JPH10247951A - デジタル復調器の試験装置及びその試験方法 - Google Patents
デジタル復調器の試験装置及びその試験方法Info
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- JPH10247951A JPH10247951A JP9051244A JP5124497A JPH10247951A JP H10247951 A JPH10247951 A JP H10247951A JP 9051244 A JP9051244 A JP 9051244A JP 5124497 A JP5124497 A JP 5124497A JP H10247951 A JPH10247951 A JP H10247951A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 レイリーフェージング下のビット誤り率（Ｂ
ＥＲ）特性の試験を短時間で行う。 【解決手段】 ４／πＤＱＰＳＫ変調波の同相成分、直
交成分にそれぞれ独立したガウス雑音ｘ（ｔ），ｙ
（ｔ）を乗算してレイリーフェージングを与え、これら
にガウス雑音の同相成分ｎｉ（ｔ）、直交成分ｎｑ
（ｔ）をそれぞれ加算し、そのレベルを調整してＣ／Ｎ
を調整し、これら加算出力で搬送波を直交変調して試験
信号を作り、これをデジタル復調器３２へ供給し、その
出力のＢＥＲを演算し、その測定ＢＥＲと、Ｃ／Ｍとを
用いて、レイリーフェージング下での理想ＢＥＲ特性曲
線にもとづいて、ＢＥＲ特性曲線を推定する。ＢＥＲの
測定はＢＥＲが１０-4より悪いような小さいＣ／Ｎにつ
いて行う。
ＥＲ）特性の試験を短時間で行う。 【解決手段】 ４／πＤＱＰＳＫ変調波の同相成分、直
交成分にそれぞれ独立したガウス雑音ｘ（ｔ），ｙ
（ｔ）を乗算してレイリーフェージングを与え、これら
にガウス雑音の同相成分ｎｉ（ｔ）、直交成分ｎｑ
（ｔ）をそれぞれ加算し、そのレベルを調整してＣ／Ｎ
を調整し、これら加算出力で搬送波を直交変調して試験
信号を作り、これをデジタル復調器３２へ供給し、その
出力のＢＥＲを演算し、その測定ＢＥＲと、Ｃ／Ｍとを
用いて、レイリーフェージング下での理想ＢＥＲ特性曲
線にもとづいて、ＢＥＲ特性曲線を推定する。ＢＥＲの
測定はＢＥＲが１０-4より悪いような小さいＣ／Ｎにつ
いて行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は例えば移動通信に
おけるデジタル復調器のようにデジタル信号で変調され
た搬送波を復調処理するデジタル受信機のレイリーフェ
ージング下のビット誤り率特性を試験する装置及びその
試験方法に関する。
おけるデジタル復調器のようにデジタル信号で変調され
た搬送波を復調処理するデジタル受信機のレイリーフェ
ージング下のビット誤り率特性を試験する装置及びその
試験方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル移動通信の復調器として半導体
集積回路により構成されたものがあるが、このようなも
のを含めてデジタル機器を評価する上でビット誤り率
（以下ＢＥＲと記す）特性は重要なパラメータである。
ＢＥＲ特性は変調方式や復調方式によっても異なる。こ
のＢＥＲ特性は理論的に求められることができ、その計
算手法が知られ理想的なＢＥＲ特性は演算により求める
ことができる。
集積回路により構成されたものがあるが、このようなも
のを含めてデジタル機器を評価する上でビット誤り率
（以下ＢＥＲと記す）特性は重要なパラメータである。
ＢＥＲ特性は変調方式や復調方式によっても異なる。こ
のＢＥＲ特性は理論的に求められることができ、その計
算手法が知られ理想的なＢＥＲ特性は演算により求める
ことができる。
【０００３】例えばπ／４ＤＱＰＳＫの受信を遅延検波
で行う復調器においては、図３に示すように入力変調搬
送波信号ｒ（ｔ）が入力される。このｒ（ｔ）は送信変
調搬送波信号ｓ（ｔ）に雑音ｎ（ｔ）が加わったものと
なる。送信変調搬送波信号ｓ（ｔ）は ｓ（ｔ）＝ＡＩk cos （２πｆc ｔ）−ＡＱk sin （２
πｆc ｔ） と表わせる。ここでＡＩk ，ＡＱk はそれぞれ変調搬送
波信号ｓ（ｔ）の振幅Ａの同相成分、直交成分である。
このｓ（ｔ）にｎ（ｔ）が加わった受信入力ｎ（ｔ）は
次式で表わされる。
で行う復調器においては、図３に示すように入力変調搬
送波信号ｒ（ｔ）が入力される。このｒ（ｔ）は送信変
調搬送波信号ｓ（ｔ）に雑音ｎ（ｔ）が加わったものと
なる。送信変調搬送波信号ｓ（ｔ）は ｓ（ｔ）＝ＡＩk cos （２πｆc ｔ）−ＡＱk sin （２
πｆc ｔ） と表わせる。ここでＡＩk ，ＡＱk はそれぞれ変調搬送
波信号ｓ（ｔ）の振幅Ａの同相成分、直交成分である。
このｓ（ｔ）にｎ（ｔ）が加わった受信入力ｎ（ｔ）は
次式で表わされる。
【０００４】ｒ(t) ＝｛ＡＩk ＋ｎｉ(t) ｝cos （２π
ｆc ｔ）｛ＡＱk ＋ｎｑ(t) ｝sin （２πｆc ｔ） ここでｎｉ（ｔ），ｎｑ（ｔ）はそれぞれ雑音ｎ（ｔ）
の同相成分、直交成分であり、それぞれがσ2 の分散の
ガウス分布となる。前記入力変調搬送波信号ｒ（ｔ）は
帯域通過フィルタ１１で不用成分が除去され、１シンボ
ル遅延手段１２と乗算器１３，１４とにそれぞれ供給さ
れる。遅延手段１２の出力はそのまま乗算器１３に基準
信号として供給されると共に、移相器１５でπ／２シフ
トされて乗算器１４に基準信号として供給される。乗算
器１３，１４の各出力は低域通過フィルタを通されてそ
れぞれベースバンド信号としてcos （Δθ）、sin （Δ
θ）が取り出され、これらは識別手段１８で２値信号と
して識別され、更に並列／直列変換器１９によって復調
デジタルデータとして出力される。遅延検波の同相成分
の確率密度関数ｐｉ（ｚ）は次式で表わせる。
ｆc ｔ）｛ＡＱk ＋ｎｑ(t) ｝sin （２πｆc ｔ） ここでｎｉ（ｔ），ｎｑ（ｔ）はそれぞれ雑音ｎ（ｔ）
の同相成分、直交成分であり、それぞれがσ2 の分散の
ガウス分布となる。前記入力変調搬送波信号ｒ（ｔ）は
帯域通過フィルタ１１で不用成分が除去され、１シンボ
ル遅延手段１２と乗算器１３，１４とにそれぞれ供給さ
れる。遅延手段１２の出力はそのまま乗算器１３に基準
信号として供給されると共に、移相器１５でπ／２シフ
トされて乗算器１４に基準信号として供給される。乗算
器１３，１４の各出力は低域通過フィルタを通されてそ
れぞれベースバンド信号としてcos （Δθ）、sin （Δ
θ）が取り出され、これらは識別手段１８で２値信号と
して識別され、更に並列／直列変換器１９によって復調
デジタルデータとして出力される。遅延検波の同相成分
の確率密度関数ｐｉ（ｚ）は次式で表わせる。
【０００５】 Ｐｉ（ｚ）＝｛１／（（２π）1/2 ・２1/2 σ）｝exp 〔−｛ｚ−Ａcos （Δθ）｝2 ／（２−２σ2 ）〕 ここでΔθは（Ｉk ，Ｑk ）と（Ｉk-1 ，Ｑk-1 ）との
位相差、ｚは受信電界強度である。同様にして遅延検波
の直交成分の確率密度関数Ｐｑ（ｚ）は次式で表わせ
る。
位相差、ｚは受信電界強度である。同様にして遅延検波
の直交成分の確率密度関数Ｐｑ（ｚ）は次式で表わせ
る。
【０００６】 Ｐｑ（ｚ）＝｛１／（２π）1/2 ・２1/2 σ｝exp 〔−｛ｚ＋Ａsin （Δθ）｝2 ／（２−２σ2 ）〕 π／４ＤＱＰＳＫではΔθ＝±π／４，±３π／４のい
ずれかをとり、誤り率はどのΔθも同等に起こる。ここ
ではΔθ＝−π／４として計算する。この時信号点は第
１象限に来る。この遅延検波出力の同相成分及び直交成
分の誤り率Ｐｉ，Ｐｑを求め、更に復調器全体の誤り率
Ｐｅを求めると次のようになる。
ずれかをとり、誤り率はどのΔθも同等に起こる。ここ
ではΔθ＝−π／４として計算する。この時信号点は第
１象限に来る。この遅延検波出力の同相成分及び直交成
分の誤り率Ｐｉ，Ｐｑを求め、更に復調器全体の誤り率
Ｐｅを求めると次のようになる。
【０００７】 Ｐｅ＝（１／２）ｅｒｆ（（１／２）√γ） ・・・（１） ｅｒｆ（ｘ）＝（２／√π）∫ｅｘｐ（−ｚ2 ）ｄｚ γはＣ／Ｎ（搬送波レベル／雑音レベル）であり、∫は
ｘから∞まで、このようにＢＥＲは計算で求めることが
できるが、実際には識別レベルの変動、角度変動、クロ
ック位相誤差などによりＢＥＲが劣化する。このため各
デジタル機器についてＢＥＲ特性を測定してその機器を
評価することが望まれている。
ｘから∞まで、このようにＢＥＲは計算で求めることが
できるが、実際には識別レベルの変動、角度変動、クロ
ック位相誤差などによりＢＥＲが劣化する。このため各
デジタル機器についてＢＥＲ特性を測定してその機器を
評価することが望まれている。
【０００８】ＢＥＲ特性を測定により求めるには、各種
の搬送波レベル／雑音レベル（以下Ｃ／Ｎと記す）のデ
ジタル信号により変調された搬送波信号（以下変調搬送
波信号と記す）を発生し、これを試験信号として被試験
機器、例えばデジタル復調器へ供給し、その復調デジタ
ル信号を期待値と比較してその誤った比率（ＢＥＲ）を
計算し、各Ｃ／Ｎについて前記演算したＢＥＲについて
求めてＢＥＲ特性を得ている。
の搬送波レベル／雑音レベル（以下Ｃ／Ｎと記す）のデ
ジタル信号により変調された搬送波信号（以下変調搬送
波信号と記す）を発生し、これを試験信号として被試験
機器、例えばデジタル復調器へ供給し、その復調デジタ
ル信号を期待値と比較してその誤った比率（ＢＥＲ）を
計算し、各Ｃ／Ｎについて前記演算したＢＥＲについて
求めてＢＥＲ特性を得ている。
【０００９】ＢＥＲを正確に測定するには、入力信号の
Ｃ／Ｎに対するＢＥＲの逆数の１０００倍以上のデータ
をとる必要がある。一方、ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ
Ｈａｎｄｙ Ｓｙｓｔｅｍ）の受信機においてはＢＥＲ
が１０-8小さいことが要求され、従ってこのデジタル復
調器のＢＥＲ特性を測定するにはＰＨＳのビット速度が
３８４ｋｂ／ｓであるため、１０-8のＢＥＲを測定する
だけでも７時間以上も時間を費やすことになり、ＢＥＲ
特性をより正確に測定するには数日を必要とする。
Ｃ／Ｎに対するＢＥＲの逆数の１０００倍以上のデータ
をとる必要がある。一方、ＰＨＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ
Ｈａｎｄｙ Ｓｙｓｔｅｍ）の受信機においてはＢＥＲ
が１０-8小さいことが要求され、従ってこのデジタル復
調器のＢＥＲ特性を測定するにはＰＨＳのビット速度が
３８４ｋｂ／ｓであるため、１０-8のＢＥＲを測定する
だけでも７時間以上も時間を費やすことになり、ＢＥＲ
特性をより正確に測定するには数日を必要とする。
【００１０】このような点から特開平８−２４２２５９
号で次の方法を提案した。即ち各種のＣ／Ｎを持ち、デ
ジタル信号に変調された搬送波信号の試験信号を試験信
号発生器から発生させて被試験デジタル機器へ供給し、
その被試験デジタル機器からの出力のＢＥＲを演算し、
各種のＣ／Ｎについての測定ＢＥＲから、上記被試験デ
ジタル機器の理想ＢＥＲ特性曲線に基づいてその被試験
デジタル機器のＢＥＲ特性曲線を推定する。この場合、
ＢＥＲの測定を、Ｃ／Ｎの小さい、つまりＢＥＲが大き
な値となるような試験信号で行い、比較的短時間で測定
を行い、Ｃ／Ｎの大きい、つまりＢＥＲの小さい部分
は、前記推定ＢＥＲ特性曲線により推定し、実際の測定
は行わない。このようにしても、可成り高い推定ができ
ることを確認した。従って、短時間でデジタル機器のＢ
ＥＲ特性を測定できる。
号で次の方法を提案した。即ち各種のＣ／Ｎを持ち、デ
ジタル信号に変調された搬送波信号の試験信号を試験信
号発生器から発生させて被試験デジタル機器へ供給し、
その被試験デジタル機器からの出力のＢＥＲを演算し、
各種のＣ／Ｎについての測定ＢＥＲから、上記被試験デ
ジタル機器の理想ＢＥＲ特性曲線に基づいてその被試験
デジタル機器のＢＥＲ特性曲線を推定する。この場合、
ＢＥＲの測定を、Ｃ／Ｎの小さい、つまりＢＥＲが大き
な値となるような試験信号で行い、比較的短時間で測定
を行い、Ｃ／Ｎの大きい、つまりＢＥＲの小さい部分
は、前記推定ＢＥＲ特性曲線により推定し、実際の測定
は行わない。このようにしても、可成り高い推定ができ
ることを確認した。従って、短時間でデジタル機器のＢ
ＥＲ特性を測定できる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】移動通信においては図
４に示すように基地局２１から放射された電波は建物な
ど２２で反射され、様々な伝搬路を通って移動局２３に
到達する。そのため移動局２３での受信波は各種通路を
通った電波が干渉し合い、瞬時値変動が生じている。こ
れはレイリーフェージングとして知られている。このレ
イリーフェージングによってＣＮＲが変化し、ＢＥＲ特
性に影響を与え、移動電話機の音声品質に影響を与え
る。しか従来においては、移動局の復調器のＬＳＩの試
験にレイリーフェージングの影響を考慮したＢＥＲ特性
の測定が行われていなかった。
４に示すように基地局２１から放射された電波は建物な
ど２２で反射され、様々な伝搬路を通って移動局２３に
到達する。そのため移動局２３での受信波は各種通路を
通った電波が干渉し合い、瞬時値変動が生じている。こ
れはレイリーフェージングとして知られている。このレ
イリーフェージングによってＣＮＲが変化し、ＢＥＲ特
性に影響を与え、移動電話機の音声品質に影響を与え
る。しか従来においては、移動局の復調器のＬＳＩの試
験にレイリーフェージングの影響を考慮したＢＥＲ特性
の測定が行われていなかった。
【００１２】この発明の目的はレイリーフェージング下
のデジタル信号復号器のビット誤り率特性を短時間で測
定することができる装置及び方法を提供することにあ
る。
のデジタル信号復号器のビット誤り率特性を短時間で測
定することができる装置及び方法を提供することにあ
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明の装置によれ
ば、試験信号発生器により、レイリーフェージングの影
響を受けた各種ＣＮＲのデジタル変調信号の試験信号が
発生されて、被試験復調器へ供給され、被試験復調器の
出力のビット誤り率が誤り率演算手段で演算され、各種
のＣＮＲの試験信号について得られたＢＥＲから、被試
験復調器のレイリーフェージング下での理想ビット誤り
率特性曲線に基づいて、その被試験復調器のビット誤り
率特性曲線が推定手段により推定される。
ば、試験信号発生器により、レイリーフェージングの影
響を受けた各種ＣＮＲのデジタル変調信号の試験信号が
発生されて、被試験復調器へ供給され、被試験復調器の
出力のビット誤り率が誤り率演算手段で演算され、各種
のＣＮＲの試験信号について得られたＢＥＲから、被試
験復調器のレイリーフェージング下での理想ビット誤り
率特性曲線に基づいて、その被試験復調器のビット誤り
率特性曲線が推定手段により推定される。
【００１４】以下にこの発明の原理を説明する。移動通
信において移動局の周辺の地形、建物などの環境状態は
数１０ｍ程度の区間では変わらないことから、この区間
でのフェージングは定常過程とみなすことができる。通
常フェージングシミュレータは互いに独立な定常ガウス
過程ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）とによる直交変調と同等である
と考えられ、図５の様に構成される。搬送波ｃｏｓ（２
πｆc ｔ）は乗算器２５でｘ（ｔ）と乗算されると共に
移相器２６でπ／２移相された後、乗算器２７でｙ
（ｔ）と乗算され、乗算器２５，２７の各乗算出力が加
算器２８で加算される。このフェージング波は次式のよ
うに表現できる。
信において移動局の周辺の地形、建物などの環境状態は
数１０ｍ程度の区間では変わらないことから、この区間
でのフェージングは定常過程とみなすことができる。通
常フェージングシミュレータは互いに独立な定常ガウス
過程ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）とによる直交変調と同等である
と考えられ、図５の様に構成される。搬送波ｃｏｓ（２
πｆc ｔ）は乗算器２５でｘ（ｔ）と乗算されると共に
移相器２６でπ／２移相された後、乗算器２７でｙ
（ｔ）と乗算され、乗算器２５，２７の各乗算出力が加
算器２８で加算される。このフェージング波は次式のよ
うに表現できる。
【００１５】ｅ（ｔ）＝ｘ（ｔ）cos(２πｆc ｔ）−ｙ
（ｔ）sin(２πｆc ｔ） このときの結合確率密度関数ｐ（ｘ，ｙ）は ｐ(x,y）＝（１／（２πｂ））exp(−（ｘ2 ＋ｙ2 ）／
（２ｂ）） と表される。このフェージングを受けた受信波は、包絡
線Ｒ（ｔ）と位相θ（ｔ）を用いて ｅ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）cos ［２πｆc ｔ＋θ（ｔ）］ と表すこともできる。Ｒとθそれぞれの結合確率密度関
数ｐ（Ｒ），ｐ（θ）は次のように表わされる。
（ｔ）sin(２πｆc ｔ） このときの結合確率密度関数ｐ（ｘ，ｙ）は ｐ(x,y）＝（１／（２πｂ））exp(−（ｘ2 ＋ｙ2 ）／
（２ｂ）） と表される。このフェージングを受けた受信波は、包絡
線Ｒ（ｔ）と位相θ（ｔ）を用いて ｅ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）cos ［２πｆc ｔ＋θ（ｔ）］ と表すこともできる。Ｒとθそれぞれの結合確率密度関
数ｐ（Ｒ），ｐ（θ）は次のように表わされる。
【００１６】 ｐ（Ｒ）＝（Ｒ／ｂ）ｅｘｐ（−Ｒ2 ／（２ｂ）） ｐ（θ）＝１／（２π） これより、フェージング受信波の包絡線はレイリー分布
し、位相は一様に分布することがわかる。フェージング
受信波の包絡線がＲで雑音電力をＮとしたときのＣＮＲ
γは γ＝Ｒ2 ／（２Ｎ） となる。したがってその確率密度関数ｐ（γ）は次のよ
うな指数分布になる。
し、位相は一様に分布することがわかる。フェージング
受信波の包絡線がＲで雑音電力をＮとしたときのＣＮＲ
γは γ＝Ｒ2 ／（２Ｎ） となる。したがってその確率密度関数ｐ（γ）は次のよ
うな指数分布になる。
【００１７】 ｐ（γ）＝（１／γ0 ）ｅｘｐ（−γ／γ0 ） ここでγ0 は平均ＣＮＲである。このようにレイリーフ
ェージング下ではＣＮＲに影響が及ぶ。遅延検波復調に
おけるこのときのＢＥＲ特性は、ガウス雑音中の定常信
号に対する誤り率をレイリー分布の条件をつけて平均化
することで求められる。すなわち Ｐｅ＝∫（１／２）erf(（１／２）√γ）（１／γ0)ex
p （−γ／γ0 ）ｄγ ∫は０から∞、これを計算し、まとめると、次のように
なる。
ェージング下ではＣＮＲに影響が及ぶ。遅延検波復調に
おけるこのときのＢＥＲ特性は、ガウス雑音中の定常信
号に対する誤り率をレイリー分布の条件をつけて平均化
することで求められる。すなわち Ｐｅ＝∫（１／２）erf(（１／２）√γ）（１／γ0)ex
p （−γ／γ0 ）ｄγ ∫は０から∞、これを計算し、まとめると、次のように
なる。
【００１８】 Ｐｅ（γ）＝０．５−０．５γ0 （１＋４／γ0 ）1/2 ／（４＋γ0 ） ・・・（２） 復調器のＢＥＲ劣化要因は、識別レベル変動、角度変
動、クロック位相誤差が考えられる各種劣化要因がＣ／
Ｎに換算してδ（ｄＢ）の固定的な劣化であった場合、
ガウス雑音下の理想状態の（１）式で与えられる理想Ｂ
ＥＲ特性曲線をδ（ｄＢ）だけ平行移動させた次式で表
わせる。
動、クロック位相誤差が考えられる各種劣化要因がＣ／
Ｎに換算してδ（ｄＢ）の固定的な劣化であった場合、
ガウス雑音下の理想状態の（１）式で与えられる理想Ｂ
ＥＲ特性曲線をδ（ｄＢ）だけ平行移動させた次式で表
わせる。
【００１９】 Ｐｍ（γ）＝Ａ ｅｒｆ（Ｂ√γ0 ） ・・・（３） これにレイリーフェージングの影響を加えると、その誤
り率特性曲線は（２）式から次式で表わせる。 Ｐｅ（γ）＝Ａ（１−Ｂγ0(１＋４／（Ｂγ0 ））1/2 ／（４＋Ｂγ0 ） ・・・（４） 従って、予め知られている各種のγ0 の試験信号により
被試験復調器のＢＥＲを測定し、そのγ0 とＢＥＲとを
用いて（４）式で表わされる曲線との誤差が最小となる
ように回帰処理によりＡ，Ｂを求めて、ＢＥＲ特性曲線
を推定する。このＢＥＲ特性曲線の推定に用いる試験信
号は、ＢＥＲが１０-4より大となるものについて行うこ
とにより、ＢＥＲ特性曲線の全体を求める場合より測定
時間を著しく短縮することができる。
り率特性曲線は（２）式から次式で表わせる。 Ｐｅ（γ）＝Ａ（１−Ｂγ0(１＋４／（Ｂγ0 ））1/2 ／（４＋Ｂγ0 ） ・・・（４） 従って、予め知られている各種のγ0 の試験信号により
被試験復調器のＢＥＲを測定し、そのγ0 とＢＥＲとを
用いて（４）式で表わされる曲線との誤差が最小となる
ように回帰処理によりＡ，Ｂを求めて、ＢＥＲ特性曲線
を推定する。このＢＥＲ特性曲線の推定に用いる試験信
号は、ＢＥＲが１０-4より大となるものについて行うこ
とにより、ＢＥＲ特性曲線の全体を求める場合より測定
時間を著しく短縮することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１Ａにこの発明による装置の実
施例を示す。試験信号発生器３１から各種のＣＮＲのフ
ェージング受信波と等価な試験信号を発生させて被試験
復調器３２へ供給する。試験信号発生器３１は例えば図
１Ｂに示すように疑似ランダムビット系列発生器３３か
らの疑似ランダムビット系列によりデジタル変調器３４
で余弦波が例えばπ／４ＤＱＰＳＫ変調され、その変調
出力信号の同相成分Ｉ、直交成分Ｑはそれぞれ乗算器３
５，３６で互いに独立なガウス雑音ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）
がそれぞれ乗算されてレイリーフェージングが加えら
れ、これらに対し、加算器３７，３８でガウス雑音の同
相成分ｎｉ（ｔ），直交成分ｎｑ（ｔ）が加算されてＣ
ＮＲが操作され、この加算器３７，３８の出力は、搬送
波発生器３９より搬送波と、移相器４１でπ／２移相さ
れたものとそれぞれ乗算器４２，４３で乗算され、これ
ら乗算出力は加算器４４で加算されて試験信号が得られ
る。搬送波の周波数としては通常中間周波数が用いられ
る。
施例を示す。試験信号発生器３１から各種のＣＮＲのフ
ェージング受信波と等価な試験信号を発生させて被試験
復調器３２へ供給する。試験信号発生器３１は例えば図
１Ｂに示すように疑似ランダムビット系列発生器３３か
らの疑似ランダムビット系列によりデジタル変調器３４
で余弦波が例えばπ／４ＤＱＰＳＫ変調され、その変調
出力信号の同相成分Ｉ、直交成分Ｑはそれぞれ乗算器３
５，３６で互いに独立なガウス雑音ｘ（ｔ），ｙ（ｔ）
がそれぞれ乗算されてレイリーフェージングが加えら
れ、これらに対し、加算器３７，３８でガウス雑音の同
相成分ｎｉ（ｔ），直交成分ｎｑ（ｔ）が加算されてＣ
ＮＲが操作され、この加算器３７，３８の出力は、搬送
波発生器３９より搬送波と、移相器４１でπ／２移相さ
れたものとそれぞれ乗算器４２，４３で乗算され、これ
ら乗算出力は加算器４４で加算されて試験信号が得られ
る。搬送波の周波数としては通常中間周波数が用いられ
る。
【００２１】このような試験信号発生器３１からその都
度、ｎｉ（ｔ），ｎｑ（ｔ）のレベルを調整して各種Ｃ
ＮＲの試験信号を発生してもよいが、これら各種のＣＮ
Ｒの試験信号をデジタルデータに変換して波形メモリ４
５1 〜４５n に蓄積しておき、これら波形メモリ４５1
〜４５n を読出し、アナログ信号に変換して試験信号と
して被試験復調器３２へ供給することもできる。
度、ｎｉ（ｔ），ｎｑ（ｔ）のレベルを調整して各種Ｃ
ＮＲの試験信号を発生してもよいが、これら各種のＣＮ
Ｒの試験信号をデジタルデータに変換して波形メモリ４
５1 〜４５n に蓄積しておき、これら波形メモリ４５1
〜４５n を読出し、アナログ信号に変換して試験信号と
して被試験復調器３２へ供給することもできる。
【００２２】試験信号発生器３１からの試験信号をその
ＣＮＲに応じた繰り返し回数だけ発生させて、被試験デ
ジタル復調器３２に供給する。デジタル復調器３２より
の復調デジタルデータはメモリ４６に記憶される。必要
とするＣＮＲの各種試験信号について、同様にしてデジ
タル復調器３２よりの出力をメモリ４６に取込む。その
後、デジタル信号処理器４７でメモリ４６のデータを順
次読出し、期待値発生手段４８よりの期待値と比較手段
４９で比較し、その比較結果についてＢＥＲ演算手段５
１でＢＥＲを演算する。各ＣＮＲについて演算したＢＥ
Ｒを平均してそれを測定ＢＥＲとして用いる。つまり、
この測定ＢＥＲと対応するＣＮＲとを用いて曲線推定手
段５２でデジタル復調器３２の理想ＢＥＲ特性曲線に基
き、ＢＥＲ特性曲線を推定する。
ＣＮＲに応じた繰り返し回数だけ発生させて、被試験デ
ジタル復調器３２に供給する。デジタル復調器３２より
の復調デジタルデータはメモリ４６に記憶される。必要
とするＣＮＲの各種試験信号について、同様にしてデジ
タル復調器３２よりの出力をメモリ４６に取込む。その
後、デジタル信号処理器４７でメモリ４６のデータを順
次読出し、期待値発生手段４８よりの期待値と比較手段
４９で比較し、その比較結果についてＢＥＲ演算手段５
１でＢＥＲを演算する。各ＣＮＲについて演算したＢＥ
Ｒを平均してそれを測定ＢＥＲとして用いる。つまり、
この測定ＢＥＲと対応するＣＮＲとを用いて曲線推定手
段５２でデジタル復調器３２の理想ＢＥＲ特性曲線に基
き、ＢＥＲ特性曲線を推定する。
【００２３】たとえば、前述したπ／４ＤＱＰＳＫの遅
延検波復調においては、レイリーフェージング下の理想
ＢＥＲ特性曲線は（２）式で示され、これは図２の曲線
５３で示される。前述したように、復調器３２のＢＥＲ
劣化要因は種々あるが、その劣化要因はＣＮＲに換算で
き、固定的なものである場合、その復調器３２のＢＥＲ
特性曲線は理想特性曲線５３を平行移動させたものとな
り（４）式で表わせる。
延検波復調においては、レイリーフェージング下の理想
ＢＥＲ特性曲線は（２）式で示され、これは図２の曲線
５３で示される。前述したように、復調器３２のＢＥＲ
劣化要因は種々あるが、その劣化要因はＣＮＲに換算で
き、固定的なものである場合、その復調器３２のＢＥＲ
特性曲線は理想特性曲線５３を平行移動させたものとな
り（４）式で表わせる。
【００２４】先に求めた各ＣＮＲに対するＢＥＲとその
ＣＮＲを（４）式に代入して、測定値との誤差が最小に
なるようにＡ及びＢをたとえば、回帰処理により求め
る。この際に、前記ＢＥＲの測定は、理想ＢＥＲ特性曲
線４３における曲りが比較的大きな部分、つまりＢＥＲ
が１０-4程度となるＣＮＲよりもＣＮＲが小さな試験信
号について行う。
ＣＮＲを（４）式に代入して、測定値との誤差が最小に
なるようにＡ及びＢをたとえば、回帰処理により求め
る。この際に、前記ＢＥＲの測定は、理想ＢＥＲ特性曲
線４３における曲りが比較的大きな部分、つまりＢＥＲ
が１０-4程度となるＣＮＲよりもＣＮＲが小さな試験信
号について行う。
【００２５】ビット系列発生器３３として９段の疑似ラ
ンダムパターン発生器を３８４ｋｂｐｓのクロックで駆
動し、デジタル変調器３４でπ／４シフトＤＱＰＳＫ変
調を行い、搬送波周波数を１．２ＭＨｚとした。Ａ社の
ＩＣよりなるデジタル復調器について上述した手法によ
りＢＥＲを測定した、その結果は図２中の黒点で示す状
態となった。このデータから（４）式におけるＡ，Ｂを
求めた結果、Ａ＝０．５，Ｂ＝０．８７９とになった。
これら値を（４）式に代入して、各種ＣＮＲにつきＢＥ
Ｒを計算し、推定ＢＥＲ特性曲線５４を得た。同様にＢ
社の製品について測定した結果は、図２中×印となり、
Ａ，Ｂはそれぞれ０．５，０．７３３となり、推定ＢＥ
Ｒ特性曲線は図２中の曲線５５となった。
ンダムパターン発生器を３８４ｋｂｐｓのクロックで駆
動し、デジタル変調器３４でπ／４シフトＤＱＰＳＫ変
調を行い、搬送波周波数を１．２ＭＨｚとした。Ａ社の
ＩＣよりなるデジタル復調器について上述した手法によ
りＢＥＲを測定した、その結果は図２中の黒点で示す状
態となった。このデータから（４）式におけるＡ，Ｂを
求めた結果、Ａ＝０．５，Ｂ＝０．８７９とになった。
これら値を（４）式に代入して、各種ＣＮＲにつきＢＥ
Ｒを計算し、推定ＢＥＲ特性曲線５４を得た。同様にＢ
社の製品について測定した結果は、図２中×印となり、
Ａ，Ｂはそれぞれ０．５，０．７３３となり、推定ＢＥ
Ｒ特性曲線は図２中の曲線５５となった。
【００２６】これら曲線５４からＣ／Ｎが１８ｄＢのＢ
ＥＲは７．７６×１０-7となり、一方従来の手法でＣ／
Ｎが１８ｄＢの１０10ビットのデータを用いてＢＥＲを
測定した結果は７．９６×１０-7となった。また、曲線
５５からＣ／Ｎが２０ｄＢのＢＥＲを求めると、２．１
７×１０-7となり、一方、従来法で測定した結果は１．
７５×１０-7となった。これらの結果からこの例では２
の±１乗以下の精度でＢＥＲが予測できることが理解さ
れる。なお、この結果における各誤差をＣ／Ｎに換算す
ると、それぞれ０．１７ｄＢ，０．２５ｄＢにすぎな
い。従来法によるＣ／Ｎが１８ｄＢでのＢＥＲ測定は８
時間もかかったが、この発明方法によれば１秒間で測
定、曲線推定、Ｃ／Ｎが１８ｄＢのＢＥＲを求めること
ができる。
ＥＲは７．７６×１０-7となり、一方従来の手法でＣ／
Ｎが１８ｄＢの１０10ビットのデータを用いてＢＥＲを
測定した結果は７．９６×１０-7となった。また、曲線
５５からＣ／Ｎが２０ｄＢのＢＥＲを求めると、２．１
７×１０-7となり、一方、従来法で測定した結果は１．
７５×１０-7となった。これらの結果からこの例では２
の±１乗以下の精度でＢＥＲが予測できることが理解さ
れる。なお、この結果における各誤差をＣ／Ｎに換算す
ると、それぞれ０．１７ｄＢ，０．２５ｄＢにすぎな
い。従来法によるＣ／Ｎが１８ｄＢでのＢＥＲ測定は８
時間もかかったが、この発明方法によれば１秒間で測
定、曲線推定、Ｃ／Ｎが１８ｄＢのＢＥＲを求めること
ができる。
【００２７】以上述べたように、前記実施例ではＢＥＲ
の測定は１０-4程度より悪い状態での測定をすればよい
から、従来よりも測定時間は大幅に短縮され、たとえば
１秒程度の測定で済む。なお、得られた推定ＢＥＲ特性
曲線はたとえば図１Ａに示すように、表示器５６に表示
される。また、その表示曲線上の位置を指定してそのＢ
ＥＲとＣＮＲを数値表示させることができるようにされ
ている。
の測定は１０-4程度より悪い状態での測定をすればよい
から、従来よりも測定時間は大幅に短縮され、たとえば
１秒程度の測定で済む。なお、得られた推定ＢＥＲ特性
曲線はたとえば図１Ａに示すように、表示器５６に表示
される。また、その表示曲線上の位置を指定してそのＢ
ＥＲとＣＮＲを数値表示させることができるようにされ
ている。
【００２８】上述では、この発明をＤＱＰＳＫ信号の遅
延検波復調器に適用したが、他の検波方式、他のデジタ
ル変調方式の復調器についても、この発明を適用するこ
とができる。
延検波復調器に適用したが、他の検波方式、他のデジタ
ル変調方式の復調器についても、この発明を適用するこ
とができる。
【００２９】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によればガ
ウス雑音による定常的なＢＥＲ特性にレイリーフェージ
ングによる影響を加え、より実使用に近い試験をするこ
とができる。しかもＢＥＲが大きな部分のみを実測して
ＢＥＲ特性曲線を推定してＢＥＲ特性を求めているた
め、従来よりも、いちじるしく短い測定時間で、ＢＥＲ
特性を得ることができ、かつ、かなり高い精度で推定す
ることができる。ＬＳＩのデジタル復調器の量産時の試
験にも適用可能である。
ウス雑音による定常的なＢＥＲ特性にレイリーフェージ
ングによる影響を加え、より実使用に近い試験をするこ
とができる。しかもＢＥＲが大きな部分のみを実測して
ＢＥＲ特性曲線を推定してＢＥＲ特性を求めているた
め、従来よりも、いちじるしく短い測定時間で、ＢＥＲ
特性を得ることができ、かつ、かなり高い精度で推定す
ることができる。ＬＳＩのデジタル復調器の量産時の試
験にも適用可能である。
【図１】Ａはこの発明の実施例を示すブロック図、Ｂは
その試験信号発生器の一例を示すブロック図である。
その試験信号発生器の一例を示すブロック図である。
【図２】理想ビット誤り率特性曲線及び測定値とこれを
用いた推定ビット誤り率特性曲線の例を示す図。
用いた推定ビット誤り率特性曲線の例を示す図。
【図３】遅延検波復調器を示す図。
【図４】移動通信でフェージングの発生概念を示す図。
【図５】フェージングシミュレータを示す図。
Claims (5)
- 【請求項１】 レイリーフェージングの影響を受けた各
種の搬送波レベル／雑音レベルをもち、デジタル信号に
より変調された搬送波信号の試験信号を発生して被試験
デジタル復調器へ供給する試験信号発生器と、 上記被試験デジタル復調器の出力のビット誤り率を演算
する誤り率演算手段と、 上記各種の搬送波レベル／雑音レベルの試験信号につい
て上記演算されたビット誤り率から、上記被試験デジタ
ル復調器のレイリーフェージング下での理想ビット誤り
率特性曲線に基づいて、上記被試験デジタル復調器のビ
ット誤り率特性曲線を推定する推定手段と、 を具備することを特徴とするデジタル復調器の試験装
置。 - 【請求項２】 上記試験信号発生器は、上記各種搬送波
レベル／雑音レベルの試験信号が予め記憶され、これを
読出して出力する波形記憶手段を含むことを特徴とする
請求項１記載のデジタル機器の試験装置。 - 【請求項３】 各種の搬送波レベル／雑音レベルのレイ
リーフェージングの影響を受けたデジタル変調信号の試
験信号を被試験デジタル復調器へ供給し、 その被試験デジタル復調器の出力のビット誤り率を演算
し、 その各種搬送波レベル／雑音レベルの演算したビット誤
り率をもちいて、上記被試験デジタル復調器のレイリー
フェージング下での理想ビット誤り率特性曲線にもとづ
いて、上記被試験デジタル復調器のビット誤り率特性曲
線を推定することを特徴とするデジタル復調器の試験方
法。 - 【請求項４】 上記特性曲線の推定は、上記理想ビット
誤り率特性曲線に対し未知定数が付加された曲線につい
て、上記演算誤り率とその搬送波レベル／雑音レベルと
を代入してその演算誤り率が最小になる上記未知定数を
決定して行うことを特徴とする請求項３記載のデジタル
復調器の試験装置。 - 【請求項５】 上記試験信号の搬送波レベル／雑音レベ
ルは、上記理想ビット誤り率特性曲線の曲がりが比較的
大きい部分における搬送レベル／雑音レベルを含み、こ
れより小さいものとすることを特徴とする請求項３又は
４記載のデジタル復調器の試験方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9051244A JPH10247951A (ja) | 1997-03-06 | 1997-03-06 | デジタル復調器の試験装置及びその試験方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9051244A JPH10247951A (ja) | 1997-03-06 | 1997-03-06 | デジタル復調器の試験装置及びその試験方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10247951A true JPH10247951A (ja) | 1998-09-14 |
Family
ID=12881549
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9051244A Withdrawn JPH10247951A (ja) | 1997-03-06 | 1997-03-06 | デジタル復調器の試験装置及びその試験方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10247951A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008046019A (ja) * | 2006-08-17 | 2008-02-28 | Advantest Corp | 試験装置 |
| JP2009079930A (ja) * | 2007-09-25 | 2009-04-16 | Yokogawa Electric Corp | 半導体試験装置 |
| JP5274551B2 (ja) * | 2008-05-09 | 2013-08-28 | 株式会社アドバンテスト | デジタル変調信号の試験装置および試験方法 |
-
1997
- 1997-03-06 JP JP9051244A patent/JPH10247951A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008046019A (ja) * | 2006-08-17 | 2008-02-28 | Advantest Corp | 試験装置 |
| JP2009079930A (ja) * | 2007-09-25 | 2009-04-16 | Yokogawa Electric Corp | 半導体試験装置 |
| JP5274551B2 (ja) * | 2008-05-09 | 2013-08-28 | 株式会社アドバンテスト | デジタル変調信号の試験装置および試験方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040511 |