JPH10337044A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 昇圧比が高くて直流分が少ないインバータ出
力を簡単な構成で得ること。 【解決手段】 ＦＥＴ２４がオンされると、太陽電池２
２からリアクトル２１の一次コイル２１ａに電荷が蓄え
られ、ＦＥＴ２４がオフされると、一次コイル２１ａか
ら昇圧コンデンサ２６ａ，２６ｂに電荷が与えられ、昇
圧コンデンサ２６ａ，２６ｂが充電される。この構成の
場合、ＩＧＢＴ３７ａのオン時には、昇圧コンデンサ２
６ａの電荷がＩＧＢＴ３７ａを通して出力され、ＩＧＢ
Ｔ３７ｂのオン時には、昇圧コンデンサ２６ｂの電荷が
ＩＧＢＴ３７ｂを通して出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源を交流電
源に変換する電力変換装置に関する。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】図８は、上記電力変換
装置の一例を示すものである。ここで、太陽電池１の電
源ライン１ａ，１ｂには昇圧チョッパ回路２が接続され
ている。この昇圧チョッパ回路２は、リアクトル２ａ，
ダイオード２ｂ，ＩＧＢＴ２ｃ，コンデンサ２ｄから構
成されたものであり、ＩＧＢＴ２ｃがＰＷＭ信号に基づ
いてスイッチング制御されると、太陽電池１の電荷がリ
アクトル２ａに蓄積され、リアクトル２ａの蓄積電荷が
ダイオード２ｂを通してコンデンサ２ｄに充電される。

【０００３】昇圧チョッパ回路２にはインバータ主回路
３が接続されている。このインバータ主回路３は、４個
のＩＧＢＴ３ａをブリッジ接続してなるものであり、４
個のＩＧＢＴ３ａがＰＷＭ信号に基づいてスイッチング
制御されると、コンデンサ２ｄの充電電荷が交流電力に
変換され、電源ライン５ａ，５ｂを通して柱上変圧器の
二次コイル５，５に供給される。

【０００４】ＭＰＰＴ制御回路６は、最大電力点制御に
より出力が最大となる点を選択して直流出力電流基準を
生成する。また、電圧検出器７は、電源ライン５ａ，５
ｂ間の電位差を検出するものであり、掛算回路８は、Ｍ
ＰＰＴ制御回路６からの直流出力電流基準と電圧検出器
７からの電圧検出信号とを乗算することに基づいて交流
電流基準を生成する。

【０００５】電流検出器９は、電源ライン５ｂに流れる
電流を検出して自動零調回路１０に出力するものであ
り、電流制御回路１１は、自動零調回路１０によりレベ
ル調整された電流検出信号と、掛算回路８からの交流電
流基準とに基づいて正弦波状の変調波基準を生成し、Ｐ
ＷＭ制御回路１２に出力する。尚、電流検出器９は、ホ
ール素子により構成されたものである。

【０００６】ＰＷＭ制御回路１２は、電流制御回路１１
からの変調波基準と三角波発生回路（図示せず）からの
三角波信号とを比較することに基づいてＰＷＭ信号を生
成するものであり、このＰＷＭ信号に基づいてインバー
タ主回路３をスイッチング制御することに伴い、インバ
ータ主回路３からの出力電流を交流電流基準と一致させ
る。

【０００７】上記従来構成の場合、インバータ出力に直
流分が多く流出すると、柱上変圧器が飽和する虞れがあ
るので、柱上変圧器を１％以上の直流分の流出から保護
することが決められている。このため、電流検出器９か
らの電流検出信号をゼロクロス毎に「０」にレベル調整
することに伴い、電流制御回路１１に与えることが考え
られている。

【０００８】しかも、コンデンサ２ｄに対応した耐電圧
を有するＩＧＢＴ２ｃを必要とするので、ＩＧＢＴ２ｃ
のオン電圧（２Ｖ程度）およびオン比率が高くなる。こ
のため、ＩＧＢＴ２ｃでの導通損失およびスイッチング
損失が増大するので、昇圧チョッパ回路２の昇圧比に限
界があった（３倍程度）。これ共に、太陽電池１の容量
が小さく、電池電圧が低い場合には、昇圧チョッパ回路
２の昇圧比が大きくなるので、インバータ主回路３の運
転効率が低下する。

【０００９】図９は、別の昇圧方式を採用した電力変換
装置を示すものである。ここで、太陽電池１の電源ライ
ン１ｂには、ＦＥＴ１３，１３を介して変圧器１４の一
次コイル１４ａが接続されている。そして、太陽電池１
の電源ライン１ａは、一次コイル１４ａのセンタタップ
に接続されており、両ＦＥＴ１３がスイッチング制御さ
れると、一次コイル１４ａに流れる電流の向きが反転
し、変圧器１４の二次コイル１４ｂに交流電圧が誘起さ
れる。

【００１０】二次コイル１４ｂにはダイオードブリッジ
１５が接続されている。このダイオードブリッジ１５
は、４個のダイオード１５ａをブリッジ接続してなるも
のであり、二次コイル１４ｂの誘起電圧は、ダイオード
ブリッジ１５により直流電圧に変換された後、コンデン
サ２ｄに充電され、インバータ主回路３を通して柱上変
圧器の二次コイル５，５に供給される。

【００１１】この構成の場合、昇圧比が変圧器１４に依
存して決まるので、耐電圧が小さくて損失が少ないＦＥ
Ｔ１３を使用することができる。しかしながら、部品点
数が増加するので、信頼性およびコストの面で不利にな
る。

【００１２】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、昇圧比が高くて直流分が少ないイン
バータ出力を簡単な構成で得ることができる電力変換装
置を提供することである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の電力変換
装置は、直流電源の一方の電源ラインに介在されタップ
を有するリアクトルと、前記直流電源の他方の電源ライ
ンと前記リアクトルのタップとの間に接続された昇圧ス
イッチング素子と、前記直流電源の両電源ライン間に直
列接続され前記昇圧スイッチング素子のオフ時に前記リ
アクトルからの電荷を蓄える一対の昇圧コンデンサと、
これら両昇圧コンデンサの出力側に直列接続された一対
の電力変換スイッチング素子とを備え、これら両電力変
換スイッチング素子がスイッチング制御されることに伴
い、両電力変換スイッチング素子の直列接続点および両
昇圧コンデンサの直列接続点から交流電源が出力される
ところに特徴を有する。

【００１４】上記手段によれば、昇圧スイッチング素子
がオンされると、直流電源からリアクトル，タップ，昇
圧スイッチング素子を通して電流が流れ、リアクトルに
電荷が蓄えられる。また、昇圧スイッチング素子がオフ
されると、リアクトルから両昇圧コンデンサに電荷が与
えられ、両昇圧コンデンサが充電される。この場合、昇
圧スイッチング素子がリアクトルのタップに接続されて
いるので、昇圧スイッチング素子に印加される電圧が小
さくなる。従って、耐電圧が小さい昇圧スイッチング素
子を選定することが可能になるので、昇圧スイッチング
素子での導通損失およびスイッチング損失が減少し、昇
圧比が高まる。しかも、昇圧比を決定するための変圧器
が不要になり、部品点数が抑えられるので、構成が簡素
になる。

【００１５】また、一方の電力変換スイッチング素子が
オンされると、一方の昇圧コンデンサに蓄えられた電荷
が一方の電力変換スイッチング素子を通して出力され、
他方の電力変換スイッチング素子がオンされると、他方
の昇圧コンデンサに蓄えられた電荷が他方の電力変換ス
イッチング素子を通して出力される。このため、両昇圧
コンデンサに等しく充電された電荷が等しく放電される
ようになるので、インバータ出力の直流分が極力低減さ
れる。

【００１６】請求項２記載の電力変換装置は、リアクト
ルが直流電源の一方の電源ラインに介在されたタップ付
き一次コイルに加えて、二次コイルおよび三次コイルを
有し、昇圧スイッチング素子のオフ時に前記一次コイル
からの電荷を蓄えるスナバ回路が昇圧スイッチング素子
に接続され、前記二次コイルおよび前記三次コイルが補
助コンデンサを介して直列接続され、前記昇圧スイッチ
ング素子のオン時に前記スナバ回路から前記補助コイル
に電荷が与えられ、前記昇圧スイッチング素子のオフ時
に前記補助コンデンサから前記三次コイルを通して昇圧
コンデンサに電荷が与えられるところに特徴を有する。

【００１７】上記手段によれば、昇圧スイッチング素子
がオフされると、スナバ回路が一次コイルからの電荷に
より充電され、昇圧スイッチング素子がオンされると、
スナバ回路から補助コイルに電荷が与えられる。この
後、昇圧スイッチング素子がオフされると、補助コンデ
ンサから三次コイルを通して昇圧コンデンサに電荷が与
えられる。このため、リアクトルのリーケージインダク
タンス分がスナバ回路に分担されるので、昇圧スイッチ
ング素子の耐圧を上げることなく、リアクトルのリーケ
ージインダクタンス分に対応できる。しかも、昇圧スイ
ッチング素子のソフトスイッチング化が達成されるの
で、昇圧スイッチング素子での損失が一層低減される。

【００１８】請求項３記載の電力変換装置は、補助コン
デンサにリアクトル分が直列接続されているところに特
徴を有する。上記手段によれば、スナバ回路から補助コ
ンデンサへの電荷移動速度をリアクトル分により調整す
ることができる。

【００１９】請求項４記載の電力変換装置は、昇圧スイ
ッチング素子のオフ時にリアクトルからの電荷を制御電
源として蓄えるスナバ回路を備えたところに特徴を有す
る。上記手段によれば、昇圧スイッチング素子がオフさ
れると、リアクトルからの電荷が制御電源としてスナバ
回路に蓄えられるので、エネルギーが有効利用される。
しかも、リアクトルのリーケージインダクタンス分がス
ナバ回路に分担されるので、昇圧スイッチング素子の耐
圧を上げることなく、リアクトルのリーケージインダク
タンス分に対応できる。しかも、昇圧スイッチング素子
のソフトスイッチング化が達成されるので、損失が一層
低減される。

【００２０】請求項５記載の電力変換装置は、スナバ回
路の電圧が所定値以上になったときにスナバ回路を放電
させる放電手段を備えたところに特徴を有する。上記手
段によれば、スナバ回路の電圧が所定値以上になると、
スナバ回路が自動的に放電するので、スナバ回路の電圧
過上昇が防止される。

【００２１】請求項６記載の電力変換装置は、両昇圧コ
ンデンサの中点電位の偏差を検出する偏差検出手段と、
この偏差検出手段の検出結果に基づいて両電力変換スイ
ッチング素子をスイッチング制御する制御手段とを備え
たところに特徴を有する。上記手段によれば、両昇圧コ
ンデンサの中点電位の偏差が小さくなるように、両電力
変換スイッチング素子をスイッチング制御できる。この
ため、コンデンサ容量が大きい場合でも両昇圧コンデン
サの電圧を等しくできるので、過渡的な直流分の流出が
防止される。

【００２２】請求項７記載の電力変換装置は、昇圧コン
デンサに応じた極性の検出信号を出力する一対のフォト
カプラを偏差検出手段が有しているところに特徴を有す
る。上記手段によれば、一方の昇圧コンデンサの放電時
には、一方の極性を有する電流検出信号が出力され、他
方の昇圧コンデンサの放電時には、他方の極性を有する
電流検出信号が出力される。このため、両フォトカプラ
からの電流検出信号の差に基づいて両昇圧コンデンサの
中点電位の偏差を検出できるので、偏差検出手段の絶縁
性が向上する。

【００２３】請求項８記載の電力変換装置は、交流電源
の出力ラインに介在され直流電源の浮遊コンデンサ分を
蓄える抵抗と、昇圧コンデンサの電圧を検出する電圧検
出手段と、この電圧検出手段の検出結果が所定値に達す
ることに伴い前記抵抗の両端を短絡して正常運転を行う
制御手段とを備えたところに特徴を有する。上記手段に
よれば、直流電源の浮遊コンデンサ分が抵抗により充電
された後、昇圧コンデンサが正規に昇圧すると、抵抗の
両端が短絡され、正常運転が行われる。このため、浮遊
コンデンサ分による漏電電流が過渡的に流れることが防
止される。

【００２４】請求項９記載の電力変換装置は、直流電源
の電源ラインに流れる電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段から出力される電流検出信号のゲイン
を昇圧スイッチング素子のオンオフに基づいて調整する
ゲイン調整手段とを備えたところに特徴を有する。上記
手段によれば、昇圧スイッチング素子のオフ時には、電
流検出信号のゲインを高くし、昇圧スイッチング素子の
オン時には、電流検出信号のゲインを低くすることがで
きるので、昇圧スイッチング素子のオンオフに影響され
ない安定した電流検出信号が得られる。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施例を図１
ないし図３に基づいて説明する。まず、図１において、
リアクトル２１は、一次コイル２１ａ〜三次コイル２１
ｃを有するものであり、一次コイル２１ａにはタップ２
１ｄが設けられ、一次コイル２１ａは、巻数がｎ1 のタ
ップコイル２１a1と、巻数がｎ2 のタップコイル２１a2
とに分割されている。

【００２６】太陽電池２２は直流電源に相当するもので
あり、太陽電池２２の電源ライン２２ａには、リアクト
ル２１の一次コイル２１ａおよびダイオード２３が介在
され、太陽電池２２の電源ライン２２ｂと一次コイル２
１ａのタップ２１ｄとの間には、昇圧スイッチング素子
に相当するＦＥＴ２４が接続されている。

【００２７】ＦＥＴ２４のドレイン・ソース間にはスナ
バ回路２５が接続されている。このスナバ回路２５は、
ダイオード２５ａおよびコンデンサ２５ｂを直列接続し
てなるものであり、ＦＥＴ２４のオフ時には、図２の
（ａ）に示すように、一次タップコイル２１a1のリーケ
ージリアクトルＬa1分によるエネルギーがダイオード２
５ａを流れ、コンデンサ２５ｂに充電される。尚、図２
は等価回路を示すものである。

【００２８】太陽電池２２の電源ライン２２ａおよび２
２ｂ間には、図１に示すように、一対の昇圧コンデンサ
２６ａ，２６ｂが直列接続されており、コンデンサ２５
ｂの充電が終了すると、タップコイル２１a1に蓄えられ
たエネルギーが、等アンペアターンの法則によりタップ
コイル２１a1，タップコイル２１a2，ダイオード２３を
通して流れ続け、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂが
充電される。尚、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂは
同一容量のものが選定されている。

【００２９】二次コイル２１ｂおよび三次コイル２１ｃ
は、補助コンデンサ２７を介して直列接続されており、
この補助コンデンサ２７とスナバ回路２５のコンデンサ
２５ｂとの間は、ダイオード２８を介して接続されてい
る。そして、二次コイル２１ｂの一端は一次コイル２１
ａの入力側に接続され、三次コイル２１ｃは、ダイオー
ド２９を介して昇圧コンデンサ２６ａの一端に接続され
ている。

【００３０】従って、ＦＥＴ２４のオン時には、図２の
（ｂ）に示すように、コンデンサ２５ｂの電荷がダイオ
ード２８，補助コンデンサ２７，二次コイル２１ｂのリ
ーケージインダクタンスＬｂ，二次コイル２１ｂ，一次
タップコイル２１a1，ＦＥＴ２４を通して放電する。

【００３１】このとき、リーケージインダクタンスＬｂ
と補助コンデンサ２７との間で共振作用が起ると共に、
リーケージインダクタンスＬｂによりピーク電流が抑え
られる。しかも、一次タップコイル２１a1および二次コ
イル２１ｂを流れる電流の向きが逆になり、一次タップ
コイル２１a1の磁束が二次コイル２１ｂの磁束を打消す
ように作用するので、総じて、コンデンサ２５ｂの電荷
が補助コンデンサ２７に急速に移行し、補助コンデンサ
２７が充電される。

【００３２】補助コンデンサ２７の充電が終了すると、
電流が一次タップコイル２１a1，ＦＥＴ２４を通して流
れ、一次タップコイル２１a1にエネルギーが蓄えられ
る。尚、補助コンデンサ２７は、図示右側がプラスの極
性になる。

【００３３】次にＦＥＴ２４がオフされると、図２の
（ｃ）に示すように、タップコイル２１a1からダイオー
ド２５ａを通してコンデンサ２５ｂが充電され、タップ
コイル２１a1の図示右側および二次コイル２１ｂの図示
右側がプラスの極性になる。このため、補助コンデンサ
２７の電荷が略「０」になるまで、三次コイル２１ｃの
リーケージインダクタンスＬｃ，三次コイル２１ｃ，ダ
イオード２９を通して昇圧コンデンサ２６ａおよび２６
ｂに充電された後、図２の（ｄ）に示す極性で通常の動
作が行われる。

【００３４】図１の電圧検出器３０は、昇圧コンデンサ
２６ａおよび２６ｂの両端電圧を検出して電圧制御回路
３１に出力するものであり、電圧制御回路３１は、電圧
検出器３０からの電圧検出信号と電圧基準３２からの電
圧基準とを比較し、両者の差を「０」にするための電流
基準を生成して電流制御回路３３に出力する。また、電
流検出器３４は、太陽電池２２の電源ライン２２ｂに流
れる電流を検出してピーク検出回路３５に出力するもの
であり、ピーク検出回路３５は、電流検出器３４からの
電流検出信号のピークを検出して電流制御回路３３に出
力する。尚、電流検出器３４はホール素子により構成さ
れたものである。

【００３５】電流制御回路３３は、電圧制御回路３１か
らの電流基準とピーク検出回路３５からのピーク検出信
号とを比較し、両者の差を「０」にする信号基準を生成
してＰＷＭ制御回路３６に出力するものであり、ＰＷＭ
制御回路３６は、三角波発生回路（図示せず）からの三
角波信号と電流制御回路３３からの信号基準とを比較す
ることに基づいてＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号
に基づいてＦＥＴ２４をスイッチング制御することに伴
い、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂの両端電圧を一
定化する。

【００３６】昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂの出力
側にはインバータ主回路３７が接続されている。このイ
ンバータ主回路３７は、電力変換スイッチング素子に相
当するＩＧＢＴ３７ａおよび３７ｂを直列接続してなる
ものであり（いわゆるハーフブリッジ回路）、ＩＧＢＴ
３７ａおよび３７ｂには還流ダイオード３７ｃおよび３
７ｄが逆並列に接続されている。

【００３７】ＩＧＢＴ３７ａおよび３７ｂの直列接続点
には、単相１００Ｖ交流電源に相当する変圧器の二次コ
イル３８の電源ライン３８ａ（出力ラインに相当する）
が接続され、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂの直列
接続点には二次コイル３８の電源ライン３８ｂ（出力ラ
インに相当する）が接続されており、一方のＩＧＢＴ３
７ａがオンされると、一方の昇圧コンデンサ２６ａに蓄
えられた電荷がＩＧＢＴ３７ａ，電源ライン３８ａ，二
次コイル３８，電源ライン３８ｂを通して流れる。ま
た、他方のＩＧＢＴ３７ｂがオンされると、他方の昇圧
コンデンサ２６ｂに蓄えられた電荷が電源ライン３８
ｂ，二次コイル３８，電源ライン３８ａ，ＩＧＢＴ３７
ｂを通して流れる。尚、アース３８ｃは、浮遊コンデン
サＣ分を昇圧コンデンサ２６ｂに充電するためのもので
ある。

【００３８】電源ライン３８ａおよび３８ｂにはフィル
タ回路３９が接続されている。このフィルタ回路３９
は、電源ライン３８ａに介在されたリアクトル３９ａ
と、電源ライン３８ａおよび３８ｂ間に接続されたコン
デンサ３９ｂとから構成されたものであり、ＩＧＢＴ３
７ａおよび３７ｂのスィッチング制御時に生じる高調波
をインバータ出力から除去する。

【００３９】レベル検出回路４０は、電圧検出器３０か
らの電圧検出信号をインバータ起動用の基準レベルと比
較し、電圧検出器３０からの電圧検出信号が基準レベル
に達した場合にコンタクタ駆動信号を出力するものであ
り、このコンタクタ駆動信号は、タイムディレイ回路４
１を通してコンタクタ４２のコイル４２ａに与えられ
る。

【００４０】二次コイル３８の電源ライン３８ｂには抵
抗４３が介在されている。この抵抗４３は、対地アース
に対する浮游コンデンサＣ分がアース３８ｃ側に過渡的
に流れ、二次コイル３８側に設けられた漏電検出器（図
示せず）が誤動作するのを防止するためのものであり、
昇圧コンデンサ２６ｂの充電電流を抑制する機能を有し
ている。

【００４１】抵抗４３にはコンタクタ４２の接点４２ｂ
が並列接続され、電源ライン３８ａにはコンタクタ４２
の接点４２ｃが介在されており、昇圧コンデンサ２６ａ
および２６ｂが正規に昇圧され、タイムディレイ回路４
１からコンタクタ４２のコイル４２ａに駆動信号が出力
されると、コイル４２ａが励磁され、接点４２ｂおよび
４２ｃが閉成状態に切換わる。これにより、抵抗４３の
両端が短絡され、接点４２ｂおよび４２ｃを通して二次
コイル３８にインバータ出力が与えられる。

【００４２】ＭＰＰＴ制御回路４４は、最大電力点制御
により出力が最大となる点を選択して直流出力電流基準
を生成するものであり、ＭＰＰＴ制御回路４４により生
成された直流出力電流基準は掛算回路４５に出力され
る。また、電圧検出器４６は、二次コイル３８の両端電
圧を検出して掛算回路４５に出力するものであり、掛算
回路４５は、ＭＰＰＴ制御回路４４からの直流出力電流
基準と電圧検出器４６からの電圧検出信号とを掛算する
ことに基づいて交流電流基準を生成し、電流制御回路４
７に出力する。

【００４３】昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂの両端
には、抵抗４８ａおよび４８ｂが直列接続されており、
電圧検出器４９は、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂ
の直列電圧を「１／２」に分圧した値と、昇圧コンデン
サ２６ａおよび２６ｂの中点電位との差電圧（＝偏差）
を検出し、電流制御回路４７に出力する。尚、電圧検出
器４９は偏差検出手段に相当するものである。

【００４４】電流検出器５０は、電源ライン３８ｂに流
れる電流を検出して電流制御回路４７に出力するもので
あり、電流制御回路４７は、電流検出器５０からの電流
検出信号と、電圧検出器４９からの偏差検出信号と、掛
算回路４５からの交流電流基準とに基づいて正弦波状の
変調波基準を生成し、ＰＷＭ制御回路５１に出力する。
尚、電流検出器５０は電流検出手段に相当するものであ
り、ホール素子により構成されている。

【００４５】ＰＷＭ制御回路５１は、電流制御回路４７
からの変調波基準と三角波発生回路（図示せず）からの
三角波信号とを比較することに基づいてＰＷＭ信号を生
成するものであり、このＰＷＭ信号に基づいてＩＧＢＴ
３７ａおよび３７ｂをスイッチング制御することに伴
い、インバータ主回路３７からの出力電流を交流電流基
準と一致させる。

【００４６】尚、ＰＷＭ制御回路５１は制御手段に相当
するものである。また、符号５２は、電圧検出器３０，
電圧制御回路３１，電流制御回路３３，ピーク検出回路
３５，ＰＷＭ制御回路３６，三角波発生回路，レベル検
出回路４０，タイムディレイ回路４１，コンタクタ４
２，ＭＰＰＴ制御回路４４，掛算回路４５，電圧検出器
４６，電流制御回路４７，電圧検出器４９，ＰＷＭ制御
回路５１，三角波発生回路から構成された制御回路を示
している。

【００４７】上記実施例によれば、ＦＥＴ２４をリアク
トル２１のタップ２１ｄに接続した。このため、ＦＥＴ
２４に印加される電圧が小さくなり、耐電圧が小さいＦ
ＥＴ２４を選定することが可能になるので、ＦＥＴ２４
での導通損失およびスイッチング損失が減少し、昇圧比
が高まる。しかも、昇圧比を決定するための変圧器が不
要になり、部品点数が抑えられるので、構成が簡素化さ
れる。以下、ＦＥＴ２４の印加電圧が小さくなる理由を
図３に基づいて説明する。

【００４８】ＦＥＴ２４に印加される電圧をＥａ，ＦＥ
Ｔ２４のオン時間をＴon，ＦＥＴ２４のオフ時間をＴof
f とすると、電圧をＥ1 からＥ2 に昇圧させる場合には
下記（１）および（２）式が成立する。但し、ｎ1 はタ
ップコイル２１a1の巻数，ｎ2 はタップコイル２１a2の
巻数である。 Ｅ1 ＝Ｅａ・Ｔon／Ｔon＋Ｔoff ……（１） Ｅａ＝｛（Ｅ2 −Ｅ1 ）ｎ1 ／ｎ1 ＋ｎ2 ｝＋Ｅ1 ……（２）

【００４９】ここで、ＦＥＴ２４のスイッチング制御が
一定タイミングで行われるとすると、下記（３）式が成
立する。この（３）式を（１）式に代入して整理する
と、下記（４）式が成立する。 Ｔon＋Ｔoff ＝ｋ（ｃｏｓｔ） ……（３） Ｅａ＝Ｅ1 ・ｋ／Ｔon ＝｛（Ｅ2 −Ｅ1 ）ｎ1 ／ｎ1 ＋ｎ2 ｝＋Ｅ1 ……（４）

【００５０】（４）式に、例えばＥ1 ＝５０（Ｖ），Ｅ
2 ＝３５０（Ｖ），ｎ2 ／ｎ1 ＝４／１を代入すると、
下記（５）式が成立する。従って、耐圧が１５０〜２０
０Ｖと低いＦＥＴ２４を選定することが可能になる。 Ｅａ＝｛（３５０−５０）・１／１＋４｝＋５０ ＝｛３００・１／５｝＋５０ ＝１１０（Ｖ） ……（５）

【００５１】また、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂ
を直列に接続すると共に、一方のＩＧＢＴ３７ａのオン
時には、一方の昇圧コンデンサ２６ａからＩＧＢＴ３７
ａを通して電流を流し、他方のＩＧＢＴ３７ｂのオン時
には、他方の昇圧コンデンサ２６ｂからＩＧＢＴ３７ｂ
を通して電流を流した。このため、昇圧コンデンサ２６
ａおよび２６ｂに等しく充電された電荷が半サイクル毎
に等しく放電されるようになるので、インバータ出力の
直流分が極力低減される。特に本実施例では、昇圧コン
デンサ２６ａおよび２６ｂの直列接続点を二次コイル３
８のアース３８ｃ側に接続したので、太陽電池２２の電
位変動が防止され、ＥＭＩノイズが低減される利点もあ
る。

【００５２】ところで、リアクトル２１にリーケージイ
ンダクタンスＬa1分が存在するので、ＦＥＴ２４に高電
圧が印加される虞れがある。従って、一層の安全化を図
るためには、図３に示すように、クランプダイオードＤ
を接続し、電圧をＥ2 にクランプすることが考えられ
る。しかしながら、この構成の場合、３５０Ｖ程度に耐
えることができる耐圧が高い（５００〜６００Ｖ）ＦＥ
Ｔ２４を選定する必要が生じる。

【００５３】これに対して本実施例では、ダイオード２
５ａおよびコンデンサ２５ｂからなすスナバ回路２５を
ＦＥＴ２４に接続し、ＦＥＴ２４の電圧分担を低下させ
た上、二次コイル２１ｂの電圧を利用してスナバ回路２
５のコンデンサ２５ｂから補助コンデンサ２７に電荷を
移動させ、二次コイル２１ｂおよび三次コイル２１ｃの
電圧を利用して補助コンデンサ２７から昇圧コンデンサ
２６ａおよび２６ｂに電荷を移動させた。このため、Ｆ
ＥＴ２４の耐圧を上げることなく、リアクトル２１のリ
ーケージインダクタンスＬa1分に対応できる。しかも、
エネルギーが有効利用される上、ＦＥＴ２４のソフトス
イッチング化が達成されるので、ＦＥＴ２４での損失が
一層低減される。

【００５４】また、補助コンデサ２７にリアクトル分
（リーケージインダクタンスＬｂ）を直列に接続したの
で、スナバ回路２５のコンデンサ２５ｂから補助コンデ
ンサ２７に電荷を移動させるにあたって、ピーク電流が
抑制される上、共振作用が起るので、電荷の移動が迅速
に行われる。

【００５５】また、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂ
の中点電位の偏差を電圧検出器４１により測定し、この
測定結果が「０」になるようにＩＧＢＴ３７ａおよび３
７ｂをスイッチング制御した。このため、コンデンサ容
量が大きい場合でも、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６
ｂの電圧が等しくなるので、過渡的に直流分が流出する
ことが防止される。

【００５６】また、太陽電池２２の浮遊コンデンサＣ分
を抵抗４３により充電し、抵抗４３により昇圧コンデン
サ２６ｂの充電電流を抑制した。そして、昇圧コンデン
サ２６ａおよび２６ｂが正規に昇圧したことをレベル検
出回路４０により検出した後、コンタクタ４２の接点４
２ｂおよび４２ｃを閉成することに伴い、抵抗４３の両
端を短絡して正常運転を行った。このため、浮遊コンデ
ンサＣ分を昇圧コンデンサ２６ｂに充電するアース３８
ｃ側に過渡的に漏電電流が流れ、変圧器の漏電検出器が
誤動作することが防止される。尚、特に直流電源として
太陽電池２２を利用した場合には、浮遊コンデンサＣの
容量が大きくなる（数μＦ程度）事情があるので、漏電
電流の抑制の点で有利になる。

【００５７】次に本発明の第２実施例を図４に基づいて
説明する。尚、上記第１実施例と同一の部材については
同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材に
ついてのみ説明を行う。抵抗４８ａおよび４８ｂの直列
接続点と、昇圧コンデンサ２６ａおよび２６ｂの直列接
続点との間には、フォトカプラ５３のフォトダイオード
５３ａが接続されている。そして、このフォトダイオー
ド５３ａには、別のフォトカプラ５４のフォトダイオー
ド５４ａが逆並列に接続されており、一方の昇圧コンデ
ンサ２６ａの放電時にはフォトダイオード５３ａに電流
が流れ、他方の昇圧コンデンサ２６ｂの放電時にはフォ
トダイオード５４ａに電流が流れる。

【００５８】フォトカプラ５３のフォトトランジスタ５
３ｂおよびフォトカプラ５４のフォトトランジスタ５４
ｂは直列接続されており、昇圧コンデンサ２６ａの放電
時にはフォトダイオード５３ａに電流が流れるので、フ
ォトトランジスタ５３ｂのオンに伴い、抵抗５５を通し
て電流制御回路４７にプラスの極性の電流検出信号が入
力される。また、昇圧コンデンサ２６ｂの放電時には、
フォトダイオード５４ａに電流が流れるので、フォトト
ランジスタ５４ｂのオンに伴い、抵抗５５を通して電流
制御回路４７にマイナスの極性の電流検出信号が入力さ
れる。尚、符号５６は、フォトカプラ５３および５４，
抵抗５５から構成される偏差検出回路（偏差検出手段に
相当する）を示している。

【００５９】電流制御回路４７は、偏差検出回路５６か
らの電流検出信号の差分を演算することに伴い、昇圧コ
ンデンサ２６ａおよび２６ｂの中点電位の偏差を検出
し、この偏差を「０」にする変調波基準を生成してＰＷ
Ｍ制御回路５１に出力する。従って、ＰＷＭ制御回路５
１からのＰＷＭ信号に基づいて昇圧コンデンサ２６ａお
よび２６ｂの電圧がバランス制御されるので、直流分の
過渡的な流出が防止される。

【００６０】上記実施例によれば、昇圧コンデンサ２６
ａおよび２６ｂの中点電位の偏差をフォトカプラ５３お
よび５４からの出力信号に基づいて検出したので、偏差
検出回路５６の絶縁性能が向上する。

【００６１】次に本発明の第３実施例を図５に基づいて
説明する。尚、上記第１実施例と同一の部材については
同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材に
ついてのみ説明を行う。スナバ回路２５のコンデンサ２
５ｂには、ＤＣ／ＤＣコンバータ５７が並列接続されて
いる。このＤＣ／ＤＣコンバータ５７は、入力電源を制
御回路５２の制御電源に変換するものであり、ＦＥＴ２
４のオン時には、コンデンサ２５ｂの電荷がＤＣ／ＤＣ
コンバータ５７に入力される。

【００６２】上記実施例によれば、スナバ回路２５のコ
ンデンサ２５ｂに蓄えた電荷を制御回路５２の制御電源
として利用したので、エネルギーが有効利用される。し
かも、リーケージインダクタンスＬa1分がスナバ回路２
５に分担されるので、ＦＥＴ２４の耐圧を上げることな
く、リーケージインダクタンスＬa1分に対応できる。し
かも、ＦＥＴ２４のソフトスイッチング化が達成される
ので、損失が一層低減される。

【００６３】次に本発明の第４実施例を図６に基づいて
説明する。尚、上記第３実施例と同一の部材については
同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材に
ついてのみ説明を行う。スナバ回路２５とＤＣ／ＤＣコ
ンバータ５７との間には放電回路５８が接続されてい
る。この放電回路５８は放電手段に相当するものであ
り、抵抗５８ａ，トランジスタ５８ｂ，定電圧ダイオー
ド５８ｃ，安定化抵抗５８ｄから構成されている。

【００６４】上記実施例によれば、過負荷状態等に伴っ
て大きな電流が流れ、コンデンサ２５ｂの充電電荷がＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ５７の消費電荷以上になると、定電
圧ダイオード５８ｃを通して電流が流れ、トランジスタ
５８ｂのベースに駆動電源が供給される。すると、トラ
ンジスタ５８ｂがオンされ、抵抗５８ａおよびトランジ
スタ５８ｂを通して電流が流れ、電流が抵抗５８ａで消
費されるので、コンデンサ２５ｂの電圧過上昇が防止さ
れる。

【００６５】次に本発明の第５実施例を図７に基づいて
説明する。尚、上記第１実施例と同一の部材については
同一の符号を付して説明を省略し、以下、異なる部材に
ついてのみ説明を行う。電流検出器３４と電流制御回路
３３との間には、ゲイン調整手段に相当するゲイン調整
回路５９が接続されている。このゲイン調整回路５９
は、演算増幅器５９ａおよび５９ｂ，抵抗５９ｃ〜５９
ｅ，スイッチ５９ｆから構成されたものであり、演算増
幅器５９ａには電流検出器３４からの電流検出信号が入
力される。尚、（ｃ）は、演算増幅器５９ａからの出力
信号Ｖａを示すものである。

【００６６】スイッチ５９ｆは、ＰＷＭ制御回路３６か
らのＰＷＭ信号に基づいてオンオフ制御されるものであ
り、ＰＷＭ信号がオフされている場合にはスイッチ５９
ｆがオフされ、演算増幅器５９ａからの出力信号Ｖａが
抵抗５９ｃを通して演算増幅器５９ｂに入力される。ま
た、ＰＷＭ信号がオンされている場合にはスイッチ５９
ｆがオンされ、演算増幅器５９ａからの出力信号Ｖａが
抵抗５９ｃおよび５９ｄを通して演算増幅器５９ｂに入
力される。尚、（ｂ）は、ＰＷＭ制御回路３６からのＰ
ＷＭ信号を示すものである。

【００６７】上記実施例によれば、スイッチ５９ｆのオ
フ時には、ゲイン調整回路５９のゲイン（抵抗５９ｅ）
が高くなり、スイッチ５９ｆのオン時には、ゲイン調整
回路５９のゲイン（抵抗５９ｅ，５９ｄ）が低くなる。
このため、（ｄ）に示すように、演算増幅回路５９ｂか
らの出力信号のリプルが小さくなり、ＦＥＴ２４のオン
オフに影響されない安定した電流検出信号Ｖｂが得られ
るので、電流制御回路３３による基準の作成を行い易く
なる。

【００６８】尚、上記第５実施例においては、スイッチ
５９ｆをＰＷＭ信号に基づいてオンオフ制御したが、こ
れに限定されるものではなく、例えばＦＥＴ２４の両端
電圧あるいは一次コイル２１ａの両端電圧に基づいてオ
ンオフ制御しても良い。

【００６９】また、上記第１，第２，第５実施例におい
ては、リアクトル分として二次コイル２１ｂのリーケー
ジインダクタンスＬｂを例示したが、これに限定される
ものではなく、例えばリアクトル分が不足するようであ
れば、補助コイル２７にリアクトルを直列接続し、スナ
バ回路２５から補助コンデンサ２７への電荷移動速度を
リーケージインダクタンスＬｂおよびリアクトルの双方
で調整しても良い。

【００７０】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の電力変換装置は次の効果を奏する。請求項１記載の手
段によれば、昇圧スイッチング素子をリアクトルのタッ
プに接続した。このため、耐電圧が小さい昇圧スイッチ
ング素子を選定することが可能になるので、昇圧比が高
まる。しかも、昇圧比を決定するための変圧器が不要に
なるので、構成が簡素になる。さらに、両昇圧コンデン
サを直列接続すると共に、両昇圧コンデンサからの放電
電荷をハーフブリッジ回路により交流に変換したので、
インバータ出力の直流分が極力低減される。

【００７１】請求項２記載の手段によれば、昇圧スイッ
チング素子にスナバ回路を接続し、リアクトルのリーケ
ージインダクタンス分をスナバ回路に分担させた上、ス
ナバ回路から補助コンデンサを介して昇圧コンデンサに
電荷を移動させた。このため、昇圧スイッチング素子の
耐圧を上げることなく、リアクトルのリーケージインダ
クタンスに対応できる。しかも、昇圧スイッチング素子
のソフトスイッチング化が達成されるので、損失が一層
低減される。請求項３記載の手段によれば、補助コンデ
サにリアクトル分を接続したので、スナバ回路から補助
コンデンサへの電荷の移動が迅速に行われる。

【００７２】請求項４記載の手段によれば、一次コイル
からの電荷を制御電源としてスナバ回路に蓄えたので、
エネルギーが有効利用される。しかも、リアクトルのリ
ーケージインダクタンス分がスナバ回路に分担されるの
で、昇圧スイッチング素子の耐圧を上げることなく、リ
ーケージインダクタンス分に対応できる。しかも、昇圧
スイッチング素子のソフトスイッチング化が達成される
ので、損失が一層低減される。請求項５記載の手段によ
れば、電圧が所定値以上になったときにスナバ回路を放
電させたので、スナバ回路の電圧過上昇が防止される。

【００７３】請求項６記載の手段によれば、両昇圧コン
デンサの中点電位の偏差に基づいて両電力変換スイッチ
ング素子をスイッチング制御した。このため、コンデン
サ容量が大きい場合でも両昇圧コンデンサの電圧を等し
くできるので、過渡的に直流分が流出することが防止さ
れる。請求項７記載の手段によれば、両昇圧コンデンサ
の中点電位の偏差をフォトカプラからの出力信号に基づ
いて検出したので、偏差検出手段の絶縁性能が向上す
る。

【００７４】請求項８記載の手段によれば、直流電源の
浮遊コンデンサ分を抵抗により充電した後、抵抗の両端
を短絡して正常運転を行ったので、浮遊コンデンサ分に
よる漏電電流が過渡的に流れることが防止される。請求
項９記載の手段によれば、昇圧スイッチング素子のオン
オフに基づいて電流検出信号のゲインを調整したので、
昇圧スイッチング素子のオンオフに影響されない安定し
た電流検出信号が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す図（全体の回路構成
示す図）

【図２】ＦＥＴがスイッチング制御されたときの動作を
説明するための回路図

【図３】ＦＥＴに印加される電圧が低下することを説明
するための図

【図４】本発明の第２実施例を示す図（偏差検出回路を
示す図）

【図５】本発明の第３実施例を示す図１相当図

【図６】本発明の第４実施例を示す図１相当図

【図７】本発明の第５実施例を示す図（ａはゲイン調整
回路を示す回路図，ｂはＰＷＭ信号を示す波形図，ｃお
よびｄは演算増幅器の出力信号を示す波形図）

【図８】従来例を示す図１相当図

【図９】別の従来例を示す図１相当図

【符号の説明】

２１はリアクトル、２１ａは一次コイル、２１ｂは二次
コイル、２１ｃは三次コイル、２１ｄはタップ、２２は
太陽電池（直流電源）、２２ａおよび２２ｂは電源ライ
ン、２４はＦＥＴ（昇圧スイッチング素子）、２５はス
ナバ回路、２６ａおよび２６ｂは昇圧コンデンサ、２７
は補助コンデンサ、３７ａおよび３７ｂはＩＧＢＴ（電
力変換スイッチング素子）、３８ａおよび３８ｂは電源
ライン（出力ライン）、４９は電圧検出器（偏差検出手
段）、４３は抵抗、５０は電流検出器（電流検出手
段）、５１はＰＷＭ制御回路（制御手段）、５２は制御
回路、５３および５４はフォトカプラ、５６は偏差検出
回路（偏差検出手段）、５８は放電回路（放電手段）、
５９はゲイン調整回路（ゲイン調整手段）、Ｃは浮遊コ
ンデンサ、Ｌｂはリーケージインダクタンス（リアクト
ル分）を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 秦野 幸彦 三重県三重郡朝日町大字繩生2121番地 株 式会社東芝三重工場内

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源の一方の電源ラインに介在さ
   れ、タップを有するリアクトルと、 前記直流電源の他方の電源ラインと前記リアクトルのタ
   ップとの間に接続された昇圧スイッチング素子と、 前記直流電源の両電源ライン間に直列接続され、前記昇
   圧スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルからの電
   荷を蓄える一対の昇圧コンデンサと、 これら両昇圧コンデンサの出力側に直列接続された一対
   の電力変換スイッチング素子とを備え、 これら両電力変換スイッチング素子がスイッチング制御
   されることに伴い、両電力変換スイッチング素子の直列
   接続点および両昇圧コンデンサの直列接続点から交流電
   源が出力されることを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 リアクトルは、直流電源の一方の電源ラ
   インに介在されたタップ付き一次コイルに加えて、二次
   コイルおよび三次コイルを有し、 昇圧スイッチング素子には、昇圧スイッチング素子のオ
   フ時に前記一次コイルからの電荷を蓄えるスナバ回路が
   接続され、 前記二次コイルおよび前記三次コイルは、補助コンデン
   サを介して直列接続され、 前記昇圧スイッチング素子のオン時には、前記スナバ回
   路から前記補助コイルに電荷が与えられ、 前記昇圧スイッチング素子のオフ時には、前記補助コン
   デンサから前記三次コイルを通して昇圧コンデンサに電
   荷が与えられることを特徴とする請求項１記載の電力変
   換装置。
3. 【請求項３】 補助コンデンサには、リアクトル分が直
   列接続されていることを特徴とする請求項２記載の電力
   変換装置。
4. 【請求項４】 昇圧スイッチング素子のオフ時にリアク
   トルからの電荷を制御電源として蓄えるスナバ回路を備
   えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 【請求項５】 スナバ回路の電圧が所定値以上になった
   ときにスナバ回路を放電させる放電手段を備えたことを
   特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 【請求項６】 両昇圧コンデンサの中点電位の偏差を検
   出する偏差検出手段と、 この偏差検出手段の検出結果に基づいて両電力変換スイ
   ッチング素子をスイッチング制御する制御手段とを備え
   たことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
7. 【請求項７】 偏差検出手段は、昇圧コンデンサに応じ
   た極性の検出信号を出力する一対のフォトカプラを有し
   ていることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
8. 【請求項８】 交流電源の出力ラインに介在され、直流
   電源の浮遊コンデンサ分を蓄える抵抗と、 昇圧コンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、 この電圧検出手段の検出結果が所定値に達することに伴
   い、前記抵抗の両端を短絡して正常運転を行う制御手段
   とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装
   置。
9. 【請求項９】 直流電源の電源ラインに流れる電流を検
   出する電流検出手段と、 この電流検出手段から出力される電流検出信号のゲイン
   を昇圧スイッチング素子のオンオフに基づいて調整する
   ゲイン調整手段とを備えたことを特徴とする請求項１記
   載の電力変換装置。