JPH10271840A - 変換デバイス - Google Patents

変換デバイス

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JPH10271840A
JPH10271840A JP10074612A JP7461298A JPH10271840A JP H10271840 A JPH10271840 A JP H10271840A JP 10074612 A JP10074612 A JP 10074612A JP 7461298 A JP7461298 A JP 7461298A JP H10271840 A JPH10271840 A JP H10271840A
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JP
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voltage
phase
inversion
triangular wave
phases
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JP10074612A
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English (en)
Inventor
Anders Lindberg
リンドバーグ アンデルス
Rolf Palsson
パルソン ロルフ
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ABB AB
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Asea Brown Boveri AB
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ゼロ・シーケンス電流の発生を大幅に低減し
た、直流電圧を三相交流電圧に変換する変換デバイスを
提供する。 【解決手段】 制御装置を適合させることにより、各相
ａ，ｂ，ｃに対するパルス幅変調パターンを決め、これ
により、その他の相に対する三角波と同じ基本周波数を
もつ三角波１９−２１を使用し、これを、基準交流電圧
２４−２６の１つの基本発振の間に偶数の回数だけ反転
し、かつ各三角波の反転時点を、常に２つの三角波が第
３のものに対して半周期ずれる時間内に配置する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電圧を三相交
流電圧に変換する変換デバイスに関するものであり、こ
の変換デバイスは、少なくとも、直流電圧回路網と交流
電圧回路網とに接続した２レベルＶＳＣコンバータと、
並びに前記交流電圧回路網の各相に対し特有のパルス幅
変調パターンであって、各前記相に対する前記基準交流
電圧と、該相に対し特有の三角波であって前記直流電圧
回路網の２つの極間の直流電圧の実質上半分の振幅とそ
して前記基準交流電圧の周波数の倍数の周波数である周
波数とを有する三角波と、の間の交点を決めることによ
り決まる前記のパルス幅変調パターンにしたがい、基準
交流電圧に依存して前記コンバータを制御するように適
合させた装置と、を備え、これにより、各相について、
前記交点の２つの連続したものの間の持続期間とそして
前記直流電圧の実質上半分の振幅とを有するパルスであ
って、前記基準交流電圧が前記三角波よりも上に位置す
るときに正となりそしてそれとは逆の場合に負となる前
記のパルスを、前記コンバータの前記交流電圧側に送出
するようになっている。
【０００２】
【従来の技術】このようなデバイスは、直流電圧を三相
交流電圧に変換しなければならないあらゆるタイプの状
況において使用することができ、それらは、例えば無効
電力補償においておよびＨＶＤＣ（High Voltage Direc
t Current ：高電圧直流）プラントにおいて使用するこ
とができる。本発明を明らかにするため但しそれによっ
て本発明を限定するものではないが、ＨＶＤＣ用のデバ
イスのような特定の応用について、以下に説明する。
【０００３】上記のようなタイプのデバイスを備えたプ
ラントは、修士論文「ＰＷＭと２および３レベルの高電
力電圧形コンバータの制御（“PWM and control of two
andthree level high power voltage source converte
rs ”by Anders Lindberg,Kungliga Tekniska Hogskola
n, Stockholm, 1995）」を通して最近知られるようにな
った。ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor
：絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ＝絶縁ゲー
トをもつバイポーラ・トランジスタ）またはＧＴＯ（Ga
te Turn-off Thyristor ：ゲートターンオフ・サイリス
タ）を使用しそしてこれらをコンバータ内のバルブ内で
直列に接続（これは可能であるが、それは、それらが容
易に、同時にターンオンおよびターンオフさせることが
できるからである）することにより，強制転流用のＶＳ
Ｃ（Voltage Source Converter：電圧形コンバータ）コ
ンバータは、それを通して電圧スティフ（voltage stif
f）である高電圧直流用の直流電圧回路網と、それに接
続した交流電圧回路網との間で、電力を伝送するのに使
用することが可能となった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】そのような電圧スティ
フの２レベル・コンバータは、３つの異なったタイプ、
すなわちプラス・シーケンス、マイナス・シーケンス、
ゼロ・シーケンスの高調波を発生することが良く知られ
ている。ＨＶＤＣステーションに接続した高調波フィル
タにより、それらのプラス・シーケンスおよびマイナス
・シーケンスをフィルタ処理により除去することは大き
な問題ではない。しかし、ゼロ・シーケンス・タイプの
高調波は、より大きな問題となるが、それは、２レベル
・コンバータと三相交流電圧の組み合せが、コンバータ
の交流電圧側に決してゼロにならないパルスの全出力電
圧（これはゼロ・シーケンス電圧を意味する）を生じる
ためであり、これは、ゼロ・シーケンス電流をもたら
し、これは変圧器なしでＨＶＤＣステーションのインダ
クタを介して閉じられそしてそのようなステーションに
存在する交流電圧フィルタを降りてそして直流電圧側に
配置したキャパシタに戻り、それらキャパシタの中間点
は、接地されてゼロ・シーケンス電流が直流電圧回路網
の１つのステーションから別のものへと伝播するのを防
止する。今日まで知られている、導入部で規定したタイ
プのデバイスにおいては、発生されるゼロ・シーケンス
電流は、高くなり、そしてこれにより不必要に高いスト
レスをコンバータ・ステーション（これにそのデバイス
が設けられている）に与えることになる。考えられる解
決法は、ゼロシーケンス・フィルタを設けてゼロ・シー
ケンス電流を減少させるようにすることから成るが、こ
れによりコストの相当な増大が生じ、これは、変圧器を
インダクタで置換するという目的（これは、このタイプ
のステーションでは可能でありそしてより低いコストを
もたらす）とは矛盾する。
【０００５】本発明の目的は、導入部で規定したタイプ
のデバイスであって、ゼロ・シーケンス電流の発生とい
う上記の問題を大幅に低減したデバイスを提供すること
である。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この目的は、本発明によ
れば、各相に対するパルス幅変調パターンを決めること
により、その他の相に対する三角波と同じ基本周波数を
もつ三角波を使用し、これを、基準交流電圧の１つの基
本発振の間に偶数の回数だけ反転し、かつ各三角波の反
転時点を、常に２つの三角波が第３のものに対して半周
期ずれる時間内に配置するための制御装置、を構成する
その種のデバイスにより実現する。
【０００７】したがって、前記制御装置は、前記反転の
おかげで、正弦波ＰＷＭのような既に知られているパル
ス幅変調方法に対し変更を加えたパルス幅変調方法をも
たらす。１つの同一の三角波は、換言すると、三つの相
全てに対し通常使用し、これは、前記交流電圧側に供給
されるパルスの前記基準交流電圧に対する適合のため前
記三角波の各方向転換点においていわゆるゼロ・ベクト
ルの使用を生じ、これにより、それらが前記交流電圧回
路網と同期するようにする。ゼロ・ベクトルは、前記コ
ンバータに接続した全ての交流電流相が前記同一の直流
電圧電位に接続されることを意味し、したがってこれら
ベクトルは、高いゼロ・シーケンス電圧を発生する。本
発明による方法で各相に対し互いに異なった三角波を使
用しそして前記の反転を実行すれば、計算した電圧時間
領域を前記コンバータが発生すべきときにゼロ・ベクト
ルが全く使用されず、それらの第３のものである振幅を
もつベクトルだけとなる。ゼロ・ベクトルは、実際に
は、問題の瞬間において“動いていない”のではなく電
圧時間ダイヤグラム内で前後に動くことを妨げるベクト
ルにより置き換える。維持した周期性が、基本発振当た
り偶数回数の反転を行うようにすることが必要である。
したがって、反転は、問題の前記三角波の位相の瞬間的
な逆転、すなわち１８０度の位相ずれと解釈でき、これ
により、ピーク値が最低値またはこの逆となる。
【０００８】ＨＶＤＣステーションの場合には、全く変
圧器なしでしかもコストのかかるゼロシーケンス・フィ
ルタなしで２レベル・コンバータを使用することが、本
発明によるデバイスの構成を通して可能となる。また、
変圧器なしの場合において、３レベル・コンバータすな
わちＮＰＣブリッジ（これにおいて、ゼロ・シーケンス
が明らか（illuminate）にできる）を使用するときにゼ
ロシーケンス・フィルタなしで管理することができる
が、そのようなコンバータは、２レベル・コンバータよ
りもかなり複雑となる。判明したことは、本発明による
タイプのデバイスにおいて支配的な高調波が、プラス・
シーケンス成分とマイナス・シーケンス成分となるとい
うことであり、そしてそれらは、在来のパルス幅変調に
おけるよりもわずかに高くなり、したがって交流電圧フ
ィルタのフィルタ処理に対する要求がわずかに高くな
る。しかし、ゼロ・シーケンス成分は、本発明によるデ
バイスの使用により、非常に小さくなり、したがって支
配的なゼロ・シーケンス成分は、より高次のものとな
る。発生されるゼロ・シーケンス電流は、主に誘導性素
子により決まり、高い次数は、結果として生ずるゼロ・
シーケンス電流が従来技術のデバイスを使用した場合に
おけるよりもはるかに小さくなることを意味する。
【０００９】本発明の好ましい実施例によれば、前記制
御装置は、各前記相に対し、前記反転を実質上均等な時
間間隔で生じさせるように適合させる。これは、前記反
転の結果としての交流電圧の追加の高調波または共振現
象のような、じょう乱を回避するのに有利であることが
分かった。
【００１０】本発明の別の好ましい実施例によれば、前
記制御装置は、１つの相の反転とその他の相の内の任意
のもののその次の反転との間の時間間隔が実質上一定と
なるように、前記反転を発生するよう適合させる。これ
は、前記反転の結果として発生される前記交流電圧にお
けるじょう乱の生起のリスクを最小にするために有利で
ある。相および基本発振当たり２反転の場合において
は、それは、各反転が隣接する反転とは６０度位相がず
れることを意味することになる。したがって、反転時点
は、対称性のためには重要なものとなる。
【００１１】本発明の別の好ましい実施例によれば、前
記制御装置は、各前記相に対し、該相に対する前記基準
交流電圧の少なくとも方向転換点において反転を生じさ
せるように適合させる。前記ゼロ・ベクトルの生成を確
実に回避するには、前記反転のために前記方向転換点を
選ぶことが有利である、と判明した。
【００１２】本発明の別の好ましい実施例によれば、前
記制御装置は、各相に対し、基本発振周期当たり２回の
反転を発生させるように適合させる。周期当たり２回の
反転は、最小値であり、これより大きな偶数の数の反転
も真に考えられたが、これは、前記三角波の基本周波数
に関する差が大きくなり、それによってスイッチング損
失が増大する、ということを意味する。したがって、こ
れらのスイッチング損失を低レベルに保つには、各相の
前記三角波を基本発振当たり２回反転させるのが有利で
ある。
【００１３】本発明の別の好ましい実施例によれば、前
記制御装置は、各前記相に対し、２つの前記その他の相
の前記基準交流電圧が互いに交差したときあるいはその
直後に、１つの前記反転を発生させるように適合させ
る。“直後”とは、前記反転が前記交差の後であるが、
その交差に対しそれに続く交差よりもかなり近くで生ず
ること、を意味している。これは、望ましくないゼロ・
ベクトルの生成を回避するための適切な規準であること
が分かった。
【００１４】本発明の別の好ましい実施例によれば、前
記デバイスは、高電圧直流（ＨＶＤＣ）用の直流電圧回
路網を通して送電するためのプラントのステーションに
おいて、直流電圧を交流電圧に変換するために適合させ
る。本発明によるタイプのデバイスは、上述から明らか
なように、そのようなプラントのステーションにおいて
使用したときに特に効果がある。
【００１５】本発明の更なる利点、並びに有利な特徴に
ついては、以下の説明並びに残りの従属項から明らかと
なる。
【００１６】
【実施の形態】添付の図面を参照して、以下に、直流電
圧を三相交流電圧に変換するための２レベルＶＳＣコン
バータを介する在来の正弦波パルス幅変調を説明し、そ
して次に、１例として本発明によるデバイスの１実施例
について説明する。
【００１７】図１には、高電圧直流（ＨＶＤＣ）用の直
流電圧回路網１を通して電力を送るためのプラントに設
けた、変圧器なしの電圧スティフ・コンバータ・ステー
ションを示す。このステーションは、少なくとも１つの
ＶＳＣコンバータ２を有し、このコンバータ２は、在来
の方法で、電流バルブ３，４を、ＩＧＢＴのようなター
ンオンおよびターンオフのタイプの半導体要素５の形態
で有し、そしてこれらは、フリーホイリング・ダイオー
ド６と逆並列で接続している。各バルブについてたった
１つのＩＧＢＴしか示していないが、これは、直列接続
して同時に制御する複数のＩＧＢＴを表すようにもでき
る。この図では、交流電圧回路網７の１つの相に対する
コンバータ２の接続のみを示しているが、コンバータ
は、実際には、そのようにして交流電圧回路網の三つの
異なった相に対し２つのそれぞれの電流バルブを介して
接続している。ゼロ・シーケンス電流が１つのステーシ
ョンから別のステーションへ伝播するのを防止するた
め、直流電圧側のキャパシタ８をその中間点９で接地す
る。直流電圧回路網１の２つの極１０，１１の間の直流
電圧の半分の振幅をもつパルスは、このようにして、コ
ンバータ２の適当な制御により、交流電圧回路網７の各
相に対し分配される。概略的に示した装置１２は、コン
バータ２のＩＧＢＴに対しターンオン・パルスを送るこ
とにより、コンバータ２の制御のために適合させてい
る。この装置は、変動（regulation）を考慮し、これに
より、直流電圧回路網の直流電圧の大きさが、交流電圧
回路網により供給される無効電力、有効電力の消費を要
求するかあるいはそれにより要求される等する。電流と
電圧は、いわゆるサンプリング・プロセスで測定するこ
とにより、基準電圧を計算してパルス幅変調パターンを
決めるようにすることができる。
【００１８】また、図１に示しているように、このコン
バータは、交流電圧回路網に対しインダクタ１３を介し
てすなわち変圧器なしで接続しており、またいわゆる高
調波フィルタ１４は、プラス・シーケンスおよびマイナ
ス・シーケンスの形態の問題の多い高調波を除去するた
め交流電圧回路網に接続している。
【００１９】図２には、交流電圧回路網７の各相につい
て、どのようにしていわゆる正弦波ＰＷＭを実行するか
について示している。問題の相についての基準交流電圧
上に、直流電圧回路網の極間の直流電圧の実質上半分の
振幅と、交流電圧の周波数のある倍数（この場合９倍）
の周波数とをもつ仮想の三角波１５を置く。この同じ三
角波は、各相の基準交流電圧上に置くが、それら異なっ
た相に対する基準交流電圧は、互いに１２０度ずれてい
る。装置１２は、コンバータを制御することにより、三
角波と問題の相に対する交流電圧側の基準交流電圧との
交点の２つの連続したものの間の持続期間をもつパルス
を出させ、それらパルスは、基準交流電圧が三角波より
上に位置するときには正となりそしてこれとは逆の場合
には負となるように制御する。この三角波の周波数と基
準交流電圧の基本周波数との間の関係は、パルス数ｐと
して定める。この正弦波ＰＷＭ法により実現される相電
圧において支配的な高調波は、以下の次数およびタイプ
のものである。
【００２０】ｐ−２：プラス・シーケンス，ｐ：ゼロ・
シーケンス，ｐ＋２：マイナス・シーケンス，２ｐ−
３：ゼロ・シーケンス，２ｐ−１：マイナス・シーケン
ス，２ｐ＋１：プラス・シーケンス，２ｐ＋３：ゼロ・
シーケンス．
【００２１】問題を起すのは、主としてゼロ・シーケン
スである。このゼロ・シーケンスの電圧は、所与の瞬間
における三つの相のパルスの電圧の和を３で割ったもの
として定められ、これは、決して０とならないことを意
味している。ゼロ・シーケンス電圧は、ゼロ・シーケン
ス電流を生じさせ、インダクタを通り交流電圧フィルタ
１４を降りて直流電圧キャパシタ８に戻る閉ループを形
成する。発生されたこのゼロ・シーケンス電流が高くな
ると、コンバータ・ステーションに対し不必要に高いス
トレスを生じさせ、また高価なゼロシーケンス・フィル
タを必要とすることになる。
【００２２】図３には、図２によるパルス幅変調が、ど
のようにして、異なった時点における三つの相のパルス
が構成する互いに異なった電圧ベクトルを生じさせるか
について示している。“＋”は、電圧パルスが、直流電
圧回路網の極間の直流電圧ｕ d を２で割った値を有する
ことを示し、そして“−”は、−ｕd ／２の値を有する
ことを示している。判るように、三角波の各直線の始め
と終りにおいて、いわゆるゼロ・ベクトルが形成され
る、すなわち全ての交流相が同じ直流電圧電位に接続さ
れる。パルス発生器を交流電圧回路網との同期状態に保
つのに使用するこれらゼロ・ベクトルがまさに、その他
のベクトルよりも３倍高いゼロ・シーケンス電圧をもた
らし、そしてこれにより上記の否定的な結果となる高い
ゼロ・シーケンスをもたらす。図４には、αβ平面にお
いて、どのようにして所与の電圧時間領域（voltage ti
me area ）がベクトル・シーケンス−−−，＋−−，＋
＋−，＋＋＋により得られるかについて示している。
【００２３】図５には、ｐ＝４０での異なったパルス・
シーケンスの大きさを示しており、そしてｐは好ましく
は少なくとも１０の大きさであると言うことができる。
判るように、ｐにおけるゼロ・シーケンス電圧１８は非
常に高く、したがって高いゼロ・シーケンス電流を生じ
させる。
【００２４】図６には、本発明の好ましい実施例のデバ
イスの制御装置１２がどのようにして２レベル・コンバ
ータ２を制御するように適合させているかを示してい
る。理解されるべきであるが、２レベル・コンバータを
制御するこの方法は、図１に示した使用法に制限される
ものではないが、この使用法について以下に説明する。
制御装置は、基準交流電圧２４−２６の各相ａ，ｂ，ｃ
に対し１つの三角波１９，２０，２１を用い、これら異
なった三角波は同一の基本周波数をもっている。その各
三角波は、基準交流電圧の１つの基本発振の間に２回反
転し、各三角波のその反転時点は、常に２つの三角波が
第３の三角波に対し半周期ずれる時間中に配置する。よ
り正確には、１つの相の反転とその他の相の内の任意の
ものの次の反転との間の時間間隔は、実質上一定であ
り、これは、それら反転間の距離が実質上６０度である
ことを意味している。これらの反転は、三角波の方向転
換点（turning point ）でしかも問題の相の基準交流電
圧の方向転換点で生じ、そしてより正確には、それら三
角波は、以下のように位相位置を変える。
【００２５】
【数１】 ｕv,bref＞ｕv,cref：相ａの三角波を反転させる。 ｕv,bref≦ｕv,cref：相ａの三角波を反転させて戻す。 ｕv,cref＞ｕv,aref：相ｂの三角波を反転させる。 ｕv,cref≦ｕv,aref：相ｂの三角波を反転させて戻す。 ｕv,aref＞ｕv,bref：相ｃの三角波を反転させる。 ｕv,aref≦ｕv,bref：相ｃの三角波を反転させて戻す。 上側の交流電圧相ａに対するパルス幅変調パターンは、
この図の下に示している。
【００２６】それら三角波の反転により生じる追加の転
流０によりまたこの方法において異なった相に対する異
なった三角波を使用することにより、ゼロ・ベクトルは
消滅し、したがってそれらの振幅の第３のものをもつベ
クトルのみが存在することになる。
【００２７】図７には、いわゆるαβ平面を示してお
り、これは、どのベクトルが２レベル・コンバータによ
り実現できるかについて示している。この図は、６つの
セクタに分割してあり、そして基準交流電圧ベクトルが
どのセクタに位置するかに依存して、以下のスイッチン
グ・シーケンスが、本発明によるデバイスを通して各サ
ンプリング間隔の間使用することができる。
【００２８】
【表１】 セクタ１：“＋−＋”→“＋−−”→“＋＋−”→“−＋−”またはこの逆 セクタ２：“＋−−”→“＋＋−”→“−＋−”→“−＋＋”またはこの逆 セクタ３：“＋＋−”→“−＋−”→“−＋＋”→“−−＋”またはこの逆 セクタ４：“−＋−”→“−＋＋”→“−−＋”→“＋−＋”またはこの逆 セクタ５：“−＋＋”→“−−＋”→“＋−＋”→“＋−−”またはこの逆 セクタ６：“−−＋”→“＋−＋”→“＋−−”→“＋＋−”またはこの逆
【００２９】理解されるべきであるが、ゼロ・ベクトル
は全く使用していないが、その代りにその他の２つの逆
向きのベクトルを各セクタで使用し、これにより、ここ
で三角波の方向転換点近くで静止して止っているのでは
なく、回路網と同期するため前後に動く。このことは、
図８にセクタ１について示している。
【００３０】図９には、そのフローについて、すなわ
ち、基準交流電圧の１つの基本発振の間に実現される電
圧時間領域を示している（但しｐは４０）。
【００３１】図１０には、図６に示したパルス幅変調に
おいて形成される高調波を示しており、ここでの支配的
な高調波は、次の通りである。
【００３２】ｐ−３：ゼロ・シーケンス，ｐ−１：プラ
ス・シーケンス，ｐ＋１：マイナス・シーケンス，ｐ＋
３：ゼロ・シーケンス，２ｐ−３：ゼロ・シーケンス，
２ｐ−１：マイナス・シーケンス，２ｐ＋１：プラス・
シーケンス，２ｐ＋３：ゼロ・シーケンス．
【００３３】これら支配的な高調波のプラス・シーケン
ス成分およびマイナス・シーケンス成分は、在来の正弦
波ＰＷＭ（図５参照）と比較して高く、これは、交流電
圧フィルタのフィルタ処理に対する要求が幾分高くな
る。しかし、フィルタのコストにより大きく影響するこ
とはない。ここで重要なことは、ゼロ・シーケンス成分
が非常に小さいということである。判るように、低い次
数をもつゼロ・シーケンス成分２２は非常に小さく、支
配的なゼロ・シーケンス成分２３は、次数２ｐ−３およ
び２ｐ＋３のものであり、また比較的小さな振幅をもっ
ている。発生されるゼロ・シーケンス電流は、主として
誘導性素子（主に相インダクタ１３）により決まり、高
い次数したがってこれによる高い周波数は、結果として
生ずるゼロ・シーケンス電流が図５によるゼロ・シーケ
ンスに対するものよりもはるかに小さくなる、というこ
とを意味している。
【００３４】本発明は上記の好ましい実施例に全く限定
されるものでないことは勿論であり、本発明の基本的な
思想から逸脱せずにそれについての変更の多くの可能性
が当業者には明らかである。
【００３５】例えば、基準交流電圧の１つの基本発振の
間に２つより多い反転を使用することは、これが所望で
あれば、可能である。
【００３６】以上、本発明についてデジタル・システム
で説明したが、アナログ・システムも包含するものであ
り、したがって実際の三角波もまた、計算したものと同
様に、存在することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】インダクタを介して交流電圧回路網に接続され
た電圧スティフ強制転流式２レベル・コンバータを示
す。
【図２】在来の正弦波パルス幅変調の原理を示す。
【図３】三相交流電圧用の在来の正弦波パルス幅変調の
原理を示す。
【図４】図３の変調パターンによるベクトル・シーケン
スのいわゆるαβ平面における図。
【図５】図３によるパルス幅変調において生成される高
調波を示すグラフ。
【図６】本発明の好ましい実施例によるデバイスが生じ
るパルス幅変調の原理を示す図。
【図７】本発明の原理を説明するのに用いる、いわゆる
αβ平面の図。
【図８】図６によるパルス幅変調のための図４に対応す
る図。
【図９】図６によるパルス幅変調プロセスでのフロー
（電圧時間領域）を示す図。
【図１０】図６によるパルス幅変調プロセスでの図５に
対応した図。
【符号の説明】
１ 直流電圧回路網 ２ ＶＳＣコンバータ ３，４ 電流バルブ ５ ＩＧＢＴ ６ フリーホイリング・ダイオード ７ 交流電圧回路網 ８ キャパシタ ９ 中間点 １０，１１ 極 １２ 装置 １３ インダクタ １４ 高調波フィルタ １９−２１ 三角波 ２２，２３ ゼロ・シーケンス成分 ２４−２６ 基準交流電圧

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電圧を三相交流電圧に変換する変換
    デバイスであって、少なくとも、直流電圧回路網（１）
    と交流電圧回路網（７）とに接続した２レベルＶＳＣコ
    ンバータ（２）と、並びに前記交流電圧回路網の各相に
    対し特有のパルス幅変調パターンであって、各前記相に
    対する前記基準交流電圧と、該相に対し特有の三角波で
    あって前記直流電圧回路網の２つの極（１０，１１）間
    の直流電圧の実質上半分の振幅とそして前記基準交流電
    圧の周波数の倍数の周波数である周波数とを有する三角
    波と、の間の交点を決めることにより決まる前記のパル
    ス幅変調パターンにしたがい、基準交流電圧に依存して
    前記コンバータを制御するように適合させた装置（１
    ２）と、を備え、これにより、各相について、前記交点
    の２つの連続したものの間の持続期間とそして前記直流
    電圧の実質上半分の振幅とを有するパルスであって、前
    記基準交流電圧が前記三角波よりも上に位置するときに
    正となりそしてそれとは逆の場合に負となる前記のパル
    スを、前記コンバータの前記交流電圧側に送出するよう
    になった、前記の変換デバイスにおいて、 各相（ａ，ｂ，ｃ）に対する前記パルス幅変調パターン
    を決めることにより、その他の前記相に対する前記三角
    波と同じ基本周波数をもつ三角波（１９−２１）を使用
    し、これを、前記基準交流電圧（２４−２６）の１つの
    基本発振の間に偶数の回数だけ反転させ、かつ各三角波
    の反転時点を、常に２つの三角波が第３のものに対して
    半周期ずれる時間内に配置するように、前記制御装置を
    適合させたこと、を特徴とする変換デバイス。
  2. 【請求項２】 請求項１記載のデバイスにおいて、 前記制御装置（１２）は、各前記相（ａ，ｂ，ｃ）に対
    し、前記反転を実質上均等な時間間隔で生じさせるよう
    に適合させたこと、を特徴とする変換デバイス。
  3. 【請求項３】請求項１または２に記載のデバイスにおい
    て、 前記制御装置（１２）は、１つの相の反転とその他の相
    の内の任意のもののその次の反転との間の時間間隔が実
    質上一定となるように、前記反転を発生するよう適合さ
    せたこと、を特徴とする変換デバイス。
  4. 【請求項４】 請求項１から３のいずれかに記載のデバ
    イスにおいて、 前記制御装置（１２）は、各前記相（ａ，ｂ，ｃ）に対
    し、該相に対する前記基準交流電圧（２４−２６）の少
    なくとも方向転換点において反転を生じさせるように適
    合させたこと、を特徴とする変換デバイス。
  5. 【請求項５】請求項１から４のいずれかに記載のデバイ
    スにおいて、 前記制御装置（１２）は、各相（ａ，ｂ，ｃ）に対し、
    基本発振周期当たり２回の反転を発生するように適合さ
    せたこと、を特徴とする変換デバイス。
  6. 【請求項６】 請求項１から５のいずれかに記載のデバ
    イスにおいて、 前記制御装置（１２）は、各前記相（ａ，ｂ，ｃ）に対
    し、２つの前記その他の相の前記基準交流電圧（２４−
    ２６）が互いに交差したときあるいはその直後に、１つ
    の前記反転を発生するように適合させたこと、を特徴と
    する変換デバイス。
  7. 【請求項７】 請求項１から６のいずれかに記載のデバ
    イスにおいて、 前記制御装置（１２）は、各前記相（ａ，ｂ，ｃ）に対
    し、該相に属する前記三角波の方向転換点において前記
    反転を生じさせるように適合させたこと、を特徴とする
    変換デバイス。
  8. 【請求項８】 請求項１から７のいずれかに記載のデバ
    イスにおいて、 前記倍数は、１０より大きいこと、を特徴とする変換デ
    バイス。
  9. 【請求項９】 請求項１から８のいずれかに記載のデバ
    イスにおいて、 該デバイスは、高電圧直流（ＨＶＤＣ）用の直流電圧回
    路網（１）を通して電力を伝送するためのプラントのス
    テーションにおいて、直流電圧を交流電圧に変換するた
    めに適合させたこと、を特徴とする変換デバイス。
JP10074612A 1997-03-24 1998-03-23 変換デバイス Pending JPH10271840A (ja)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100373759C (zh) * 2005-03-16 2008-03-05 南京航空航天大学 三相四桥臂变换器的控制方法

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6069808A (en) * 1997-05-21 2000-05-30 Texas Instruments Incorporated Symmetrical space vector PWM DC-AC converter controller
BRPI0315908B1 (pt) * 2002-11-04 2017-02-21 Bebic Jovan controlador de fluxo de potência híbrida e seu circuito e método de provisão de uma quantidade desejada de potência
JP2005137076A (ja) * 2003-10-29 2005-05-26 Favess Co Ltd モータ制御装置及びモータ制御方法
US7433216B2 (en) * 2005-11-14 2008-10-07 Hamilton Sundstrand Corporation Voltage control and harmonic minimization of multi-level converter
US8144488B2 (en) * 2006-08-25 2012-03-27 Abb Technology Ltd. Voltage source converter station
US7733674B2 (en) * 2006-11-22 2010-06-08 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion apparatus for converting direct current to polyphase alternating current
US8098726B2 (en) * 2007-07-27 2012-01-17 Intel Corporation Subranging for a pulse position and pulse width modulation based transmitter
WO2012044369A1 (en) 2010-09-30 2012-04-05 Abb Research Ltd. Coordinated control of multi-terminal hvdc systems
FR2975843B1 (fr) * 2011-05-23 2013-05-17 Renault Sa Procede de commande des interrupteurs d'un redresseur de courant connecte a un chargeur embarque.
US9244506B2 (en) * 2012-11-16 2016-01-26 Siemens Aktiengesellschaft Method of controlling a power plant
CN109687747B (zh) * 2019-02-19 2020-08-28 东南大学 基于零序电压注入的t型三电平逆变器中点电位平衡与容错控制方法
CN110417042B (zh) * 2019-08-16 2021-07-06 国网山东省电力公司电力科学研究院 一种抑制直流系统连续换相失败的安全控制方法和系统

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3875496A (en) * 1974-03-13 1975-04-01 Glenayre Electronics Ltd Static inverter using multiple signal control loops
US4218732A (en) * 1978-11-06 1980-08-19 General Electric Company Phase angle balancing circuit for a variable speed constant frequency power system
NL8601765A (nl) * 1986-07-07 1988-02-01 Visser S Gravendeel Holding Verspeeninrichting en -werkwijze.
US4870557A (en) * 1988-09-23 1989-09-26 Westinghouse Electric Corp. Simplified quasi-harmonic neutralized high power inverters
CA1313219C (en) * 1988-10-07 1993-01-26 Boon-Teck Ooi Pulse width modulation high voltage direct current transmission system and converter
US5615099A (en) * 1994-08-24 1997-03-25 Kabushiki Kaisha Toshiba Control system for single-phase PWM converter
SE9403209L (sv) * 1994-09-23 1996-03-24 Asea Brown Boveri Seriekompenserad strömriktarstation

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100373759C (zh) * 2005-03-16 2008-03-05 南京航空航天大学 三相四桥臂变换器的控制方法

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