JPH10271085A - 同時送信装置及び同時送信方法 - Google Patents
同時送信装置及び同時送信方法Info
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- JPH10271085A JPH10271085A JP10065646A JP6564698A JPH10271085A JP H10271085 A JPH10271085 A JP H10271085A JP 10065646 A JP10065646 A JP 10065646A JP 6564698 A JP6564698 A JP 6564698A JP H10271085 A JPH10271085 A JP H10271085A
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- carrier
- frequency band
- carriers
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/28—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information
- H04H20/30—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by a single channel
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J9/00—Multiplex systems in which each channel is represented by a different type of modulation of the carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/023—Multiplexing of multicarrier modulation signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＭ周波数バンドにおいてデジタル変調済み
信号及びアナログ周波数変調信号を互いにその品質を劣
化させることなく同時送信するシステム及びその方法を
提供する。 【解決手段】 ＦＭ信号とデジタル変調済みキャリアと
の同時送信方式の利便性が、ＦＭバンドに挿入されるキ
ャリアを所定の順序で選択することによって増大させら
れる。この順序に従って、ＦＭバンドの特定の端部に近
接して配置されたキャリアが、この特定の端部から比較
的離れて配置された第二キャリアよりも送信間隔の間に
おいてより早期に選択される。本発明に係る技法を用い
ることによって、従来技術に係る方式におけるキャリア
ランキングサブプロセスが不要になる。加えて、選択さ
れたキャリアを識別する制御情報の量が低減される。こ
のため、制御チャネルに関して必要とされる帯域が低減
される。
信号及びアナログ周波数変調信号を互いにその品質を劣
化させることなく同時送信するシステム及びその方法を
提供する。 【解決手段】 ＦＭ信号とデジタル変調済みキャリアと
の同時送信方式の利便性が、ＦＭバンドに挿入されるキ
ャリアを所定の順序で選択することによって増大させら
れる。この順序に従って、ＦＭバンドの特定の端部に近
接して配置されたキャリアが、この特定の端部から比較
的離れて配置された第二キャリアよりも送信間隔の間に
おいてより早期に選択される。本発明に係る技法を用い
ることによって、従来技術に係る方式におけるキャリア
ランキングサブプロセスが不要になる。加えて、選択さ
れたキャリアを識別する制御情報の量が低減される。こ
のため、制御チャネルに関して必要とされる帯域が低減
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はアナログ変調及びデ
ジタル変調信号を用いた通信システム及びその方法に関
し、特に、ＦＭ周波数帯（バンド）においてデジタル変
調信号及びアナログ周波数変調（ＦＭ）信号を同時送信
するシステム及びその方法に関する。
ジタル変調信号を用いた通信システム及びその方法に関
し、特に、ＦＭ周波数帯（バンド）においてデジタル変
調信号及びアナログ周波数変調（ＦＭ）信号を同時送信
するシステム及びその方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル通信技法の爆発的な成長によ
り、デジタルデータ通信用の帯域に対する常に増大する
要求が存在するようになった。デジタル通信の追加を実
現するために利用可能な帯域はほとんど存在しないた
め、通信産業においては、このような追加デジタル通信
を実現する目的で、既存のアナログＦＭバンドをより効
率的に用いる、という考え方が注目され始めてきてい
る。しかしながら、デジタル通信のための付加的な通信
容量を実現するためにＦＭバンドを調整する際には、既
存のアナログＦＭ通信の性能に対してほとんど影響を与
えないことが要求される。
り、デジタルデータ通信用の帯域に対する常に増大する
要求が存在するようになった。デジタル通信の追加を実
現するために利用可能な帯域はほとんど存在しないた
め、通信産業においては、このような追加デジタル通信
を実現する目的で、既存のアナログＦＭバンドをより効
率的に用いる、という考え方が注目され始めてきてい
る。しかしながら、デジタル通信のための付加的な通信
容量を実現するためにＦＭバンドを調整する際には、既
存のアナログＦＭ通信の性能に対してほとんど影響を与
えないことが要求される。
【０００３】このような要求は、共願されている、H.C.
Papadopulos及びC.W.Sundbergによる“プリキャンセリ
ング方式を用いたアナログ周波数変調及びデジタル変調
信号の同時通信のための技法”という表題の米国特許出
願第０８／７０４，４７０号（１９９６年８月２２日
付）に記載されている方式を用いることによって完全に
充足させられる。この方式に従って、デジタル変調キャ
リアがＦＭバンドに、ＦＭ信号とキャリアとの同時送信
の際にホストであるＦＭ信号に対して著しい同チャネル
干渉を与えることがないように、適応挿入される。この
目的のために、ＦＭバンドを時間的に変化する様式で占
有する、デジタル通信用多重キャリア周波数（トーン）
が生成される。すなわち、挿入されるキャリアの数が時
間と共に変化する。挿入プロセスには、デジタルデータ
を送信する送信間隔の間に、ホストであるアナログＦＭ
信号に対して与える全体としての劣化を受容可能なレベ
ルに保ちつつ、キャリア周波数よりなる可能な限り大き
なサブセットを選択する段階が含まれる。デジタルデー
タによって変調された各々選択されたキャリアの（以下
に説明されている）プリキャンセレーションのＦＭ信号
に対する効果は考慮される。
Papadopulos及びC.W.Sundbergによる“プリキャンセリ
ング方式を用いたアナログ周波数変調及びデジタル変調
信号の同時通信のための技法”という表題の米国特許出
願第０８／７０４，４７０号（１９９６年８月２２日
付）に記載されている方式を用いることによって完全に
充足させられる。この方式に従って、デジタル変調キャ
リアがＦＭバンドに、ＦＭ信号とキャリアとの同時送信
の際にホストであるＦＭ信号に対して著しい同チャネル
干渉を与えることがないように、適応挿入される。この
目的のために、ＦＭバンドを時間的に変化する様式で占
有する、デジタル通信用多重キャリア周波数（トーン）
が生成される。すなわち、挿入されるキャリアの数が時
間と共に変化する。挿入プロセスには、デジタルデータ
を送信する送信間隔の間に、ホストであるアナログＦＭ
信号に対して与える全体としての劣化を受容可能なレベ
ルに保ちつつ、キャリア周波数よりなる可能な限り大き
なサブセットを選択する段階が含まれる。デジタルデー
タによって変調された各々選択されたキャリアの（以下
に説明されている）プリキャンセレーションのＦＭ信号
に対する効果は考慮される。
【０００４】詳細に述べれば、上記挿入プロセスには、
ＦＭ信号とデジタルデータによって変調された各々のキ
ャリアとの同時送信のエミュレーションによる干渉評価
を含む、キャリアランキングサブプロセスが含まれる。
キャリアは、ＦＭ信号に対して最も干渉の少ないものか
ら最も多いものへとランク付けされ、ＦＭ信号の劣化の
受容限界に対応するある個数まで、上記順序に従ってデ
ジタルデータ送信目的で選択される。加えて、選択され
たキャリアを識別する制御情報が、ＦＭバンド外の制御
チャネルを介してレシーバ宛に送出される。
ＦＭ信号とデジタルデータによって変調された各々のキ
ャリアとの同時送信のエミュレーションによる干渉評価
を含む、キャリアランキングサブプロセスが含まれる。
キャリアは、ＦＭ信号に対して最も干渉の少ないものか
ら最も多いものへとランク付けされ、ＦＭ信号の劣化の
受容限界に対応するある個数まで、上記順序に従ってデ
ジタルデータ送信目的で選択される。加えて、選択され
たキャリアを識別する制御情報が、ＦＭバンド外の制御
チャネルを介してレシーバ宛に送出される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、送信さ
れるデジタルデータの完全性を保証するためには、アナ
ログＦＭ信号によるデジタル変調キャリアへの干渉も同
様に考慮される必要がある。Papadopoulos及びSundberg
による方式のさらなる側面に従うと、ＦＭ信号の波形は
トランスミッタにおいてはアプリオリに知られているた
め、上記干渉は、デジタル変調キャリアからＦＭ信号に
よる予想される影響を同時送信前に除去することによっ
て、予めキャンセルされること（プリキャンセレーショ
ン）が可能である。
れるデジタルデータの完全性を保証するためには、アナ
ログＦＭ信号によるデジタル変調キャリアへの干渉も同
様に考慮される必要がある。Papadopoulos及びSundberg
による方式のさらなる側面に従うと、ＦＭ信号の波形は
トランスミッタにおいてはアプリオリに知られているた
め、上記干渉は、デジタル変調キャリアからＦＭ信号に
よる予想される影響を同時送信前に除去することによっ
て、予めキャンセルされること（プリキャンセレーショ
ン）が可能である。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明に従って、上述さ
れているタイプの、ＦＭ信号とデジタル変調キャリアと
の同時送信方式の利便性が、ＦＭバンドに挿入されるキ
ャリアを所定の順序で選択することによって増大させら
れる。この順序に従って、ＦＭバンドの特定の端部に近
接して配置されたキャリアが、この特定の端部から比較
的離れて配置された第二キャリアよりも送信間隔の間に
おいてより早期に選択される。本発明に係る技法を用い
ることによって、Papadopoulos及びSundbergに従った方
式におけるキャリアランキングサブプロセスが不要にな
る。加えて、選択されたキャリアを識別する制御情報の
量が低減される。なぜなら、キャリアを所定の順序で選
択するからである。このため、制御チャネルに関して必
要とされる帯域が低減される。
れているタイプの、ＦＭ信号とデジタル変調キャリアと
の同時送信方式の利便性が、ＦＭバンドに挿入されるキ
ャリアを所定の順序で選択することによって増大させら
れる。この順序に従って、ＦＭバンドの特定の端部に近
接して配置されたキャリアが、この特定の端部から比較
的離れて配置された第二キャリアよりも送信間隔の間に
おいてより早期に選択される。本発明に係る技法を用い
ることによって、Papadopoulos及びSundbergに従った方
式におけるキャリアランキングサブプロセスが不要にな
る。加えて、選択されたキャリアを識別する制御情報の
量が低減される。なぜなら、キャリアを所定の順序で選
択するからである。このため、制御チャネルに関して必
要とされる帯域が低減される。
【０００７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明に従ってデジタル
変調信号とアナログＦＭ信号とを同時送信するトランス
ミッタ１００を示すブロック図である。例えばＦＭラジ
オ局内に存在する、ＦＭ変調器１０１は、従来技術に係
る方法で、アナログ入力信号に応答したステレオＦＭ信
号を生成する。このＦＭ信号は、ＦＭ放送局に対して割
り当てられた、この例では２００ｋＨｚの幅を有する周
波数バンドにおいて送信される。本発明をより理解する
ために、以下にＦＭ通信に関するバックグラウンドとな
る情報を記述する：
変調信号とアナログＦＭ信号とを同時送信するトランス
ミッタ１００を示すブロック図である。例えばＦＭラジ
オ局内に存在する、ＦＭ変調器１０１は、従来技術に係
る方法で、アナログ入力信号に応答したステレオＦＭ信
号を生成する。このＦＭ信号は、ＦＭ放送局に対して割
り当てられた、この例では２００ｋＨｚの幅を有する周
波数バンドにおいて送信される。本発明をより理解する
ために、以下にＦＭ通信に関するバックグラウンドとな
る情報を記述する：
【０００８】アナログＦＭに関する情報 ｍ（ｔ）をＦＭ変調におけるアナログ変調信号とする。
ＦＭキャリアｆCは、ｍ（ｔ）によって変調されて、Ｆ
Ｍ変調信号ｘFMとなる：
ＦＭキャリアｆCは、ｍ（ｔ）によって変調されて、Ｆ
Ｍ変調信号ｘFMとなる：
【数１】 ここで、θ（ｔ）は、
【数２】 によって与えられる位相角を表わしており、
【数３】 が仮定されている。ここで、ｆdは、最大周波数偏移を
表わす。
表わす。
【０００９】米国における商用ＦＭ放送では、ｆdは通
常７５ｋＨｚであり、ｍ（ｔ）は、それぞれＬ（ｔ）及
びＲ（ｔ）によって表現される左チャネル及び右チャネ
ル情報信号から導出されたステレオ信号である。後者
は、プリエンファシスフィルタによって処理されて、そ
れぞれＬp（ｔ）及びＲp（ｔ）が生成される。この種の
フィルタの周波数応答（Ｈp（ｆ））は、
常７５ｋＨｚであり、ｍ（ｔ）は、それぞれＬ（ｔ）及
びＲ（ｔ）によって表現される左チャネル及び右チャネ
ル情報信号から導出されたステレオ信号である。後者
は、プリエンファシスフィルタによって処理されて、そ
れぞれＬp（ｔ）及びＲp（ｔ）が生成される。この種の
フィルタの周波数応答（Ｈp（ｆ））は、
【数４】 である。通常、ｆ1＝２．１ｋＨｚであり、ｆ2＝２５ｋ
Ｈｚである。
Ｈｚである。
【００１０】ステレオ信号、ｍ（ｔ）、は、以下の表式
に従って生成される：
に従って生成される：
【数５】 ここで、２ｆp＝３８ｋＨｚ、ａ1＝ａ2＝０．４、及び
ａ3＝０．１である。上記表式の最も右側の項、ａ3ｃｏ
ｓ（２πｆpｔ）、は、キャリア周波数ｆpを有する“パ
イロット信号”と呼称される。これは、ＦＭレシーバに
よって、左信号と右信号との間の差を含むパスバンド項
をコヒーレントに復調するために用いられる。
ａ3＝０．１である。上記表式の最も右側の項、ａ3ｃｏ
ｓ（２πｆpｔ）、は、キャリア周波数ｆpを有する“パ
イロット信号”と呼称される。これは、ＦＭレシーバに
よって、左信号と右信号との間の差を含むパスバンド項
をコヒーレントに復調するために用いられる。
【００１１】従来技術に係るＦＭレシーバには、受信し
たｘFM（ｔ）から角度信号を導出するデバイスが含まれ
ている。この角度信号を数学的に導出する操作によっ
て、ｍ（ｔ）の推定値であるｍ＾（ｔ）が得られる。モ
ノラルレシーバにおいては、ローパスフィルタが用いら
れて、［Ｌp（ｔ）＋Ｒp（ｔ）］の推定値が得られる。
ステレオレシーバにおいては、前記パイロット信号が、
［Ｌp（ｔ）−Ｒp（ｔ）］を復調するために用いられ
る。これより、［Ｌp（ｔ）＋Ｒp（ｔ）］の推定値と線
型結合を行なうことによって、それぞれＬp（ｔ）及び
Ｒp（ｔ）の推定値であるＬp＾（ｔ）及びＲp＾（ｔ）
が得られる。これらの推定値は、以下に示されているよ
うな周波数応答Ｈd（ｆ）を有するデエンファシスフィ
ルタによって処理されて、トランスミッタにおける左及
び右信号の推定値が得られる：
たｘFM（ｔ）から角度信号を導出するデバイスが含まれ
ている。この角度信号を数学的に導出する操作によっ
て、ｍ（ｔ）の推定値であるｍ＾（ｔ）が得られる。モ
ノラルレシーバにおいては、ローパスフィルタが用いら
れて、［Ｌp（ｔ）＋Ｒp（ｔ）］の推定値が得られる。
ステレオレシーバにおいては、前記パイロット信号が、
［Ｌp（ｔ）−Ｒp（ｔ）］を復調するために用いられ
る。これより、［Ｌp（ｔ）＋Ｒp（ｔ）］の推定値と線
型結合を行なうことによって、それぞれＬp（ｔ）及び
Ｒp（ｔ）の推定値であるＬp＾（ｔ）及びＲp＾（ｔ）
が得られる。これらの推定値は、以下に示されているよ
うな周波数応答Ｈd（ｆ）を有するデエンファシスフィ
ルタによって処理されて、トランスミッタにおける左及
び右信号の推定値が得られる：
【数６】
【００１２】本発明に従って、トランスミッタ１００
が、デジタルデータを表わすデジタル変調信号を、変調
器１０１からのホスト信号であるアナログＦＭ信号と共
に、同一のＦＭバンドを介して送信するために用いられ
る。本発明の一つの目的は、ＦＭレシーバが従来技術に
係る方法によってホストであるアナログＦＭ信号を処理
することを可能にして、ＦＭ信号がデジタル変調信号と
同一の周波数バンドを共用するという事実にもかかわら
ず、実質的に劣化していないＦＭ品質を実現することで
ある。
が、デジタルデータを表わすデジタル変調信号を、変調
器１０１からのホスト信号であるアナログＦＭ信号と共
に、同一のＦＭバンドを介して送信するために用いられ
る。本発明の一つの目的は、ＦＭレシーバが従来技術に
係る方法によってホストであるアナログＦＭ信号を処理
することを可能にして、ＦＭ信号がデジタル変調信号と
同一の周波数バンドを共用するという事実にもかかわら
ず、実質的に劣化していないＦＭ品質を実現することで
ある。
【００１３】この目的のために、デジタル変調信号が、
ＦＭレシーバにおいて著しい共チャネル干渉を起こすこ
とを避けるように充分に低いパワーレベルでホストＦＭ
バンドに挿入される。低送信強度のデジタル変調信号の
カバーする範囲は、通常は制限されている。しかしなが
ら、本発明に係る技法により、このカバー範囲が改善さ
れる。さらに、本発明に係る技法は、ホストアナログＦ
Ｍ信号によってデジタル変調信号に対して与えられる干
渉を予めキャンセル（プリキャンセル）するプリキャン
セル方式を含んでいる。
ＦＭレシーバにおいて著しい共チャネル干渉を起こすこ
とを避けるように充分に低いパワーレベルでホストＦＭ
バンドに挿入される。低送信強度のデジタル変調信号の
カバーする範囲は、通常は制限されている。しかしなが
ら、本発明に係る技法により、このカバー範囲が改善さ
れる。さらに、本発明に係る技法は、ホストアナログＦ
Ｍ信号によってデジタル変調信号に対して与えられる干
渉を予めキャンセル（プリキャンセル）するプリキャン
セル方式を含んでいる。
【００１４】本発明に係るプリキャンセル方式に従っ
て、デジタル変調信号からのアナログＦＭ信号の計算さ
れた応答のキャンセルすなわち除去が、トランスミッタ
１００において実行される。ＦＭ信号の波形はトランス
ミッタにおいて予め知ることが出来るため、プリキャン
セルは、デジタル変調信号から、ＦＭ信号による予め想
定される影響を同時送信の前に除去することによって実
現可能である。よって、本発明に係るプリキャンセル方
式を用いると、デジタルデータ送信は、アナログＦＭ送
信と同一バンドを共用する場合においても、デジタルデ
ータレシーバにおいてはアナログＦＭ信号からの干渉は
全くなく、チャネル雑音の影響のみを受けることにな
る。
て、デジタル変調信号からのアナログＦＭ信号の計算さ
れた応答のキャンセルすなわち除去が、トランスミッタ
１００において実行される。ＦＭ信号の波形はトランス
ミッタにおいて予め知ることが出来るため、プリキャン
セルは、デジタル変調信号から、ＦＭ信号による予め想
定される影響を同時送信の前に除去することによって実
現可能である。よって、本発明に係るプリキャンセル方
式を用いると、デジタルデータ送信は、アナログＦＭ送
信と同一バンドを共用する場合においても、デジタルデ
ータレシーバにおいてはアナログＦＭ信号からの干渉は
全くなく、チャネル雑音の影響のみを受けることにな
る。
【００１５】トランスミッタ１００においては、デジタ
ルデータは、適応直交周波数分割多重化方式に従って送
信される。この目的のために、デジタルデータは、デジ
タルデータ転送目的で複数個のキャリア周波数すなわち
トーンを生成するマルチキャリア（すなわちマルチトー
ン）モデム１０３に入力される。入力デジタルデータ
は、従来技術に係る方式に従ってチャネル符号化され、
インターリーブされて、チャネル雑音からの影響をより
受けにくくなる。
ルデータは、適応直交周波数分割多重化方式に従って送
信される。この目的のために、デジタルデータは、デジ
タルデータ転送目的で複数個のキャリア周波数すなわち
トーンを生成するマルチキャリア（すなわちマルチトー
ン）モデム１０３に入力される。入力デジタルデータ
は、従来技術に係る方式に従ってチャネル符号化され、
インターリーブされて、チャネル雑音からの影響をより
受けにくくなる。
【００１６】マルチキャリアモデム１０３によるデジタ
ルデータ送信は、Ｎ個のパルスシェーピングトーンすな
わちキャリアを用いて実現される。各々のパルスシェー
ピングトーンは、（２００／Ｎ）ｋＨｚの帯域を有する
サブバンドを占有している。ここで、Ｎは１より大きな
値を有する所定の整数である。モデム１０３は、各々相
異なったキャリアに関連付けられているＮ個のパルスシ
ェーピングフィルタ１０５−１から１０５−Ｎを有して
いる。
ルデータ送信は、Ｎ個のパルスシェーピングトーンすな
わちキャリアを用いて実現される。各々のパルスシェー
ピングトーンは、（２００／Ｎ）ｋＨｚの帯域を有する
サブバンドを占有している。ここで、Ｎは１より大きな
値を有する所定の整数である。モデム１０３は、各々相
異なったキャリアに関連付けられているＮ個のパルスシ
ェーピングフィルタ１０５−１から１０５−Ｎを有して
いる。
【００１７】送信されるデジタルデータは、データシン
ボルによって表現される。モデム１０３は、データシン
ボルをフレーム毎に送信する。各々のフレームは、Ｍ個
のシンボルを有している。ここで、Ｍは０より大きい値
を有する所定の整数である。各フレームにおいては、モ
デム１０３のキャリアのサブセットのみがデジタルデー
タ送信目的で利用される。図２は、特定のフレームの間
にＦＭバンド内に現れるこのようなサブセット例を示し
ている。サブセットのキャリアの周波数及び個数はフレ
ーム毎に変化し、デジタルデータ送信によってホストア
ナログＦＭ信号に対して引き起こされる劣化の程度が受
容可能なものとなるように選択される。
ボルによって表現される。モデム１０３は、データシン
ボルをフレーム毎に送信する。各々のフレームは、Ｍ個
のシンボルを有している。ここで、Ｍは０より大きい値
を有する所定の整数である。各フレームにおいては、モ
デム１０３のキャリアのサブセットのみがデジタルデー
タ送信目的で利用される。図２は、特定のフレームの間
にＦＭバンド内に現れるこのようなサブセット例を示し
ている。サブセットのキャリアの周波数及び個数はフレ
ーム毎に変化し、デジタルデータ送信によってホストア
ナログＦＭ信号に対して引き起こされる劣化の程度が受
容可能なものとなるように選択される。
【００１８】ここで、ｎ番目のキャリアのみが現時点で
のフレームで用いられると仮定するが、このことによっ
て一般性を失うことはない。このフレームは時刻ｔ＝０
において開始するものとし、Ｉn［０］、．．．、Ｉ
n［Ｍ−１］が、それぞれそのフレームに対して割り当
てられたＭ個のシンボルを表わすとする。ここで、１≦
ｎ≦Ｎである。キャリアの狭帯域性のために、アナログ
ＦＭ信号からの干渉が存在しない場合には、充分な信頼
性を有するデジタル受信に関してイコライゼーションは
不要である。よって、ｎ番目のキャリアによって送信さ
れるデジタル変調信号は、ｄn（ｔ）によって次のよう
に表わされる：
のフレームで用いられると仮定するが、このことによっ
て一般性を失うことはない。このフレームは時刻ｔ＝０
において開始するものとし、Ｉn［０］、．．．、Ｉ
n［Ｍ−１］が、それぞれそのフレームに対して割り当
てられたＭ個のシンボルを表わすとする。ここで、１≦
ｎ≦Ｎである。キャリアの狭帯域性のために、アナログ
ＦＭ信号からの干渉が存在しない場合には、充分な信頼
性を有するデジタル受信に関してイコライゼーションは
不要である。よって、ｎ番目のキャリアによって送信さ
れるデジタル変調信号は、ｄn（ｔ）によって次のよう
に表わされる：
【数７】 ここで、ｈn（ｔ）は、ｎ番目のキャリアに関連してい
るパルスシェーピングフィルタ１０５−ｎのインパルス
応答を表わしている。時間とキャリアの完全な同期、唯
一の主要なチャネル雑音が白色ガウス型雑音であるこ
と、及び、シンボル間の干渉やその他の減損が存在しな
いこと、を仮定すると、インパルス応答ｈn（−ｔ）を
有する、サンプリングされてマッチングが取られたフィ
ルタ（マッチトフィルタ）は、
るパルスシェーピングフィルタ１０５−ｎのインパルス
応答を表わしている。時間とキャリアの完全な同期、唯
一の主要なチャネル雑音が白色ガウス型雑音であるこ
と、及び、シンボル間の干渉やその他の減損が存在しな
いこと、を仮定すると、インパルス応答ｈn（−ｔ）を
有する、サンプリングされてマッチングが取られたフィ
ルタ（マッチトフィルタ）は、
【数８】 によって表現される以下のデータシンボル
【数９】 を得る。ここで、０≦ｋ≦Ｍ−１であり、ｙ（ｔ）は、
ＦＭバンドで受信されたデジタル変調信号を表わしてい
る。しかしながら、ｘFM（ｔ）で表わされるホストアナ
ログＦＭ信号も、同一バンドで送信される。マルチパス
フェージングチャネルでは、アナログ信号及びその遅延
させられた信号は、受信されるシンボルに対してゼロで
はない寄与をする。
ＦＭバンドで受信されたデジタル変調信号を表わしてい
る。しかしながら、ｘFM（ｔ）で表わされるホストアナ
ログＦＭ信号も、同一バンドで送信される。マルチパス
フェージングチャネルでは、アナログ信号及びその遅延
させられた信号は、受信されるシンボルに対してゼロで
はない寄与をする。
【００１９】本発明に係る技法に従って、プリキャンセ
ラ１０７は、ｘFM（ｔ）がｄn（ｔ）に与えると予想さ
れる全ての影響を打ち消すキャンセル信号ａn（ｔ）を
構成する。このため、デジタルレシーバは、実質的にｄ
n（ｔ）のみを受信することになる。ここで、ａn（ｔ）
の導出を説明するために、上記マルチパスフェージング
チャネルが未知のインパルス応答ｇ（ｔ）を有している
と仮定する。ａn（ｔ）に擬せられるシステム全体（チ
ャネルにデジタルレシーバを加えたもの）の出力をｂｎ
〜［ｋ］と表わし、ｘFM（ｔ）による出力をｃｎ〜
［ｋ］と表わす。プリキャンセラ１０７は、ａn（ｔ）
に関する条件を
ラ１０７は、ｘFM（ｔ）がｄn（ｔ）に与えると予想さ
れる全ての影響を打ち消すキャンセル信号ａn（ｔ）を
構成する。このため、デジタルレシーバは、実質的にｄ
n（ｔ）のみを受信することになる。ここで、ａn（ｔ）
の導出を説明するために、上記マルチパスフェージング
チャネルが未知のインパルス応答ｇ（ｔ）を有している
と仮定する。ａn（ｔ）に擬せられるシステム全体（チ
ャネルにデジタルレシーバを加えたもの）の出力をｂｎ
〜［ｋ］と表わし、ｘFM（ｔ）による出力をｃｎ〜
［ｋ］と表わす。プリキャンセラ１０７は、ａn（ｔ）
に関する条件を
【数１０】 が充足されるように検索する。表式（１）は、アナログ
ＦＭ信号がデジタル変調信号の送信に対して干渉を与え
ないゼロ圧力条件を示している。
ＦＭ信号がデジタル変調信号の送信に対して干渉を与え
ないゼロ圧力条件を示している。
【００２０】ここで、
【数１１】 及び
【数１２】 が成り立つことを証明することが可能である。
【００２１】ここで、以下の関数ｆａn（τ）及びｆｘ
FM（τ）が、それぞれ、入力ａn（ｔ）及びｘFM（ｔ）
に応答したマッチトフィルタ（デジタルレシーバを表わ
している）の出力であると定義する：
FM（τ）が、それぞれ、入力ａn（ｔ）及びｘFM（ｔ）
に応答したマッチトフィルタ（デジタルレシーバを表わ
している）の出力であると定義する：
【数１３】 及び
【数１４】 これを用いると、前記ゼロ圧力条件（１）は、
【数１５】 のように書き直される。表式（２）が任意のｇ（τ）に
対して成立しなければならないため、
対して成立しなければならないため、
【数１６】 となる。すなわち、マッチトフィルタのキャンセル信号
ａn（ｔ）への応答は、いつの時点においても、アナロ
グＦＭ信号への応答の符号を反転したものに等しくなけ
ればならない。プリキャンセラ１０７は、ｈn（−ｔ）
及びｘFM（ｔ）に係る知識のみに基づいて、表式（３）
で表わされる条件を充足するａn（ｔ）を構成すること
が可能であることに留意されたい。
ａn（ｔ）への応答は、いつの時点においても、アナロ
グＦＭ信号への応答の符号を反転したものに等しくなけ
ればならない。プリキャンセラ１０７は、ｈn（−ｔ）
及びｘFM（ｔ）に係る知識のみに基づいて、表式（３）
で表わされる条件を充足するａn（ｔ）を構成すること
が可能であることに留意されたい。
【００２２】さらに、条件（３）は、周波数ドメインで
次のように表わされる：
次のように表わされる：
【数１７】 ここで、Ａn（ｆ）、Ｈn（ｆ）及びＸFM（ｆ）は、それ
ぞれａn（ｔ）、ｈn（ｔ）及びｘFM（ｔ）のフーリエ変
換である。言い換えれば、ゼロ圧力条件を満足するため
には、Ａn（ｆ）は、マッチトフィルタの周波数応答が
非零である場合には必ずＸFM（ｆ）と等しくなければな
らない。
ぞれａn（ｔ）、ｈn（ｔ）及びｘFM（ｔ）のフーリエ変
換である。言い換えれば、ゼロ圧力条件を満足するため
には、Ａn（ｆ）は、マッチトフィルタの周波数応答が
非零である場合には必ずＸFM（ｆ）と等しくなければな
らない。
【００２３】デジタル変調信号がホストアナログＦＭ信
号ｘFM（ｔ）をも送信するトランスミッタ１００によっ
て送信されるため、ＦＭ信号の波形に係る知識を用い
て、プリキャンセラ１０７はわずかの遅延でａn（ｔ）
を計算することが可能である。計算された結果を用い
て、プリキャンセラ１０７は、双方の信号が同一バンド
で同時送信された場合にＦＭ信号がデジタル変調信号に
対して与えると予想される影響を予め打ち消す。プリキ
ャンセラ１０７の出力におけるプリキャンセルされたデ
ジタル変調信号は、ｄn（ｔ）＋ａn（ｔ）によって表現
される。
号ｘFM（ｔ）をも送信するトランスミッタ１００によっ
て送信されるため、ＦＭ信号の波形に係る知識を用い
て、プリキャンセラ１０７はわずかの遅延でａn（ｔ）
を計算することが可能である。計算された結果を用い
て、プリキャンセラ１０７は、双方の信号が同一バンド
で同時送信された場合にＦＭ信号がデジタル変調信号に
対して与えると予想される影響を予め打ち消す。プリキ
ャンセラ１０７の出力におけるプリキャンセルされたデ
ジタル変調信号は、ｄn（ｔ）＋ａn（ｔ）によって表現
される。
【００２４】プリキャンセルデジタル変調信号は、加算
器１０９に供給され、ホストＦＭアナログ信号の遅延さ
れたものに対して加算される。この遅延されたホストＦ
Ｍアナログ信号は、プリキャンセラ１０７によるａ
n（ｔ）の計算に際して発生したのと同じ遅延をアナロ
グＦＭ信号に対して与える遅延素子１１１の出力より供
給される。同様に、それぞれの動作の同期をより良好に
取る目的で他の遅延がトランスミッタ１００の種々のコ
ンポーネントに対して導入される可能性があるが、この
ような事実は当業者には公知である。
器１０９に供給され、ホストＦＭアナログ信号の遅延さ
れたものに対して加算される。この遅延されたホストＦ
Ｍアナログ信号は、プリキャンセラ１０７によるａ
n（ｔ）の計算に際して発生したのと同じ遅延をアナロ
グＦＭ信号に対して与える遅延素子１１１の出力より供
給される。同様に、それぞれの動作の同期をより良好に
取る目的で他の遅延がトランスミッタ１００の種々のコ
ンポーネントに対して導入される可能性があるが、この
ような事実は当業者には公知である。
【００２５】加算器１０９の出力は、ｘ（ｔ）＝ｘ
FM（ｔ）＋ｄn（ｔ）＋ａn（ｔ）として表現される。さ
らに書き直すと、
FM（ｔ）＋ｄn（ｔ）＋ａn（ｔ）として表現される。さ
らに書き直すと、
【数１８】 と表わされる。ここで、
【数１９】 である。
【００２６】一般に、マルチキャリアモデム１０３のＮ
個のキャリアのサブセットＳが選択される。この場合に
は、加算器１０９の出力（ｘ（ｔ））は、以下のように
表現される：
個のキャリアのサブセットＳが選択される。この場合に
は、加算器１０９の出力（ｘ（ｔ））は、以下のように
表現される：
【数２０】 ここで、ｄ（ｔ）はデジタル変調信号の組を表わしてお
り、以下の表式で書き表される：
り、以下の表式で書き表される：
【数２１】 ここで、ｄｎ〜（ｔ）は、ｎの各々の値に対して表式
（４）で与えられる。
（４）で与えられる。
【００２７】加算器１０９の出力は、従来技術に係る設
計によるリニアパワーアンプ１１３に供給される。パワ
ーアンプ１１３は、複合信号ｘ（ｔ）を増幅して、割り
当てられたＦＭ周波数バンドで送信する。
計によるリニアパワーアンプ１１３に供給される。パワ
ーアンプ１１３は、複合信号ｘ（ｔ）を増幅して、割り
当てられたＦＭ周波数バンドで送信する。
【００２８】以下、デジタルデータ送信に関してモデム
１０３においてＮ個のキャリアのサブセットＳが選択さ
れる方法が記述される。上述されたプリキャンセル方式
は、デジタルデータがホストアナログＦＭ信号からの干
渉を受けずに送信されることを保証する。しかしなが
ら、このような方式を用いると、ホストアナログＦＭ信
号が著しく影響を受ける可能性がある。よって、本発明
の一つの目的は、ホストアナログＦＭ信号に対して与え
られる全体としての劣化を受容可能なレベルに保ちつ
つ、可能な限り大きいキャリアのサブセットを選択する
ことである。
１０３においてＮ個のキャリアのサブセットＳが選択さ
れる方法が記述される。上述されたプリキャンセル方式
は、デジタルデータがホストアナログＦＭ信号からの干
渉を受けずに送信されることを保証する。しかしなが
ら、このような方式を用いると、ホストアナログＦＭ信
号が著しく影響を受ける可能性がある。よって、本発明
の一つの目的は、ホストアナログＦＭ信号に対して与え
られる全体としての劣化を受容可能なレベルに保ちつ
つ、可能な限り大きいキャリアのサブセットを選択する
ことである。
【００２９】この劣化を評価する一つの方法は、アナロ
グＦＭレシーバをシミュレートしてみることである。こ
こで、Ｌ＾（ｔ）及びＲ＾（ｔ）が、それぞれ、入力ｘ
（ｔ）＝ｘFM（ｔ）＋ｄ（ｔ）を受信するアナログＦＭ
レシーバの左及び右チャネルの推定値を表わすとする。
トランスミッタ１００において実現可能なＬ（ｔ）及び
Ｒ（ｔ）の与えられた値に対して、Ｌ＾（ｔ）及びＲ＾
（ｔ）は、それらが受容可能な品質を有するか否かを予
め決定することが可能である。
グＦＭレシーバをシミュレートしてみることである。こ
こで、Ｌ＾（ｔ）及びＲ＾（ｔ）が、それぞれ、入力ｘ
（ｔ）＝ｘFM（ｔ）＋ｄ（ｔ）を受信するアナログＦＭ
レシーバの左及び右チャネルの推定値を表わすとする。
トランスミッタ１００において実現可能なＬ（ｔ）及び
Ｒ（ｔ）の与えられた値に対して、Ｌ＾（ｔ）及びＲ＾
（ｔ）は、それらが受容可能な品質を有するか否かを予
め決定することが可能である。
【００３０】例えば（但し、これに限定されるわけでは
ないが）、本発明に係る実施例において用いられる性能
指数（γ）は、以下のように定義される：
ないが）、本発明に係る実施例において用いられる性能
指数（γ）は、以下のように定義される：
【数２２】
【００３１】キャリアのサブセットは、時間フレーム毎
に、キャリア挿入モジュール１１６によって選択され
る。モジュール１１６は、ホストアナログＦＭ信号に対
する受容可能な劣化の最大値を表わすγmaxという所定
の拘束条件のもとに、各々のフレームの期間に可能な限
り多くのキャリアをオンする挿入アルゴリズムを実行す
る。
に、キャリア挿入モジュール１１６によって選択され
る。モジュール１１６は、ホストアナログＦＭ信号に対
する受容可能な劣化の最大値を表わすγmaxという所定
の拘束条件のもとに、各々のフレームの期間に可能な限
り多くのキャリアをオンする挿入アルゴリズムを実行す
る。
【００３２】前述されたPapadopoulos及びSundbergによ
るキャリア挿入プロセスとは異なり、以下に記述される
本発明に係る即時挿入プロセス３００は、キャリアラン
ク付けサブプロセスを含んでおらず、よってより簡潔で
ある。その結果、本発明に係る挿入プロセス３００はは
るかに短く、従ってより高速に実行される。プロセス３
００に従って、モジュール１１６はキャリアを所定の順
序で選択する。詳細に述べれば、キャリアは対として選
択される。図２に示されているように、キャリア２０１
ａ及び２０１ｂ、キャリア２０２ａ及び２０２ｂ、キャ
リア２０３ａ及びキャリア２０３ｂ、及びキャリア２０
４ａ及びキャリア２０４ｂはこのような対である。各々
の対に属するキャリアは、それぞれ、ＦＭバンドの中心
線Ｃに関して対称の位置に分離して配置されている。加
えて、各々の対に属するキャリアは、他の対に属する対
応するキャリアと隣接している。すなわち、キャリア２
０１ａ、２０２ａ、２０３ａ及び２０４ａは互いに連続
して配置されていてグループＬを構成しており、一方、
キャリア２０１ｂ、２０２ｂ、２０３ｂ及び２０４ｂは
互いに連続して配置されていてグループＲを構成してい
る。挿入目的で対が選択される順序は、ＦＭバンドのそ
れぞれの端部に近接した最も外側の対から、中心線Ｃに
近接した最も内側の許容されるキャリア対へ、という順
序である。すなわち、この実施例において最初に挿入目
的で選択される対は最も外側の対である対２０１ａ及び
２０１ｂであり、これが恐らくＦＭ信号に対して与える
影響が最も少なく、次いで、その内側の対である２０２
ａ及び２０２ｂよりなる対、その次が２０３ａ及び２０
３ｂよりなる対、という順序で、ある限界までである。
各キャリアが２００／Ｎ ｋＨｚのサブバンドを占有す
るため、選択可能な対の最大数（すなわちグループＬあ
るいはＲに属するサブバンドの個数）は、Ｎが偶数の場
合にはＮ／２であり、Ｎが奇数の場合には（Ｎ−１）／
２である。しかしながら、挿入目的で選択される対の実
際の数は、キャリ挿入プロセス３００によって決定され
る。
るキャリア挿入プロセスとは異なり、以下に記述される
本発明に係る即時挿入プロセス３００は、キャリアラン
ク付けサブプロセスを含んでおらず、よってより簡潔で
ある。その結果、本発明に係る挿入プロセス３００はは
るかに短く、従ってより高速に実行される。プロセス３
００に従って、モジュール１１６はキャリアを所定の順
序で選択する。詳細に述べれば、キャリアは対として選
択される。図２に示されているように、キャリア２０１
ａ及び２０１ｂ、キャリア２０２ａ及び２０２ｂ、キャ
リア２０３ａ及びキャリア２０３ｂ、及びキャリア２０
４ａ及びキャリア２０４ｂはこのような対である。各々
の対に属するキャリアは、それぞれ、ＦＭバンドの中心
線Ｃに関して対称の位置に分離して配置されている。加
えて、各々の対に属するキャリアは、他の対に属する対
応するキャリアと隣接している。すなわち、キャリア２
０１ａ、２０２ａ、２０３ａ及び２０４ａは互いに連続
して配置されていてグループＬを構成しており、一方、
キャリア２０１ｂ、２０２ｂ、２０３ｂ及び２０４ｂは
互いに連続して配置されていてグループＲを構成してい
る。挿入目的で対が選択される順序は、ＦＭバンドのそ
れぞれの端部に近接した最も外側の対から、中心線Ｃに
近接した最も内側の許容されるキャリア対へ、という順
序である。すなわち、この実施例において最初に挿入目
的で選択される対は最も外側の対である対２０１ａ及び
２０１ｂであり、これが恐らくＦＭ信号に対して与える
影響が最も少なく、次いで、その内側の対である２０２
ａ及び２０２ｂよりなる対、その次が２０３ａ及び２０
３ｂよりなる対、という順序で、ある限界までである。
各キャリアが２００／Ｎ ｋＨｚのサブバンドを占有す
るため、選択可能な対の最大数（すなわちグループＬあ
るいはＲに属するサブバンドの個数）は、Ｎが偶数の場
合にはＮ／２であり、Ｎが奇数の場合には（Ｎ−１）／
２である。しかしながら、挿入目的で選択される対の実
際の数は、キャリ挿入プロセス３００によって決定され
る。
【００３３】図３は、本発明に従ってモジュール１１６
によって実行されるキャリア挿入プロセス３００を示す
流れ図である。各時間フレームにおいて、段階３０３で
示されているように、ｐ番目のキャリア対がキャリアサ
ブセットＳに対して追加される。ここで、初期にはｐ＝
１である（すなわち、最初は、サブセットＳは最も外側
のキャリア対２０１ａ及び２０１ｂのみを含む）。次い
で、段階３０４において、サブセットＳ中の全てのキャ
リアのホストアナログＦＭ信号との同じ送信がエミュレ
ートされる。この実施例においては、キャリアは、この
エミュレートされる送信においては、ランダムなデジタ
ルデータを伝達する。しかしながら、別の実施例におい
ては、キャリアが実際に送信されるデジタルデータをエ
ミュレーションの際に伝達することも可能である。その
ような実施例では、エミュレーションはより現実的であ
るが、エミュレーションにおいて用いられるデータに関
する各キャリアの予約が必要である。段階３０５では、
モジュール１１６は、ＦＭ信号へのキャリアのサブセッ
トのプリキャンセレーション効果を考慮しながら、エミ
ュレートされた送信の干渉解析を実行する。この干渉解
析に基づいて、モジュール１１６は、段階３０７におい
て、キャリアのサブセットによってＦＭ信号において引
き起こされる全体としての劣化を表わすγaggregateの
値を計算する。段階３１１においては、モジュール１１
６は、γaggregateの値がγmaxの値を越えているか否か
を決定する。γaggregate＞γmaxの場合、すなわち全体
としての劣化が受容可能な劣化の最大値より大きい場合
には、これは許可されないので、プロセス３００は終了
する。詳細に述べれば、プロセスが終了する前に、サブ
セットＳに対して直前に追加されたｐ番目のキャリア対
がサブセットＳから削除される（ステップ３１３）。
によって実行されるキャリア挿入プロセス３００を示す
流れ図である。各時間フレームにおいて、段階３０３で
示されているように、ｐ番目のキャリア対がキャリアサ
ブセットＳに対して追加される。ここで、初期にはｐ＝
１である（すなわち、最初は、サブセットＳは最も外側
のキャリア対２０１ａ及び２０１ｂのみを含む）。次い
で、段階３０４において、サブセットＳ中の全てのキャ
リアのホストアナログＦＭ信号との同じ送信がエミュレ
ートされる。この実施例においては、キャリアは、この
エミュレートされる送信においては、ランダムなデジタ
ルデータを伝達する。しかしながら、別の実施例におい
ては、キャリアが実際に送信されるデジタルデータをエ
ミュレーションの際に伝達することも可能である。その
ような実施例では、エミュレーションはより現実的であ
るが、エミュレーションにおいて用いられるデータに関
する各キャリアの予約が必要である。段階３０５では、
モジュール１１６は、ＦＭ信号へのキャリアのサブセッ
トのプリキャンセレーション効果を考慮しながら、エミ
ュレートされた送信の干渉解析を実行する。この干渉解
析に基づいて、モジュール１１６は、段階３０７におい
て、キャリアのサブセットによってＦＭ信号において引
き起こされる全体としての劣化を表わすγaggregateの
値を計算する。段階３１１においては、モジュール１１
６は、γaggregateの値がγmaxの値を越えているか否か
を決定する。γaggregate＞γmaxの場合、すなわち全体
としての劣化が受容可能な劣化の最大値より大きい場合
には、これは許可されないので、プロセス３００は終了
する。詳細に述べれば、プロセスが終了する前に、サブ
セットＳに対して直前に追加されたｐ番目のキャリア対
がサブセットＳから削除される（ステップ３１３）。
【００３４】γaggregate≦γmaxである場合には、モジ
ュール１１６は、段階３１５において、最終キャリア対
がサブセットＳに対して追加されたか否か（すなわち、
ｐ≧（Ｎ−１）／２であるか否か）が決定される。ｐ≧
（Ｎ−１）／２である場合には、プロセス３００は終了
する。それ以外の場合には、モジュール１１６は、段階
３１７において、次の連続した内側のキャリア対（すな
わち、ｐ＝ｐ＋１）を選択し、前述されているように段
階３０３へ戻る。
ュール１１６は、段階３１５において、最終キャリア対
がサブセットＳに対して追加されたか否か（すなわち、
ｐ≧（Ｎ−１）／２であるか否か）が決定される。ｐ≧
（Ｎ−１）／２である場合には、プロセス３００は終了
する。それ以外の場合には、モジュール１１６は、段階
３１７において、次の連続した内側のキャリア対（すな
わち、ｐ＝ｐ＋１）を選択し、前述されているように段
階３０３へ戻る。
【００３５】キャリア挿入モジュール１１６によって選
択されるキャリア対がフレーム毎に変化し得るため、以
下に記述されているように、選択したキャリア対を識別
する情報をレシーバ宛に伝達する制御チャネルが必要と
される。詳細に述べれば、レシーバには、各フレームに
おいてどのキャリア対が用いられたかが通知されなけれ
ばならない。この種の制御情報を表わすデータビットを
生成する目的で、制御チャネルプロセッサ１１９が用い
られ、生成されたビットが図２の制御チャネル２０６を
介して送信される。この制御チャネルは、アナログ信号
スペクトルの外側に予約されている。
択されるキャリア対がフレーム毎に変化し得るため、以
下に記述されているように、選択したキャリア対を識別
する情報をレシーバ宛に伝達する制御チャネルが必要と
される。詳細に述べれば、レシーバには、各フレームに
おいてどのキャリア対が用いられたかが通知されなけれ
ばならない。この種の制御情報を表わすデータビットを
生成する目的で、制御チャネルプロセッサ１１９が用い
られ、生成されたビットが図２の制御チャネル２０６を
介して送信される。この制御チャネルは、アナログ信号
スペクトルの外側に予約されている。
【００３６】ここで、本発明に従ったキャリア対の上述
された順序での選択のために、制御情報を伝達する目的
で必要とされるデータレートは、前述されたPapadopoul
os及びSundbergによる方式よりも大幅に低い（よって、
より少ない制御チャネル帯域幅が必要とされる）、とい
う事実に留意されたい。Papadopoulosらによる方式で
は、用いられる可能性のあるＮ個のキャリアのオン／オ
フ状態を識別するために、フレーム毎にＮビットが必要
とされる。
された順序での選択のために、制御情報を伝達する目的
で必要とされるデータレートは、前述されたPapadopoul
os及びSundbergによる方式よりも大幅に低い（よって、
より少ない制御チャネル帯域幅が必要とされる）、とい
う事実に留意されたい。Papadopoulosらによる方式で
は、用いられる可能性のあるＮ個のキャリアのオン／オ
フ状態を識別するために、フレーム毎にＮビットが必要
とされる。
【００３７】これに対して、本発明に係る方式において
は、制御情報は、利用されている最も内側のキャリア対
をレシーバに対して通知するために必要とされる。この
情報から、レシーバはトランスミッタ１００において用
いられた全てのキャリアを容易に導出することができ
る。例えば、Ｎ＝４０の場合には、最も内側のキャリア
対はいずれにせよ２０個の可能なキャリア対のうちの一
つであるため、制御情報を伝達するためには、その送信
が１時間フレーム内で完了しなければならない場合にお
いても、フレーム毎に５ビットを必要とするのみである
（これに対して、PapadopoulosとSundbergによる方式で
は４０ビットが必要とされる）。制御情報が多くの時間
フレームをかけて送出されることが許容される場合に
は、平均ビットレートが４．３９ビット／フレームに漸
近することが示される。このビットレートは、あるフレ
ームにおいて用いられたキャリアはその次のフレームに
おいても用いられる可能性がある、という傾向を利用し
た差分符号化が制御信号に対して適用される場合には、
さらに低減され得る。
は、制御情報は、利用されている最も内側のキャリア対
をレシーバに対して通知するために必要とされる。この
情報から、レシーバはトランスミッタ１００において用
いられた全てのキャリアを容易に導出することができ
る。例えば、Ｎ＝４０の場合には、最も内側のキャリア
対はいずれにせよ２０個の可能なキャリア対のうちの一
つであるため、制御情報を伝達するためには、その送信
が１時間フレーム内で完了しなければならない場合にお
いても、フレーム毎に５ビットを必要とするのみである
（これに対して、PapadopoulosとSundbergによる方式で
は４０ビットが必要とされる）。制御情報が多くの時間
フレームをかけて送出されることが許容される場合に
は、平均ビットレートが４．３９ビット／フレームに漸
近することが示される。このビットレートは、あるフレ
ームにおいて用いられたキャリアはその次のフレームに
おいても用いられる可能性がある、という傾向を利用し
た差分符号化が制御信号に対して適用される場合には、
さらに低減され得る。
【００３８】図４は、ＦＭ周波数バンドから、トランス
ミッタ１００において生成されたｘ（ｔ）及び制御チャ
ネル情報に対応する複合信号ｘ’（ｔ）を受信するレシ
ーバ４００を模式的に表わしている。トランスミッタに
おいて実行されるプリキャンセレーションのために、レ
シーバ４００の設計は非常に単純である。前述されてい
るように、レシーバ４００中のＦＭレシーバ４０３は従
来技術に係るものであり、元のアナログ信号を標準的な
方法で回復する。同期制御デコーダ４０５は、ｘ’
（ｔ）において各送信インターバルでのデジタル送信に
関して用いられた最も内側のキャリア対を識別する制御
チャネル情報を復号化する。本発明に従った前述のキャ
リア選択順序のために、デコーダ４０５は、前記情報か
ら、トランスミッタ１００において用いられた全てのキ
ャリアを識別する情報を容易に導出することが可能であ
る。そして、これらの識別は、復調器４０７へ伝達され
る。これに応答して、復調器４０７は、変調器１０３の
逆関数をｘ’（ｔ）に関して実行し、そこから、チャネ
ル符号化がなされていてインターリーブされている場合
であっても、デジタルデータを回復する。
ミッタ１００において生成されたｘ（ｔ）及び制御チャ
ネル情報に対応する複合信号ｘ’（ｔ）を受信するレシ
ーバ４００を模式的に表わしている。トランスミッタに
おいて実行されるプリキャンセレーションのために、レ
シーバ４００の設計は非常に単純である。前述されてい
るように、レシーバ４００中のＦＭレシーバ４０３は従
来技術に係るものであり、元のアナログ信号を標準的な
方法で回復する。同期制御デコーダ４０５は、ｘ’
（ｔ）において各送信インターバルでのデジタル送信に
関して用いられた最も内側のキャリア対を識別する制御
チャネル情報を復号化する。本発明に従った前述のキャ
リア選択順序のために、デコーダ４０５は、前記情報か
ら、トランスミッタ１００において用いられた全てのキ
ャリアを識別する情報を容易に導出することが可能であ
る。そして、これらの識別は、復調器４０７へ伝達され
る。これに応答して、復調器４０７は、変調器１０３の
逆関数をｘ’（ｔ）に関して実行し、そこから、チャネ
ル符号化がなされていてインターリーブされている場合
であっても、デジタルデータを回復する。
【００３９】上記実施例の説明は、本発明の原理を例示
するのみである。この技術分野の当業者であれば、本発
明の種々の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発
明の技術的範囲に包含される。
するのみである。この技術分野の当業者であれば、本発
明の種々の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発
明の技術的範囲に包含される。
【００４０】例えば、上記実施例においては、周波数キ
ャリアは、ＦＭバンドへ挿入する目的でキャリア挿入モ
ジュール１１６によって対毎に選択される。しかしなが
ら、本発明は、キャリアが最も外側のものから互いに隣
接した内側のものへ一度に一つずつ順次選択されるよう
な、他の挿入方式に対しても広範に適用される。別の挿
入方式においては、キャリアがグループＬ及びグループ
Ｒから交互に一度に一つずつ選択されることが必要とな
る場合もある。この方式が上述された挿入プロセス３０
０と組み合わせられて、ハイブリッド挿入プロセスを構
成する場合もある。
ャリアは、ＦＭバンドへ挿入する目的でキャリア挿入モ
ジュール１１６によって対毎に選択される。しかしなが
ら、本発明は、キャリアが最も外側のものから互いに隣
接した内側のものへ一度に一つずつ順次選択されるよう
な、他の挿入方式に対しても広範に適用される。別の挿
入方式においては、キャリアがグループＬ及びグループ
Ｒから交互に一度に一つずつ選択されることが必要とな
る場合もある。この方式が上述された挿入プロセス３０
０と組み合わせられて、ハイブリッド挿入プロセスを構
成する場合もある。
【００４１】図５は、このハイブリッド挿入プロセスに
従って、前記プロセス３００がＦＭバンドに可能な限り
のキャリア対を挿入する目的で適用された後に、受容可
能な劣化限界をテストするためにグループＬ（グループ
Ｒ）に隣接する単一のキャリア５０２がＦＭバンドに挿
入された場合を示している。この挿入が限界を侵さない
場合には、キャリア５０２は採用され、ハイブリッドプ
ロセスは終了する。それ以外の場合には、受容可能な劣
化限界をテストするためにキャリア５０２が同様にグル
ープＲ（グループＬ）に隣接するように挿入される。こ
の挿入が限界を侵さない場合には、キャリア５０２は採
用される。いずれの場合においても、ハイブリッドプロ
セスはこの時点で終了する。
従って、前記プロセス３００がＦＭバンドに可能な限り
のキャリア対を挿入する目的で適用された後に、受容可
能な劣化限界をテストするためにグループＬ（グループ
Ｒ）に隣接する単一のキャリア５０２がＦＭバンドに挿
入された場合を示している。この挿入が限界を侵さない
場合には、キャリア５０２は採用され、ハイブリッドプ
ロセスは終了する。それ以外の場合には、受容可能な劣
化限界をテストするためにキャリア５０２が同様にグル
ープＲ（グループＬ）に隣接するように挿入される。こ
の挿入が限界を侵さない場合には、キャリア５０２は採
用される。いずれの場合においても、ハイブリッドプロ
セスはこの時点で終了する。
【００４２】さらに、上記実施例においては、挿入され
たキャリアを識別する制御情報が、別個の制御チャネ
ル、すなわち制御チャネル２０６、を介してレシーバ宛
に送信される。ここで、この種の制御情報をレシーバ宛
に通信する、例えば複数チャネルを含む別の方式を導出
することが当業者には可能である、ということに留意さ
れたい。加えて、制御情報の通信の安全性を確保するた
めに、保護手段が講じられ得る。例えば、周波数分割方
式に従って、制御チャネル２０６とは相異なった周波数
に位置する付加制御チャネル、例えば５０６、が、チャ
ネル２０６と同一の制御情報を送信するために用いられ
得る。これは、一方の制御チャネルがある時刻において
有害な影響を受ける恐れがあるからである。
たキャリアを識別する制御情報が、別個の制御チャネ
ル、すなわち制御チャネル２０６、を介してレシーバ宛
に送信される。ここで、この種の制御情報をレシーバ宛
に通信する、例えば複数チャネルを含む別の方式を導出
することが当業者には可能である、ということに留意さ
れたい。加えて、制御情報の通信の安全性を確保するた
めに、保護手段が講じられ得る。例えば、周波数分割方
式に従って、制御チャネル２０６とは相異なった周波数
に位置する付加制御チャネル、例えば５０６、が、チャ
ネル２０６と同一の制御情報を送信するために用いられ
得る。これは、一方の制御チャネルがある時刻において
有害な影響を受ける恐れがあるからである。
【００４３】さらに、上述されている実施例において
は、キャリアは２つのグループ、すなわちグループＲと
グループＬとから選択される。実際には、２つより多い
個数のグループ、例えば図６に示されているように、グ
ループＲ、Ｌ及びＱからキャリアを選択することも可能
であることに留意されたい。あるいは、キャリアがこれ
らのグループのうちの一つのみから選択されることも可
能である。加えて、当業者は、本発明に係るハンド挿入
及びプリキャンセレーション技法を、例えばＭＰＳＫ及
びＭＱＡＭ技法を含む種々の標準デジタル変調技法に対
して適用することも可能である
は、キャリアは２つのグループ、すなわちグループＲと
グループＬとから選択される。実際には、２つより多い
個数のグループ、例えば図６に示されているように、グ
ループＲ、Ｌ及びＱからキャリアを選択することも可能
であることに留意されたい。あるいは、キャリアがこれ
らのグループのうちの一つのみから選択されることも可
能である。加えて、当業者は、本発明に係るハンド挿入
及びプリキャンセレーション技法を、例えばＭＰＳＫ及
びＭＱＡＭ技法を含む種々の標準デジタル変調技法に対
して適用することも可能である
【００４４】さらに、本発明に係るバンド挿入及びプリ
キャンセレーション技法が選択的に適用され得ることも
可能である。ある状況下では、プリキャンセレーション
は必要ではないこともある。このような状況の一例が、
以下に、データシンボルを生成する目的で公知のＱＰＳ
Ｋコンステレーションが用いられる場合として例示され
る。図７Ａ〜Ｃは、それぞれ、送信されるシンボルが１
＋ｊにあるものと仮定する場合の３つの可能なシナリオ
をそれぞれ表わしている。
キャンセレーション技法が選択的に適用され得ることも
可能である。ある状況下では、プリキャンセレーション
は必要ではないこともある。このような状況の一例が、
以下に、データシンボルを生成する目的で公知のＱＰＳ
Ｋコンステレーションが用いられる場合として例示され
る。図７Ａ〜Ｃは、それぞれ、送信されるシンボルが１
＋ｊにあるものと仮定する場合の３つの可能なシナリオ
をそれぞれ表わしている。
【００４５】図７Ａに示された場合においては、プリキ
ャンセレーションを行なわない場合では、雑音が存在し
ない場合の受信されたシンボルは、それぞれのコーナー
が４つの可能なシンボルによってマークが付されている
四角の内側の“ｘ”によって示されている。受信された
シンボルは、企図されたシンボルである１＋ｊに対する
よりも決定境界に近いため、この受信されたシンボルの
実効的なＳＮＲは低下させられている。この場合のプリ
キャンセレーションは、シンボルを破線の矢印によって
示された方向で１＋ｊの位置へ実効的に移動して、所定
のＳＮＲを回復することである。
ャンセレーションを行なわない場合では、雑音が存在し
ない場合の受信されたシンボルは、それぞれのコーナー
が４つの可能なシンボルによってマークが付されている
四角の内側の“ｘ”によって示されている。受信された
シンボルは、企図されたシンボルである１＋ｊに対する
よりも決定境界に近いため、この受信されたシンボルの
実効的なＳＮＲは低下させられている。この場合のプリ
キャンセレーションは、シンボルを破線の矢印によって
示された方向で１＋ｊの位置へ実効的に移動して、所定
のＳＮＲを回復することである。
【００４６】図７Ｂに示された場合においては、受信し
たシンボルの実効的なＳＮＲは、プリキャンセレーショ
ンを行なわない場合においても１＋ｊのそれよりは大き
い。この場合のプリキャンセレーションは受信されたシ
ンボルのＳＮＲを低下させ、さらに、ホストＦＭ信号に
対して付加的な歪みを導入してしまう可能性があるた
め、この場合にはプリキャンセレーションの適用を断念
することが望ましい。
たシンボルの実効的なＳＮＲは、プリキャンセレーショ
ンを行なわない場合においても１＋ｊのそれよりは大き
い。この場合のプリキャンセレーションは受信されたシ
ンボルのＳＮＲを低下させ、さらに、ホストＦＭ信号に
対して付加的な歪みを導入してしまう可能性があるた
め、この場合にはプリキャンセレーションの適用を断念
することが望ましい。
【００４７】図７Ｃに示された場合においては、プリキ
ャンセレーションが必要であるとしても、上述されたプ
リキャンセレーションを用いると受信されたシンボルが
破線の矢印の方向へ１＋ｊの位置まで移動させられる。
しかしながら、このようなプリキャンセレーションは、
例えば図７Ｃにおいて実線で示されている方向へ受信さ
れたシンボルを移動させるプリキャンセレーションより
も劣っている。実線によって表現されたプリキャンセレ
ーションは、シンボルのＳＮＲ、さらにはホストＦＭ信
号歪みをより改善する。
ャンセレーションが必要であるとしても、上述されたプ
リキャンセレーションを用いると受信されたシンボルが
破線の矢印の方向へ１＋ｊの位置まで移動させられる。
しかしながら、このようなプリキャンセレーションは、
例えば図７Ｃにおいて実線で示されている方向へ受信さ
れたシンボルを移動させるプリキャンセレーションより
も劣っている。実線によって表現されたプリキャンセレ
ーションは、シンボルのＳＮＲ、さらにはホストＦＭ信
号歪みをより改善する。
【００４８】上述された観察並びにこれまでの記載に基
づいて、当業者が本発明に係る方法よりもキャリア回復
エラーに対してより強いプリキャンセレーション方式を
考案することが可能である、ということに留意された
い。例えば、図７Ｂ及びＣに示された場合に対して改良
されたプリキャンセレーション方式を適用した様子が、
それぞれ図８Ａ及びＢに示されている。図示されている
ように、改良されたプリキャンセレーション方式におい
ては、受信されたシンボル“ｘ”が、Ｌで示された直線
に対して垂直な実線の矢印で示された方向に移動させら
れる。直線Ｌは、コンステレーションの原点を始点とす
る破線の延長であって、点１＋ｊから外方に延在する。
コンステレーションにおける他のシンボルに係る直線も
同様に形成され得る。しかしながら、受信されたシンボ
ルは、幾何学的な距離（すなわち、各直線に対して直交
する方向に測定した距離）が最短である最近接の直線
（この実施例ではＬ）に関して移動させられる。不正確
なサンプリングの場合にシンボル間干渉を最小にするた
め、直線Ｌの長さを制限することによって移動させられ
るシンボルの振幅を制限することも可能である。ここ
で、この改良されたプリキャンセレーション方式は、Ｑ
ＰＳＫのみならず、ＭＰＳＫ、ＭＱＡＭ、ＰＡＭ及び多
次元コンステレーション等の他のコンステレーションに
係るデジタル伝送に関して適用可能であることに留意さ
れたい。ＭＰＳＫの場合には、上述されている改良され
たプリキャンセレーション方式はこのＭＰＳＫに含まれ
る全ての信号点に対して適用されうるが、ＭＱＡＭの場
合には、改良プリキャンセレーション方式は、それらに
おける外方の信号点に対して選択的に適用されるべきで
ある。
づいて、当業者が本発明に係る方法よりもキャリア回復
エラーに対してより強いプリキャンセレーション方式を
考案することが可能である、ということに留意された
い。例えば、図７Ｂ及びＣに示された場合に対して改良
されたプリキャンセレーション方式を適用した様子が、
それぞれ図８Ａ及びＢに示されている。図示されている
ように、改良されたプリキャンセレーション方式におい
ては、受信されたシンボル“ｘ”が、Ｌで示された直線
に対して垂直な実線の矢印で示された方向に移動させら
れる。直線Ｌは、コンステレーションの原点を始点とす
る破線の延長であって、点１＋ｊから外方に延在する。
コンステレーションにおける他のシンボルに係る直線も
同様に形成され得る。しかしながら、受信されたシンボ
ルは、幾何学的な距離（すなわち、各直線に対して直交
する方向に測定した距離）が最短である最近接の直線
（この実施例ではＬ）に関して移動させられる。不正確
なサンプリングの場合にシンボル間干渉を最小にするた
め、直線Ｌの長さを制限することによって移動させられ
るシンボルの振幅を制限することも可能である。ここ
で、この改良されたプリキャンセレーション方式は、Ｑ
ＰＳＫのみならず、ＭＰＳＫ、ＭＱＡＭ、ＰＡＭ及び多
次元コンステレーション等の他のコンステレーションに
係るデジタル伝送に関して適用可能であることに留意さ
れたい。ＭＰＳＫの場合には、上述されている改良され
たプリキャンセレーション方式はこのＭＰＳＫに含まれ
る全ての信号点に対して適用されうるが、ＭＱＡＭの場
合には、改良プリキャンセレーション方式は、それらに
おける外方の信号点に対して選択的に適用されるべきで
ある。
【００４９】上述された実施例においては、線型変調さ
れた特定のデジタル変調信号が非線型変調されたアナロ
グＦＭ信号と同時送信されているが、本発明は、線型変
調信号の他の線型変調あるいは非線型変調信号との同時
送信に関して広範囲に適用可能である。
れた特定のデジタル変調信号が非線型変調されたアナロ
グＦＭ信号と同時送信されているが、本発明は、線型変
調信号の他の線型変調あるいは非線型変調信号との同時
送信に関して広範囲に適用可能である。
【００５０】最後に、本明細書に記載されたバンド挿入
及びプリキャンセレーション技法が、共通の発明者によ
る、１９９６年１１月１２日付けの“ポストキャンセレ
ーション方式を用いたアナログ周波数変調信号とデジタ
ル変調信号との同時通信に関する技法”という表題の米
国特許出願第０８／７４８，０４３号に記載されたポス
トキャンセレーション技法等の他の技法と組み合わせて
用いられ得ることに留意されたい。
及びプリキャンセレーション技法が、共通の発明者によ
る、１９９６年１１月１２日付けの“ポストキャンセレ
ーション方式を用いたアナログ周波数変調信号とデジタ
ル変調信号との同時通信に関する技法”という表題の米
国特許出願第０８／７４８，０４３号に記載されたポス
トキャンセレーション技法等の他の技法と組み合わせて
用いられ得ることに留意されたい。
【００５１】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。
もので，この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。
【００５２】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、Ｆ
Ｍ周波数バンドにおいてデジタル変調信号及びアナログ
周波数変調ＦＭ信号を同時送信するシステム及びその方
法が提供される。
Ｍ周波数バンドにおいてデジタル変調信号及びアナログ
周波数変調ＦＭ信号を同時送信するシステム及びその方
法が提供される。
【図１】 本発明に従って、デジタル変調信号及びアナ
ログＦＭ信号を送信するトランスミッタを示すブロック
図。
ログＦＭ信号を送信するトランスミッタを示すブロック
図。
【図２】 図１のトランスミッタにおけるある時間フレ
ームの間の、デジタルデータによって変調されたキャリ
ア及びアナログＦＭ信号の合成パワースペクトルを示す
図。
ームの間の、デジタルデータによって変調されたキャリ
ア及びアナログＦＭ信号の合成パワースペクトルを示す
図。
【図３】 図１のトランスミッタにおけるデジタル送信
キャリア選択段階を示す流れ図。
キャリア選択段階を示す流れ図。
【図４】 図１のトランスミッタからのデジタル変調キ
ャリア及びアナログＦＭ信号を受信するレシーバを示す
ブロック図。
ャリア及びアナログＦＭ信号を受信するレシーバを示す
ブロック図。
【図５】 本発明に係るハイブリッドキャリア挿入方式
に従ったアナログＦＭ信号及び選択されたキャリアの合
成パワースペクトルを示す図。
に従ったアナログＦＭ信号及び選択されたキャリアの合
成パワースペクトルを示す図。
【図６】 本発明に従った、アナログＦＭ信号及びデジ
タル送信用に選択された複数個のキャリアの組の合成パ
ワースペクトルを示す図。
タル送信用に選択された複数個のキャリアの組の合成パ
ワースペクトルを示す図。
【図７】 本発明に従ったプリキャンセレーション方式
が必要とされるかあるいは必要とされない３つの起こり
うる場合を示す図。
が必要とされるかあるいは必要とされない３つの起こり
うる場合を示す図。
【図８】 本発明に従った改良プリキャンセレーション
方式が適用可能な２つの起こりうる場合を示す図。
方式が適用可能な２つの起こりうる場合を示す図。
１００ トランスミッタ １０１ ＦＭ変調器 １０３ マルチキャリアモニタ １０５ パルスシェーピングフィルタ １０７ プリキャンセラ １０９ 加算器 １１１ 遅延素子 １１３ リニアパワーアンプ ４００ レシーバ ４０３ ＦＭレシーバ ４０５ 同期制御デコーダ ４０７ マルチキャリア復調器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 カール−エリック ウィルヘルム サンド バーグ アメリカ合衆国，07928 ニュージャージ ー，チャタム，ヒッコリー プレイス 25，エー−11
Claims (30)
- 【請求項１】 周波数バンドを介して第一情報及び第二
情報をある時間間隔の間に通信する装置において、 前記第一情報は前記周波数バンドを占有する信号によっ
て表現されており、当該装置が、 前記周波数バンド内で所定の順序で複数個のキャリアを
選択するコントローラ；ここで、前記周波数バンドの特
定の端部に比較的近接して配置されているキャリアが前
記時間間隔の間に前記特定の端部から比較的離れて配置
されている第二キャリアに関してより早期に選択され、
前記複数個のキャリアが前記第二情報に基づいて修正さ
れる；及び、 前記周波数バンドに前記修正されたキャリアを挿入する
プロセッサ；を有することを特徴とする同時送信装置。 - 【請求項２】 前記周波数バンドにおいて、少なくとも
一つの選択されたキャリアが他の選択されたキャリアと
連続的に配置されていることを特徴とする請求項１の同
時送信装置。 - 【請求項３】 周波数バンドを介してある時間間隔の間
に第一情報及び第二情報を通信する装置において、前記
周波数バンドは第一端及び第二端を有しており、前記第
一情報は前記周波数バンドを占有する信号によって表現
されており、当該装置が、前記周波数バンド内で複数個
のキャリアを所定の順序で選択するコントローラ；ここ
で、前記複数個のキャリアは少なくとも一つのキャリア
グループの構成要素となり、前記少なくとも一つのキャ
リアグループのうちの一つは前記周波数バンドの前記第
二端よりも前記第一端に近接して配置されており、前記
少なくとも一つのキャリアグループのうちの前記一つに
属する第一キャリアは前記周波数バンドの前記第一端に
対して第二キャリアよりも近接して配置されており、前
記第一キャリアは前記所定の順序に従って前記時間間隔
の間に前記少なくとも一つのキャリアグループのうちの
前記一つに属することになる前記第二キャリアよりも時
間的に早期に選択され、前記複数個のキャリアが前記第
二情報に基づいて修正される；及び、前記周波数バンド
に前記修正されたキャリアを挿入するプロセッサ；を有
することを特徴とする同時送信装置。 - 【請求項４】 前記少なくとも一つのキャリアグループ
が第一キャリアグループ及び第二キャリアグループより
構成されていることを特徴とする請求項３の同時送信装
置。 - 【請求項５】 前記第一キャリアグループが前記周波数
バンドの前記第二端よりも前記第一端により近接して配
置された前記少なくとも一つのキャリアグループのうち
の前記一つであり、前記第二キャリアグループが前記周
波数バンドの前記第一端よりも前記第二端により近接し
て配置されていることを特徴とする請求項４の同時送信
装置。 - 【請求項６】 前記第二キャリアグループに属するキャ
リアが前記所定の順序に従って選択され、前記第一キャ
リアグループに属する各々のキャリアが前記第二キャリ
アグループに属するキャリアのそれぞれに関連している
ことを特徴とする請求項５の同時送信装置。 - 【請求項７】 前記第一キャリアグループに属する各々
のキャリアと前記第二キャリアグループに属する関連す
るキャリアとが同時に選択されることを特徴とする請求
項６の同時送信装置。 - 【請求項８】 前記第一キャリアグループに属する少な
くとも一つの選択されたキャリアが前記周波数バンド内
の他の選択されたキャリアに対して隣接して配置されて
いることを特徴とする請求項４の同時送信装置。 - 【請求項９】 前記第二キャリアグループに属する少な
くとも一つの選択されたキャリアが前記周波数バンド内
の他の選択されたキャリアに対して隣接して配置されて
いることを特徴とする請求項４の同時送信装置。 - 【請求項１０】 前記コントローラが前記プロセッサを
含んでいることを特徴とする請求項１又は３の同時送信
装置。 - 【請求項１１】 周波数バンドを介してある時間間隔の
間に第一情報及び第二情報を通信する装置において、 前記周波数バンドは第一端及び第二端を有しており、前
記第一情報は前記周波数バンドを占有する信号によって
表現されており、当該装置が、 前記周波数バンド内で複数個のキャリアを所定の順序で
選択するコントローラ；ここで、前記複数個のキャリア
は少なくとも一つのキャリアグループの構成要素とな
り、前記キャリアグループは前記周波数バンドの前記第
二端よりも前記第一端に近接して配置されており、前記
キャリアグループに属する第一キャリアは前記周波数バ
ンドの前記第一端に対して第二キャリアよりも近接して
配置されており、前記第一キャリアは前記所定の順序に
従って前記時間間隔の間に前記キャリアグループに属す
ることになる前記第二キャリアよりも時間的に早期に選
択され、前記複数個のキャリアが前記第二情報に基づい
て修正される；前記信号に応答して前記修正されたキャ
リアを調節するプリキャンセラ；及び、 前記周波数バンドを介して前記信号及び前記修正されて
調節されたキャリアを同時に送信するトランスミッタ；
ここで、前記修正されたキャリアは前記信号及び前記修
正されて調節されたキャリアが同じ送信される際の前記
信号による前記修正されて調節されたキャリアへの影響
を低減するように調節されている；を有することを特徴
とする同時送信装置。 - 【請求項１２】 前記第一情報がアナログ情報を含み、
前記第二情報がデジタルデータを含むことを特徴とする
請求項１、３又は１１の同時送信装置。 - 【請求項１３】 前記信号が周波数変調信号であること
を特徴とする請求項１、３又は１１の同時送信装置。 - 【請求項１４】 前記周波数バンドが周波数変調信号送
信に対して割り当てられていることを特徴とする請求項
１、３又は１１の同時送信装置。 - 【請求項１５】 前記装置が、さらに、前記複数個のキ
ャリアを生成するマルチキャリアモデムを有しているこ
とを特徴とする請求項１、３又は１１の同時送信装置。 - 【請求項１６】 前記トランスミッタが前記コントロー
ラ及び前記プリキャンセラを有していることを特徴とす
る請求項１１の同時送信装置。 - 【請求項１７】 周波数バンドを介してある時間間隔の
間に第一情報及び第二情報を通信する方法において、 前記第一情報は前記周波数バンドを占有する信号によっ
て表現されており、当該方法が、 前記周波数バンド内で所定の順序で複数個のキャリアを
選択する段階；ここで、前記周波数バンドの特定の端部
に比較的近接して配置されたキャリアは前記特定の端部
から比較的離れて配置された第二キャリアよりも前記時
間間隔の間で早期に選択されており、前記複数個のキャ
リアが前記第二情報に基づいて修正される；及び、 前記周波数バンドに前記修正されたキャリアを挿入する
段階；を有していることを特徴とする同時送信方法。 - 【請求項１８】 前記周波数バンドにおいて、少なくと
も一つの選択されたキャリアが他の選択されたキャリア
と連続的に配置されていることを特徴とする請求項１７
の方法。 - 【請求項１９】 周波数バンドを介してある時間間隔の
間に第一情報及び第二情報を通信する方法において、 前記第一情報は前記周波数バンドを占有する信号によっ
て表現されており、当該方法が、 前記周波数バンド内で所定の順序で複数個のキャリアを
選択する段階；ここで、前記複数個のキャリアは少なく
とも一つのキャリアグループの構成要素となり、前記少
なくとも一つのキャリアグループのうちの一つは前記周
波数バンドの前記第二端よりも前記第一端に近接して配
置されており、前記少なくとも一つのキャリアグループ
のうちの前記一つに属する第一キャリアは前記周波数バ
ンドの前記第一端に対して第二キャリアよりも近接して
配置されており、前記第一キャリアは前記所定の順序に
従って前記時間間隔の間に前記少なくとも一つのキャリ
アグループのうちの前記一つに属することになる前記第
二キャリアよりも時間的に早期に選択され、前記複数個
のキャリアが前記第二情報に基づいて修正される；及
び、 前記周波数バンドに前記修正されたキャリアを挿入する
段階；を有することを特徴とする同時送信方法。 - 【請求項２０】 前記少なくとも一つのキャリアグルー
プが第一キャリアグループ及び第二キャリアグループよ
り構成されていることを特徴とする請求項１９の方法。 - 【請求項２１】 前記第一キャリアグループが前記周波
数バンドの前記第二端よりも前記第一端により近接して
配置された前記少なくとも一つのキャリアグループのう
ちの前記一つであり、前記第二キャリアグループが前記
周波数バンドの前記第一端よりも前記第二端により近接
して配置されていることを特徴とする請求項２０の方
法。 - 【請求項２２】 前記第二キャリアグループに属するキ
ャリアが前記所定の順序に従って選択され、前記第一キ
ャリアグループに属する各々のキャリアが前記第二キャ
リアグループに属するキャリアのそれぞれに関連してい
ることを特徴とする請求項２１の方法。 - 【請求項２３】 前記第一キャリアグループに属する各
々のキャリアと前記第二キャリアグループに属する関連
するキャリアとが同時に選択されることを特徴とする請
求項２２の方法。 - 【請求項２４】 前記第一キャリアグループに属する少
なくとも一つの選択されたキャリアが前記周波数バンド
内の他の選択されたキャリアに対して隣接して配置され
ていることを特徴とする請求項２０の方法。 - 【請求項２５】 前記第二キャリアグループに属する少
なくとも一つの選択されたキャリアが前記周波数バンド
内の他の選択されたキャリアに対して隣接して配置され
ていることを特徴とする請求項２０の方法。 - 【請求項２６】 周波数バンドを介してある時間間隔の
間に第一情報及び第二情報を通信する方法において、前
記周波数バンドは第一端及び第二端を有しており、前記
第一情報は前記周波数バンドを占有する信号によって表
現されており、当該方法が、 前記周波数バンド内で複数個のキャリアを所定の順序で
選択する段階；ここで、前記複数個のキャリアは少なく
とも一つのキャリアグループの構成要素となり、前記キ
ャリアグループは前記周波数バンドの前記第二端よりも
前記第一端に近接して配置されており、前記キャリアグ
ループに属する第一キャリアは前記周波数バンドの前記
第一端に対して第二キャリアよりも近接して配置されて
おり、前記第一キャリアは前記所定の順序に従って前記
時間間隔の間に前記キャリアグループに属することにな
る前記第二キャリアよりも時間的に早期に選択され、前
記複数個のキャリアが前記第二情報に基づいて修正され
る；前記信号に応答して前記修正されたキャリアを調節
する段階；及び、 前記周波数バンドを介して前記信号及び前記修正されて
調節されたキャリアを同時に送信する段階；ここで、前
記修正されたキャリアは前記信号及び前記修正されて調
節されたキャリアが同じ送信される際の前記信号による
前記修正されて調節されたキャリアへの影響を低減する
ように調節されている；を有することを特徴とする同時
送信方法。 - 【請求項２７】 前記第一情報がアナログ情報を含み、
前記第二情報がデジタルデータを含むことを特徴とする
請求項１７、１９又は２６の方法。 - 【請求項２８】 前記信号が周波数変調信号であること
を特徴とする請求項１７、１９又は２６の方法。 - 【請求項２９】 前記周波数バンドが周波数変調信号送
信に対して割り当てられていることを特徴とする請求項
１７、１９又は２６の方法。 - 【請求項３０】 前記キャリアグループに属する少なく
とも一つのキャリアが前記周波数バンド内の他のキャリ
アに隣接して配置されていることを特徴とする請求項２
６の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/834,541 US6075813A (en) | 1997-03-18 | 1997-03-18 | Band insertion and precancellation technique for simultaneous communication of analog frequency modulated and digitally modulated signals |
| US08/834541 | 1997-03-18 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271085A true JPH10271085A (ja) | 1998-10-09 |
| JP3389492B2 JP3389492B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=25267163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06564698A Expired - Fee Related JP3389492B2 (ja) | 1997-03-18 | 1998-03-16 | 同時送信装置及び同時送信方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6075813A (ja) |
| EP (1) | EP0866577B1 (ja) |
| JP (1) | JP3389492B2 (ja) |
| CA (1) | CA2228240C (ja) |
| DE (1) | DE69841744D1 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6144705A (en) * | 1996-08-22 | 2000-11-07 | Lucent Technologies Inc. | Technique for simultaneous communications of analog frequency-modulated and digitally modulated signals using precanceling scheme |
| US6259893B1 (en) * | 1998-11-03 | 2001-07-10 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for reduction of FM interference for FM in-band on-channel digital audio broadcasting system |
| US6600908B1 (en) | 1999-02-04 | 2003-07-29 | Hark C. Chan | Method and system for broadcasting and receiving audio information and associated audio indexes |
| US7369824B1 (en) | 1999-02-04 | 2008-05-06 | Chan Hark C | Receiver storage system for audio program |
| US7106689B1 (en) | 1999-03-02 | 2006-09-12 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | OFDM transmission/reception apparatus |
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