 。短いレンジでのかかる位相差は最大レンジでの位相差よりも非常に小さいので 、近いレンジでの機器の感度はセンサ最大レンジでのその感度に比べて低下して いる。 したがって、送信機は典型的には２．０または６．５ＧＨｚ、またはそれ以上 に中心周波数を合わせて、最大検出レンジで２方向の飛行時間に時間的に等しい バースト幅を持ったＲＦバーストを送信するようにできる。送信バーストは受信 ミキサのために使用されているので（いわゆる、ホモダイン動作）、送信機が送 信を停止した後、反射信号が戻ってこなければ混合動作は行われない。このため 、送信機のバースト幅制御により与えられる幅により、最大検出レンジが制御さ れる。好適なシステムでは、バースト繰返しレートはノイズ変調されており、ほ かのセンサとのコヒーレントな衝突を防止し、またＲＦ干渉によるビート周波数 の発生を防止している。これは、大量の受信バーストをローパスフィルタにおい て積分することにより容易化されている。典型的には、バースト繰返しレートは １メガヘルツのオーダであり、ローパスフィルタは約１０，０００個のバースト を積分するための１０ミリ秒の応答を有し、チャンネル化を容易化している。 受信ミキサとしては、１つのダイオード回路を置いて、これに低ノイ ズ動作のバイポーラ・トランジスタ・アンプを繋ぐようにしてもよい。好適なア プリケーションでは、センサのデューティ周期が低いため、受信機はサンプル・ ホールド回路として機能して、検出信号を１つのバースト繰返し周期から次の周 期にストレッチする。 低いデューティ周期の動作により、全体のＲＦ放射レベルを、連邦通信委員会 （ＦＣＣ）、パート１５の規定の下での動作が可能なレベルまで下げることがで き、その結果、大きなスペクトル使用領域を開放でき、隙間の無い周波数調整の 必要性を排除できる。低いデューティ周期の動作の別の側面は電力消費が低いこ とにある。仮にバースト幅が１０ナノ秒とすると、繰返し間隔は１０マイクロ秒 で、送信電流は１０００倍減少し、バッテリで多年連続動作が可能になる。 別の新規な特徴は、送信用発振器の周波数変調であり、これは例えば１０ｋＨ ｚの中間周波数で送信周波数を周期的にシフトしている。これによりミキサの出 力には中間周波数で矩形波が現れる。この受信ミキサに結合している中間周波ア ンプは、バースト繰返しレートまたはＤＣでの周波数を通過させることができな く、放射周波数で変わる平均受信エコーの変化に応答する。接近した戻りのため のホモダイン動作に一致させるので、周波数変調によって引き起こされる効果は 反射信号上にはほとんどなく、また増幅される中間周波信号もほとんどない。最 大レンジに近いレンジでの遠い戻りの場合、周波数変調は、前記２つの周波数で の受信エコー、すなわちバースト幅内に含まれるＲＦ周期のトータル数において １／２周期のフルのシフトが与えられるように、設定される。したがって、最大 レンジにある目標体は、変調の第１および第２の周波数間で１８０度のフルの位 相反転を持ったドプラ応答を生じる。中間周波アンプはその変調レートで変化す る信号を前記位相反転の大きさに相当する振幅で通過させるので、零レンジでは 感度が無く、また最大レンジで最大の感度を持ち、感度の自然ロスをレンジの増 加と伴に補償している。 したがって、改善されたフィールド乱れセンサが提供されており、こ のセンサはレンジがゲート制御され、単一のフィールドでマルチチセンサ構成が 可能で、そして、従来技術による近接レンジでの過敏性を打破している。さらに 、このシステムは製造上、簡単で、コストが低く、および、非常に低いパワーで 動作するので多年にわたるバッテリ動作が可能になる。 本発明のほかの側面および効果は、以下に続く図面、詳細な説明、およびクレ ームを検討することで理解できる。 図面の簡単な説明 図１は、本発明に係る、レンジ・ゲーテッド（range-gated：レンジをゲート 制御した）フィールド外乱センサの構成図である。 図２は、本発明に係る周波数変調の特徴を説明するタイミング図である。 図３は、本発明に係る混合とレンジのゲート制御との動作を説明するタイミン グ図である。 図４は、本発明に係るセンサの機能を示すプロットである。 図５は、本発明に係るセンサの一つの実施例の構成図である。 図６は、本発明に係るセンサの別の実施例の構成図である。 図７は、図６の回路とともに使用するバッテリ電源の構成図である。 図８は、２つの送信機周波数に対する図６の部品定数値の表である。 好適な実施例の詳細な説明 本発明の実施例を図に関連して以下に詳細に説明する。 図１は、本発明にしたがってレンジ感度を補償したレンジ・ゲート制御（ゲー ーテッド）形のフィールド外乱センサのブロック図である。この基本的なシステ ムには、ゲート制御ＲＦ発振器１０を有し、この発振器が送信機１１を駆動する 。ゲート制御ＲＦ発振器１０は、バースト幅変調器１２により決められたバース ト幅を有するバーストのシーケンスを発生し、そのバースト幅変調器がライン１ ３を通して前記ゲート制御 ＲＦ発振器に接続されている。このバースト幅変調器１２は、機器のレンジを選 択する入力コントロール１４に応じてバースト幅を定める。このバーストの繰返 しレートは、バースト幅変調器を駆動するクロック１５により決定される。クロ ック１５は、増幅して変調信号を生成できる、またはバースト繰返しレート発振 器で固有的であるノイズのような、ランダム源１６により位相変調される。同様 に、疑似ランダム変調も採用できる。 上記ゲート制御ＲＦ発振器１０は中間周波数源１７によって位相変調され、こ の中間周波数源がライン１８を介してゲート制御ＲＦ発振器１０に接続されてい る。 送信バースト１９は目標体２０で反射し、そのエコーが受信アンテナ２１で検 出される。受信アンテナ２１はＲＦミキサ２２を駆動し、このミキサはライン３ ４で概要的に示したように、送信信号を受けている。ＲＦミキサ２２の出力は中 間周波数アンプ２３に送られており、このアンプはＦＭ中間周波数源１７の周波 数にチューニングされている。中間周波数アンプ２３の出力は同期レクティファ イヤ２４に送出され、この同期レクティファイヤはＦＭ中間周波数源１７によっ て同期される。レクティファイヤ２４の出力は、ローパスフィルタ２５およびベ ースバンドアンプ２６を介して、しきい値検出回路（概要的に符号２７の構成） に供給される。このしきい値検出回路は第１のコンパレータ２８を備え、このコ ンパレータは、プラスのしきい値２９を受けるマイナス入力端と、前記ベースバ ンドアンプ２６の出力を受けるプラス入力端とを有する。同様に、このしきい値 検出回路は第２のコンパレータ３０を有し、このコンパレータは、ベースバンド アンプ２６の出力を受けるマイナス入力端と、マイナスのしきい値３１を受ける プラス入力端とを有する。ベースバンドアンプ２６の出力の振幅が前記２つのし きい値を越えたとき、警報信号はライン３２に供給されて警報回路を駆動する。 警報回路としては、例えばブザー３３またはその他の応答装置である。このブザ ー３３は例えば多種多様の応答装置を駆動するスイッチに置き換えてもよい。 また、図１に示したように、しきい値検出／警報回路を駆動するよりも、ベー スバンドアンプの出力をデジタル化し処理して、動きの速度、サイズなどの、受 信信号に現われる外乱（乱れ）の特性を判断することもできる。 一つの設計したシステムの場合、ゲート制御ＲＦ発信器は約２ギガヘルツのバ ーストを発生する。ＦＭ発振器１７は約１０キロヘルツで動作し、発振器１０の 出力周波数を例えば、２．００ＧＨｚと２．１０ＧＨｚの間で変調する。この実 施例では、発振器１５により決められるバースト繰返し周波数は約２ＭＨｚであ る。ノイズ源１６は好適には、実質的にバースト幅よりも大きい等価なレンジに わたってバースト繰返し周波数発振器１５の位相を変調することである。 このバースト幅により機器のレンジが決まる。これはミキサ２２のＲＦ混合は バーストの送信の間に行われるのみであることに因る。上述した２ＧＨｚのシス テムでは、送信機に対するデューティサイクルが低く、したがって電力消費が低 いという条件ならば、バースト幅はゲート制御ＲＦ発信器１０の２〜４０サイク ルまたはその程度のオーダである。２ＧＨｚの送信機周波数で、かつ、およそ１ ２インチのレンジの場合では、バースト幅は約４サイクル、すなわち約２ナノ秒 ということになる。 図２は、複数のバーストから成るシーケンスのバーストの一定の特性を示して いる。図１に示したように、前記ＲＦ発振器は略１０ＫＨｚにて矩形波で周波数 変調されている。このため、バーストは第１の低い周波数ｆ_Lおよび第２の高い 周波数ｆ_Hで発生することになる。これらの周波数は図２に表しているように互 いに僅かに異なるだけである。そこで、４サイクル後のように近いレンジでは、 この２つの周波数間の与えられた距離での位相差（Δφ_N）は非常に小さい。し かし、バーストの終了点では、この２つの周波数間のバーストの終了点での位相 差（Δφ_F）は約１８０度である。このため、周波数ｆ_Hのバーストの先頭６０は 、約０度の相対的な位相シフトを目的とした一定のバースト幅のために、その後 部６１におよそ同相である。これに対し、周波数ｆ_Lのバー ストの先頭６２は、同一のバースト幅での約１８０度の相対的な位相シフトのた めに、その後部６３におよそ１８０度の位相ずれがある。これは、１８０度の相 対的位相シフト差に基づく最大レンジで、目標体から受信したエコーの中間周波 数で１８０度全部の位相反転を与えるものである。 好適な実施例にしたがうセンサの場合、３６０度未満の相対的な位相シフト差 を有し、最良の結果を得るには、最大センサレンジでの２つのＲＦ周波数間で約 １８０度未満である。 本発明にしたがうセンサは、２サイクル以上の相対的な位相シフト差であって も動作する。しかしながら、相対的な位相シフト差が１８０度よりも大きいとき は、機器の感度は低下する。また、仮に特定のレンジでの相対的な位相シフト差 が零になるとすると、そのセンサフィールド内に検知できない部分（ブラインド ・スポット）ができることがある。このため、かかる好適なシステムでは、調整 可能なバースト幅を有し、最大レンジで相対的な位相シフト差が約１８０度にな るように周波数変調が設定される。その結果、バースト幅を短くすることでレン ジがチューニングされるので、その相対的位相シフト差は１８０度以下である。 非常に短いレンジで動作させる場合、相対的位相シフト差は僅かである。この特 別の関係は、与えられた設計に対してフィールドの特性に依存して選択され、そ の中でセンサが効果的に配置され、コンポーネントはセンサをインプリメントす るのに使用される。 このため、例えば、与えられたバースト幅に対して送信周波数ｆＬのＮサイク ルがあるとする。この例の場合、送信周波数ｆＨにて、高周波数に対するバース ト幅における「Ｎ＋１／２」サイクルがあることになる。勿論、バーストのサイ クルの絶対数はバーストを発生させるのに使用する回路に依存して変わることに なる。しかし、かかる位相関係は送信機の周波数を制御することにより守ること ができる。 図３は、受信サイクルの混合（ミキシング）機能を示す。このため、図３では 、図形５０が送信したバーストを表す。図形５１は受信反射波 を表す。線５２は混合が行われている間の周期を表す。すなわち、混合は、位置 ５３で反射信号を受信した開始位置から位置５４の送信信号の終了位置まで行わ れる。 同じく線５２には、前記低い周波数ｆ_Lおよび高い周波数ｆ_Hにおける受信エコ ーの振幅が図示されている。この振幅の相違ΔＡは、外乱（disturbance）の振 幅は勿論、その外乱が送信バーストと受信反射波との間の位相差で反射されたも のとして生じる。実際のシステムでは、この中間周波数信号は多数の混合信号パ ルスを積分したものに基づいており、中間周波数の値ｆ_Hおよびｆ_Lの間で発振し ている。このため、非常に近接したレンジでは、外乱の所定振幅に対する周波数 変調による振幅差は、より長いレンジでの混合信号の振幅差よりも小さくなる。 図４は、センサに設定したレンジに対するセンサ機能を説明しており、感度が 近接レンジで実質的に増大しないことを示している。したがって、図４では、例 えば、ベースバンドアンプ２６の出力でサンプリングされた中間周波数応答が説 明されている。かかるレンジがおよそ１２インチに設定されている状況で、この 信号は手を差し延べて送信機に触り、次いで引っ込めることにより発生させたも のである。点７０での近接レンジでわかるように、信号の振幅は実質的に点７１ での約６インチにおけるよりも大きくない。図４はまた、かかるレンジの外側で 、中間周波数信号が殆ど発生していないことも示している。 図５は、本発明にしたがう、図４の図表を発生させるのに使用されたセンサの 電気的構成図である。この送信機は高周波トランジスタ１００により駆動され、 このトランジスタ１００は送信機周波数で発振するようにバイアスされている。 このトランジスタ１００のコレクタはアンテナ１０１に結合され、またコイル１ ０２（物理的レイアウトに単に固有である）を通してバイアス分岐点１０３に結 合されている。このバイアス分岐点１０３はコンデンサ１０４を通してアースに 結合され、また抵抗１０５を通して、インバータ１０６およびインバータ１０７ から成るＦＭ発振器に結合されている。このインバータ１０６はＦＭ発振器の出 力を駆動し、またフィードバック経路のコンデンサ１０８を介してインバータ１ ０７の入力に接続されている。同様に、インバータ１０７の出力は抵抗１０９を 介してその入力に結合している。 また分岐点１０３は抵抗１１０を介してコンデンサ１１１に接続され、このコ ンデンサの反対側の端子がアースに接続されている。ダイオード１１２のカソー ドはコンデンサ１１１に結合し、またそのアノードはダイオード１１３のカソー ドに結合している。このダイオード１１３のアノードは５ボルト電源に結合して いる。また、ダイオード１１２のアノードおよびダイオード１１３のカソードは コンデンサ１１４を通してインバータ１１５の出力に結合している。このインバ ータ１１５の入力は、約２ＭＨｚに設定されたバースト繰返し周波数発振器に結 合しており、この発振器はインバータ１１６およびインバータ１１７から成る。 インバータ１１６の出力はインバータ１１５の入力に接続され、またコンデンサ １１８を介してインバータ１１７の入力に接続されている。同様に、インバータ １１７の出力は抵抗１１９を介してその入力に接続されている。 抵抗１２１と直列でかつ抵抗１２２と並列なポテンショメータ１２２から成る 可変抵抗がインバータ１１７の出力とインバータ１２３の入力との間に結合され ている。また、このインバータ１２３の入力はコンデンサ１２４を通してアース に至る。このインバータ１２３の出力は抵抗１９９を介して前記発振トランジス タ１００のエミッタに接続されている。また、このトランジスタ１００のエミッ タとアースとの間にコンデンサ１２５が介挿されている。 このトランジスタ１００のベースは、インバータ１１６の出力によってコイル １２６を通して前記バースト繰返しレート周波数で駆動される。 動作状態では、トランジスタ１００の発振周波数は分岐点１０３のバイアスに よって変化する。このバイアスはインバータ１０７および１０６で構成される発 振器により７ｋＨｚで変調される。このトランジスタ１００は、対エミッタ・ベ ース電圧がそのしきい値より大きいときに発 振する。この発振は、インバータ１２３を通して駆動されたとき、抵抗１２０〜 １２２およびコンデンサ１２４から成るＲＣ回路網により誘導される遅延で決ま る短いバースト長の間、インバータ１１６の出力の立上がり区間で生じる。この ため、インバータ１２３の出力が立ち上がると、トランジスタ１００のベースと エミッタの間の電圧差がそのしきい値を下回り、発振を止める。かくして、イン バータ１１６の出力の立上がり区間で、短いバースト波がアンテナ１０１によっ て放射される。このアンテナは、調整ポテンショメータ１２０によって調整でき るバースト長をもっている。したがって、この回路により送信機回路にバースト 長が設定される。バースト幅の不要な変動は、インバータ１１６および１２３が 共通のモノリシック集積によって整合がとれているときに、最小になる。２ＭＨ ｚのバースト繰返しレートおよび７ｋＨｚの周波数変調レートを用いているので 、ＩＦサイクル毎に約６５００個のバーストが出る。 受信機は受信アンテナ１５０を有し、このアンテナは分岐点１５１に結合して いる。分岐点１５１に結合したコイル１５２はアースに至る。また分岐点１５１ にはショットキー・ダイオード１５３のカソードが結合している。このダイオー ド１５３のアノードはコンデンサ１５４を介してアースに接続され、また抵抗１ ５５を通して＋５ボルト電源に接続され、さらにコンデンサ１５６を通して、ア ンプとして接続された中間周波トランジスタ１５７に結合している。そして、こ のトランジスタ１５７のベースは抵抗１５８を経由してそのコレクタに接続され ている。また、そのコレクタは抵抗１５９を経由して５ボルト電源に接続されて いる。トランジスタ１５７のエミッタは接地されている。このトランジスタ１５ ７のコレクタはコンデンサ１６０を経由して中間周波アンプに接続され、このア ンプはフィードバック経路に抵抗１６２を接続したインバータ１６１で成る。こ のインバータ１６１の出力はサンプル・ホールド回路に接続され、この回路はト ランジスタ１６３から成り、このトランジスタはそのベースを抵抗１６４を介し てＦＭ発振器のインバータ １０７の出力に接続している。トランジスタ１６３のコレクタはコンデンサ１６ ５の一方の端子に接続されている。コンデンサ１６５のもう一方の端子はアース に至る。また、トランジスタ１６３のコレクタはコンデンサ１６６および抵抗１ ６７を介して、ベースバンドアンプとして接続されたインバータ１６８の入力に 接続されている。抵抗１６９およびコンデンサ１７０が、インバータ１６８のフ ィードバック経路で並列に接続されている。インバータ１６８の出力は抵抗１７ １を通してインバータ１７２の入力に接続され、このインバータがそのフィード バック経路に抵抗１７３およびコンデンサ１７４を並列に備えたアンプとして接 続されている。インバータ１７２の出力はコンデンサ１７５および抵抗１７６を 通してインバータ１７７の入力に接続されている。抵抗１７８がインバータ１７ ７のフィードバック経路に介挿されている。このインバータ１７７の出力により 、しきい値検出回路が駆動される。このしきい値検出回路の入力は分岐点１９８ となる。第１の抵抗１７９が分岐点１９８とインバータ１８０の入力端との間に 接続されている。また抵抗１８１がインバータ１８０の入力端と５ボルト電源と の間に接続されている。第２の抵抗１８２が分岐点１９８とインバータ１８３と の間に接続されている。また、抵抗１８４がインバータ１８３の入力とアースと の間に接続されている。インバータ１８０の出力はダイオード１８５を通して分 岐点１８６に接続されている。インバータ１８３の出力はインバータ１８７およ びダイオード１８８を通して分岐点１８６に接続されている。分岐点１８６は、 抵抗１８９およびコンデンサ１９０から成るＲＣ回路網を通してトランジスタ１ ９１のゲートに接続されている。また、抵抗１９２がトランジスタ１９１のゲー トとアースとの間に接続されている。このトランジスタ１９１のソースは接地さ れ、トランジスタ１９１のドレインは抵抗１９３を介してブザー１９４に接続さ れ、このブザーは抵抗１９５でバイアスされ、かつコンデンサ１９６でバイパス されている。 このため、動作状態にあっては、送信機と受信機が近接していること で、送信信号は受信アンテナにカップリングされる。その反射信号は受信アンテ ナで受信され、ダイオード１５３で混合される。混合信号の各サイクルはダイオ ード１５３によりサンプリングされ、そのサンプル信号の振幅までコンデンサ１ ５４をチャージする。コンデンサ１５４の電圧の振幅は、上述したように中間周 波数にて変わることになる。この中間周波信号は、トランジスタ１５７およびイ ンバータ１６１から成るアンプを通して、トランジスタ１６３で駆動されるサン プル・ホールド回路に結合される。このトランジスタ１６３は送信機の変調周波 数に同期しており、混合信号の平均振幅をサンプリングしてホールドする。この 平均振幅は増幅され、ピーク値検出回路に供給される。このピーク値検出回路の トリップ値を設定することで、センサの感度を選択することができる。 この好適なシステムによれば、送信用および受信用アンテナ１０１および１５ ０は「１−１／２」インチ長のワイヤで形成され、２ＧＨｚの送信機周波数に対 するダイポールの状態で配置されるとともに、混合動作に十分な振幅で送信信号 が受信アンテナにカップリングするように配置されている。 バースト繰返し周波数発生器は、図５に説明した実施例で選択したインバータ 群に固有のノイズにより変調されているので、変調回路の構成を追加する必要は ない。 図で説明したコンポーネント値を用いると、この回路のレンジは約零フィート から約１２フィートまで調整できる。前記ＲＦ発振器の変調度は、最大レンジで 約１８０度の位相反転を得るように設定されている。 図６は、本発明にしたがう、レンジ・ゲート制御形の近接センサの別の実施例 を示す。この実施例において、ＲＦ発振器はトランジスタ２００により駆動され る。このトランジスタ２００のベースはコイル２５４を通してアースされている 。トランジスタ２００のエミッタはコンデンサ２０１を通してアースに、また抵 抗２０２を通して分岐点２０３に接続されている。分岐点２０３は抵抗２０４を 通してアースに、またコン デンサ２０５を通して２ＭＨｚのバースト繰返しレート発振器に接続されている 。この発振器は直列に接続されたインバータ２０６およびインバータ２０７を備 える。インバータ２０７の出力はコンデンサ２０５に接続されるとともに、コン デンサ２０８を通してインバータ２０７の入力に接続されている。同様に、イン バータ２０７の出力は抵抗２０９を通してその入力に接続されている。 上記トランジスタ２００のコレクタは、分岐点２１０の信号によってコイル２ ５５を介して変調されており、その分岐点はコンデンサ２１１を通してアースに 至るとともに、抵抗２１２を通して５ボルト電源に接続されている。また、分岐 点２１０は変調発振器の出力に抵抗２１３を介して接続され、この変調発振器が 直列接続のインバータ２１４および２１５により構成されている。インバータ２ １４の出力はコンデンサ２１６を経由してインバータ２１５の入力に接続されて いる。また、インバータ２１５の出力は抵抗２１７を介してその入力に接続され ている。 受信機は発信器２００で駆動されるアンテナ２１８を共有している。このため 、この受信機はショットキーダイオード２１９を有し、このダイオードのアノー ドをアンテナ２１８に接続している。ダイオード２１９のカソードは分岐点２２ ０に接続されている。この分岐点２２０とアースとの間にコンデンサ２２１が接 続されている。分岐点２２０とアースとの間に抵抗２２２が接続されている。同 様に、分岐点２２０はコンデンサ２２３および抵抗２２４を介して、フィードバ ック経路に抵抗２２６を接続したインバータ２２５から成るアンプに接続されて いる。インバータ２２５の出力は抵抗２２７を通してインバータ２２８の入力に 接続されている。インバータ２２８の出力がダイオード２２９を通して分岐点２ ３０に送られる。抵抗２３１が分岐点２３０とインバータ２２８の入力との間に 接続されている。また、コンデンサ２３２が分岐点２３０とアースとの間に接続 されている。この分岐点２３０はコンデンサ２３３および抵抗２３４を通してイ ンバータ２３５の入力に接続されている。この分岐点２３０の電圧は、ＩＦアン プ２２５により供給された ＩＦ信号をピック値検出した値である。インバータ２３５の出力と入力との間の フィードバック経路には抵抗２３６が接続されている。また、インバータ２３５ の出力はインバータ２３８の入力に抵抗２３７を介して接続されている。インバ ータ２３８は、その出力端に至るフィードバック経路にて並列に接続した抵抗２ ３９およびコンデンサ２４０を備える。インバータ２３８の出力はコンデンサ２ ４１および抵抗２４２を介してインバータ２４３の入力に接続されている。イン バータ２４３はそのフィードバック経路に抵抗２４４およびコンデンサ２４５を 接続している。インバータ２４３の出力はコンデンサ２４６および抵抗２４７を 通して結合点２４８に接続されている。結合点２４８は抵抗２４９を通してアー スにも接続されている。また、インバータ２４３の出力は抵抗２５０を通してイ ンバータ２５１の入力に接続されている。このインバータ２５１の入力は抵抗２ ５２を通して前記＋電源に接続されている。インバータ２５１の出力はライン２ ５３上の信号となり、この信号がフィールドの外乱の検出を表している。また、 結合点２４８は、望むような警報回路を駆動するのに使用することもできる。 この図６の回路は図７に示す如くの電源により駆動される。例えば、９ボルト バッテリ２７５が電源スイッチ２７６と通して変換回路に接続され、この変換回 路は、スイッチ２７６とアースとの間に介挿されたコンデンサ２７７および約５ ボルトの出力２７９を持つ電圧変換回路２７８を有する。この出力２７９はコン デンサ２８０を通してアースに接続されている。この５ボルト電源を使って図６ に示す回路が駆動される。 送信機の周波数は特定の設計のニーズに合うように調整することができる。２ ＧＨｚの中心周波数の場合の、分類した（labelled）部品の値を図８に示す。ま た６．５ＧＨｚの中心周波数の場合、図８に示す値を使用できる。 図５および６に示す回路設計図は、当業者が容易に使用できる、在庫から入手 できる部品から成り、その値（values）の例が図に示されている。これらの回路 は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣｓ）、すなわち 特定の設計者のニーズに合うようにした部品の別組合わせで提供してよいことが 認められる。 ここで説明した実施例では、中間周波数で周波数変調されたＲＦ送信機が備え られている。別のシステムでは、振幅変調したＲＦ送信機、または、発振器の変 調の技術分野で知られている技術を使った別の方法で変調された送信機を備えて いてもよい。例えば、ＲＦ発振器は二重バーストモードで動作させてもよく、そ おモードでは、送信した第１のバーストに続いて、バースト間の調整機関を置い て第２のバーストの送信が続く。この第１のバーストは、前記バースト間の期間 によって決まる特定レンジにて第２のバーストのみと混合される。これにより、 長めのレンジに対する平均パワー出力が節約される一方、近いレンジにおいては 外乱の測定が防止される。また、包絡線整形技術を別に採用して、様々な効果を 得るようにしてもよい。 結論 このように、本発明により、正確にレンジがゲート制御され、同種の隣接する センサからの干渉または別のノイズ源からの影響を受けず、および近いレンジで の過敏性に対する補償機能を備えたフィールド外乱センサが提供される。さらに 、その回路は消費電力は非常に低く、長寿命のバッテリ駆動が可能になる。この ため、マイクロ波ベースの近接センサに多種多様の新規なアプリケーションが提 供され、それらには、例として挙げれば、近接検知の車両警報器、ホーム・セキ ュリティ・システム、キーレス・エントリ・システム、バックアップ警告レーダ などがある。 このシステムでは、最大検知レンジを制限するようにレンジがゲート制御され 、現在の実施例の６インチから１２フィートの間での特徴的な調整レンジを用い て誤警報を減らすことができる。バースト繰返し周波数はノイズでコーディング され、マルチセンサの共同配置が可能になる。受信機は非常に感度が良く、送信 パワーを減らすことができる。このた め、電子レンジなどの高パワーのほかのマイクロ波ユーザで混んでいるＩＳＭ帯 域で動作させる必要がない。このことは、多年にわたってバッテリ寿命が持つ低 い動作電流で済むこと、および非常に低い製造コストで済むことに帰着する。こ の非常に低い製造コストはある程度、低い送信パワーであることに依存しており 、この低い送信パワーにより、通信規定に従うための複雑な回路構成が回避され ている。さらに、このシステムではレンジの感度が補償されており、従来技術の システムに関する１／Ｒ２特性を排除している。したがって、このシステムは近 いレンジで過敏ではなく、しかも、零から最大レンジまで相当に一定の感度を維 持している。 本発明の好適な実施例の上述した説明は図示および説明の目的に提供されてき た。かかる説明は網羅的であることや、開示した詳細な形式に本発明を限定する ことを意図していない。言うまでもなく、この分野に精通した専門家には多くの 修正や変形が明らかである。意図していることは、本発明の範囲が以下のクレー ムおよびその均等範囲によって決まるということである。 クレームされることは以下のようである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)， ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ， ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 電磁エネルギの送信バーストのシーケンスを送信してセンサ・フィールド を生成する送信機であって、前記バーストのシーケンスはバースト繰返しレート を有するとともに、各バーストはバースト幅を有しかつ送信機周波数の多数の周 期を持つようにした送信機と、 前記送信機周波数で電磁エネルギを受信する受信機であって、送信されたバー ストをその送信されたバーストの反射波と混合して中間周波数信号を生成するミ キサを有し、その結果、前記バースト幅によりセンサレンジが決まるようにした 受信機と、 前記受信機に結合され且つ前記中間周波数信号に応答する回路であって、前記 センサフィールドの外乱を指示する回路と、を備えたセンサ。 ２．前記送信機に結合し、かつ前記中間周波数で送信バーストのシーケンスを変 調する回路を有する請求項１記載のセンサ。 ３．前記バーストのシーケンスは前記バースト繰返しレート以下のレートで変調 されている請求項２記載のセンサ。 ４．前記バーストのシーケンスは、前記送信機周波数を前記中間周波数における 第１の周波数と第２の周波数との間で変更することにより変調されるとともに、 前記中間周波数は前記バースト繰返しレート以下の値である請求項２記載のセン サ。 ５．前記バーストは開始点と終了点を有し、かつほぼ前記開始点の周期とほぼ前 記終了点の周期との間で相対的な位相シフトを有するとともに、前記第１の周波 数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シフトは、前記第２の周 波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シフトとは前記センサ レンジで３６０度未満の値だけ異なる ようにした請求項４記載のセンサ。 ６．前記第１の周波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シフ トは、前記第２の周波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シ フトとは特定のセンサレンジで約１８０度だけ異なるようにした請求項５記載の センサ。 ７．前記送信機に結合し、かつ前記バースト幅の調整用の回路を有する請求項１ 記載のセンサ。 ８．前記送信機に結合し、かつ前記バースト繰返しレートを変調するバーストレ ート変調回路を有する請求項１記載のセンサ。 ９．前記バースト繰返しレートは前記送信機周波数未満の値であるとともに、前 記バーストレート変調回路は、前記バーストシーケンスのバーストが変化位相を 持つように前記バースト繰返しレートを変調する請求項８記載のセンサ。 １０．前記送信機周波数はギガヘルツのオーダであるとともに、前記バースト繰 返しレートはメガヘルツのオーダである請求項９記載のセンサ。 １１．前記送信機および受信機は単一のアンテナを共有する請求項１記載のセン サ。 １２．前記送信機は送信アンテナを有するとともに、前記受信機は受信アンテナ を有し、前記送信アンテナおよび受信アンテナは、前記送信バーストが前記受信 アンテナに近接結合して反射波に混合するように取り付けてある請求項１記載の センサ。 １３． 電磁エネルギの送信バーストのシーケンスを送信する変調送信機であっ て、前記送信バーストのシーケンスはバースト繰返しレートを有し、各バースト はバースト幅を有しかつ送信機周波数の多数の周期を持ち、前記バーストのシー ケンスは中間周波数で変調されるようにした変調送信機と、 前記送信機周波数の電磁エネルギを受信する受信機であって、送信されたバー ストをその同一の送信されたバーストの反射波と混合して中間周波数信号を生成 するミキサを有し、その結果、前記バースト幅によりそのバースト幅の約半分の センサレンジが決まるようにした受信機と、 前記受信機に結合され且つ前記中間周波数信号に応答する回路であって、前記 センサレンジ内での動きを指示する回路と、を備えたセンサ。 １４．前記バーストのシーケンスは前記バースト繰返しレート以下のレートで周 波数変調されている請求項１３記載のセンサ。 １５．前記バーストのシーケンスは、前記送信機周波数を前記中間周波数におけ る第１の周波数と第２の周波数との間で変更することにより変調される請求項１ ３記載のセンサ。 １６．前記バーストは開始点と終了点を有し、かつほぼ前記開始点の周期とほぼ 前記終了点の周期との間で相対的な位相シフトを有するとともに、前記第１の周 波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シフトは、前記第２の 周波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シフトとは前記セン サレンジで３６０度未満の値だけ異なるようにした請求項１５記載のセンサ。 １７．前記第１の周波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シ フトは、前記第２の周波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相 シフトとは特定のセンサレンジで約１８０度だけ異な るようにした請求項１６記載のセンサ。 １８．前記送信機に結合し、かつ前記バースト繰返しレートを変調するバースト レート変調回路を有する請求項１３記載のセンサ。 １９．前記バースト繰返しレートは前記送信機周波数未満の値であるとともに、 前記バーストレート変調回路は、前記バーストシーケンスのバーストが変化位相 を持つように前記バースト繰返しレートを変調する請求項１８記載のセンサ。 ２０．前記送信機周波数はギガヘルツのオーダであるとともに、前記バースト繰 返しレートはメガヘルツのオーダである請求項１９記載のセンサ。 ２１．前記送信機および受信機は単一のアンテナを共有する請求項１３記載のセ ンサ。 ２２．前記送信機は送信アンテナを有するとともに、前記受信機は受信アンテナ を有し、前記送信アンテナおよび受信アンテナは、前記送信バーストが前記受信 アンテナに近接結合して反射波に混合するように取り付けてある請求項１３記載 のセンサ。 ２３． センサフィールドを生成する電磁エネルギの送信バーストのシーケンス を送信する送信機であって、前記送信バーストのシーケンスはランダムに又は疑 似的ランダムに変調されたバースト繰返しレートを有し、各バーストはバースト 幅を有しかつ送信機周波数の多数の周期を持つようにした送信機と、 前記送信機に結合され、且つ中間周波数における少なくとも第１の周波数と第 ２の周波数との間で前記送信機周波数を切り換える周波数変調 回路と、 前記送信機周波数の電磁エネルギを受信する受信機であって、送信されたバー ストをその送信されたバーストの反射波と混合して中間周波数信号を生成するミ キサを有し、その結果、前記バースト幅によりセンサレンジが決まるようにした 受信機と、 前記受信機に結合され且つ前記中間周波数信号に応答する回路であって、前記 センサフィールドの外乱を指示する回路と、を備えたセンサ。 ２４．前記バーストは開始点と終了点を有し、かつほぼ前記開始点の周期とほぼ 前記終了点の周期との間で相対的な位相シフトを有するとともに、前記第１の周 波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シフトは、前記第２の 周波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シフトとは前記セン サレンジで３６０度未満の値だけ異なるようにした請求項２３記載のセンサ。 ２５．前記第１の周波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相シ フトは、前記第２の周波数における前記バースト幅についての前記相対的な位相 シフトとは特定のセンサレンジで約１８０度だけ異なるようにした請求項２４記 載のセンサ。 ２６．前記バースト繰返しレートは、前記送信機周波数未満の値であり、かつ、 前記バーストシーケンスのバーストが変化位相を持つように変調されている請求 項２３記載のセンサ。 ２７．前記送信機周波数はギガヘルツのオーダであり、前記バースト繰返しレー トはメガヘルツのオーダであり、前記中間周波数はキロヘルツのオーダである請 求項２６記載のセンサ。 ２８．前記送信機および受信機は単一のアンテナを共有する請求項２３ 記載のセンサ。 ２９．前記送信機は送信アンテナを有するとともに、前記受信機は受信アンテナ を有し、前記送信アンテナおよび受信アンテナは、前記送信バーストが前記受信 アンテナに近接結合して反射波に混合するように取り付けてある請求項２３記載 のセンサ。