JPH10177065A - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
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- JPH10177065A JPH10177065A JP33798896A JP33798896A JPH10177065A JP H10177065 A JPH10177065 A JP H10177065A JP 33798896 A JP33798896 A JP 33798896A JP 33798896 A JP33798896 A JP 33798896A JP H10177065 A JPH10177065 A JP H10177065A
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- vector
- signal
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- calculated
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- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法に
よる信号処理装置に比較して、より小さい計算コストで
ＤＯＡの入射角θを計算することができる信号処理装置
を提供する。 【解決手段】 １直線上に所定の間隔で並置された複数
のセンサを用いて受信された複数の受信信号に基づいて
所定の時間間隔における複数の受信信号の各受信ベクト
ルの時間平均値である複数の期待値を演算し、複数の期
待値にで張られた空間における複数の信号基底ベクトル
を演算する。次いで、複数の信号基底ベクトルと直交す
る１個の雑音固有ベクトルを演算し、１個の雑音固有ベ
クトルと、複数のセンサの複数の方向ベクトルとに基づ
いて、複数の受信信号の分解結果を示す固有スペクトル
を演算し、演算された固有スペクトルにおいて少なくと
も１個の極大値のピークを検出してそのピークに対応す
る到来方向の入射角を演算する。
よる信号処理装置に比較して、より小さい計算コストで
ＤＯＡの入射角θを計算することができる信号処理装置
を提供する。 【解決手段】 １直線上に所定の間隔で並置された複数
のセンサを用いて受信された複数の受信信号に基づいて
所定の時間間隔における複数の受信信号の各受信ベクト
ルの時間平均値である複数の期待値を演算し、複数の期
待値にで張られた空間における複数の信号基底ベクトル
を演算する。次いで、複数の信号基底ベクトルと直交す
る１個の雑音固有ベクトルを演算し、１個の雑音固有ベ
クトルと、複数のセンサの複数の方向ベクトルとに基づ
いて、複数の受信信号の分解結果を示す固有スペクトル
を演算し、演算された固有スペクトルにおいて少なくと
も１個の極大値のピークを検出してそのピークに対応す
る到来方向の入射角を演算する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、並置されたアンテ
ナ素子などの複数のセンサによって検出された受信信号
の到来入射角を検出するための信号処理装置に関する。
ナ素子などの複数のセンサによって検出された受信信号
の到来入射角を検出するための信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】多くの実際の信号処理問題において、そ
の目的は、受信信号データが依存する１組の一定のパラ
メータを測定により検出することにある。遠距離の狭帯
域ソースからの信号の到達方向又は入射方向（Directio
n Of Arrival：以下、ＤＯＡという。）を高分解能で検
出することは、例えば、レーダ、ソナー、電気的なサー
ベイランス（監視又は調査）、及び地震探査などのセン
サシステムにおいて重要である。
の目的は、受信信号データが依存する１組の一定のパラ
メータを測定により検出することにある。遠距離の狭帯
域ソースからの信号の到達方向又は入射方向（Directio
n Of Arrival：以下、ＤＯＡという。）を高分解能で検
出することは、例えば、レーダ、ソナー、電気的なサー
ベイランス（監視又は調査）、及び地震探査などのセン
サシステムにおいて重要である。
【０００３】シュミットは、彼が提案した複数の信号の
識別（MUltiple SIgnal Classification）アルゴリズム
（以下、ＭＵＳＩＣアルゴリズム又はＭＵＳＩＣ法とい
う。）（例えば、従来技術文献１「R.O.Schmidt,“Mult
iple emitter location andsignal parameter estimati
on",Proceedings of RADC Spectral Estimation Worksh
op,pp.243-258,1979年」参照。）において、入射受信信
号の数やそのＤＯＡは入射受信信号に関する事前情報が
なくても検出可能であることを示している。しかしなが
ら、複数の信号が高度に相関している場合、例えばマル
チパス伝搬のような場合においては、ＤＯＡの検出が困
難となる。
識別（MUltiple SIgnal Classification）アルゴリズム
（以下、ＭＵＳＩＣアルゴリズム又はＭＵＳＩＣ法とい
う。）（例えば、従来技術文献１「R.O.Schmidt,“Mult
iple emitter location andsignal parameter estimati
on",Proceedings of RADC Spectral Estimation Worksh
op,pp.243-258,1979年」参照。）において、入射受信信
号の数やそのＤＯＡは入射受信信号に関する事前情報が
なくても検出可能であることを示している。しかしなが
ら、複数の信号が高度に相関している場合、例えばマル
チパス伝搬のような場合においては、ＤＯＡの検出が困
難となる。
【０００４】上記ＭＵＳＩＣ法を有効的に活用するため
に、コヒーレンシーを抑圧するために幾つかの前処理方
法が提案されているが、その中で、従来技術文献２「W.
Du et al.,“Improved spatial smoothing technique f
or DOA estimation of coherent signals",IEEE Transa
ctions on Signal Processing, Vol.39,pp.1208-1210,1
991年5月」において提案されたフォワード−バックワー
ド空間平滑化（Forward-Backward Spatial Smoothing）
（以下、ＦＢＳＳという。）が最も効果的であると考え
られている。従って、現在はＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩ
Ｃ法の多くのアプリケーションが提案されている（例え
ば、従来技術文献３「M.Wax et al.,“Direction findi
ng of coherent signal via spatial smoothing for un
iform circuit arrays",IEEE Transactions on Antenna
s & Propagation,Vol.AP-42,pp.613-620,1994年5月」な
ど参照。）。
に、コヒーレンシーを抑圧するために幾つかの前処理方
法が提案されているが、その中で、従来技術文献２「W.
Du et al.,“Improved spatial smoothing technique f
or DOA estimation of coherent signals",IEEE Transa
ctions on Signal Processing, Vol.39,pp.1208-1210,1
991年5月」において提案されたフォワード−バックワー
ド空間平滑化（Forward-Backward Spatial Smoothing）
（以下、ＦＢＳＳという。）が最も効果的であると考え
られている。従って、現在はＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩ
Ｃ法の多くのアプリケーションが提案されている（例え
ば、従来技術文献３「M.Wax et al.,“Direction findi
ng of coherent signal via spatial smoothing for un
iform circuit arrays",IEEE Transactions on Antenna
s & Propagation,Vol.AP-42,pp.613-620,1994年5月」な
ど参照。）。
【０００５】以下、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳ
ＩＣ法を用いたＤＯＡ検出のための受信信号処理につい
て説明する。ここでは、１直線上に等間隔δで並置され
た複数Ｍ個の全方向性アンテナ素子（センサの一例であ
る。）からなるアレーアンテナが設けられ、当該アレー
アンテナを用いて、到来方向の入射角がθp（ｐ＝１，
２，…，Ｐ）である少なくとも１個であるＰ個（Ｐ＜
Ｍ）の入射受信信号Ｓp（ｔ）（ｐ＝１，２，…，Ｐ）
を無線回線で受信する。上記入射受信信号Ｓp（ｔ）
（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を、当該入射受信信号と相関性
が無く、平均値ゼロと共分散行列δ2Ｉを有する定常エ
ルゴード性のガウス雑音ηm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）に混合する。ここで、δ2は未知数であって、Ｉは
単位行列である。上記受信信号は、中心波長λを有する
狭帯域信号であると仮定する。定常エルゴード性のガウ
ス雑音ηm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）が存在すると
きに、各アンテナ素子において受信される受信信号デー
タｒm（ｔ）は以下の通りである。
ＩＣ法を用いたＤＯＡ検出のための受信信号処理につい
て説明する。ここでは、１直線上に等間隔δで並置され
た複数Ｍ個の全方向性アンテナ素子（センサの一例であ
る。）からなるアレーアンテナが設けられ、当該アレー
アンテナを用いて、到来方向の入射角がθp（ｐ＝１，
２，…，Ｐ）である少なくとも１個であるＰ個（Ｐ＜
Ｍ）の入射受信信号Ｓp（ｔ）（ｐ＝１，２，…，Ｐ）
を無線回線で受信する。上記入射受信信号Ｓp（ｔ）
（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を、当該入射受信信号と相関性
が無く、平均値ゼロと共分散行列δ2Ｉを有する定常エ
ルゴード性のガウス雑音ηm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）に混合する。ここで、δ2は未知数であって、Ｉは
単位行列である。上記受信信号は、中心波長λを有する
狭帯域信号であると仮定する。定常エルゴード性のガウ
ス雑音ηm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）が存在すると
きに、各アンテナ素子において受信される受信信号デー
タｒm（ｔ）は以下の通りである。
【０００６】
【数１】
【０００７】上記数１において、Ｊは虚数を表わす記号
であり、一般数学では、ｉ又はｊを用いるが、本実施形
態において、記号ｉ及びｊを用いるため、記号Ｊを用い
る。そして、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝［ｒ1
（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］は次式のように行
列形式に書き直すことができる。
であり、一般数学では、ｉ又はｊを用いるが、本実施形
態において、記号ｉ及びｊを用いるため、記号Ｊを用い
る。そして、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝［ｒ1
（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］は次式のように行
列形式に書き直すことができる。
【０００８】
【数２】 ｒ（ｔ）＝（ｄ1 … ｄp）Ｓ（ｔ）＋η（ｔ） ＝ＤＳ（ｔ）＋η（ｔ） ここで、
【数３】Ｓ（ｔ）（ｐ）＝Ｓp（ｔ）
【数４】η（ｔ）（ｍ）＝ηm（ｔ）
【０００９】上記数３において、Ｓ（ｔ）（ｐ）はベク
トルＳ（ｔ）のｐ番目の構成要素であり、以下同様であ
る。ｄpは、アレーアンテナにおいてＤＯＡの入射角θp
で決定される方向ベクトル又は操向ベクトル（steering
vector）である。
トルＳ（ｔ）のｐ番目の構成要素であり、以下同様であ
る。ｄpは、アレーアンテナにおいてＤＯＡの入射角θp
で決定される方向ベクトル又は操向ベクトル（steering
vector）である。
【００１０】
【数５】 Ｄ（ｍ，ｐ）＝ｄp（ｍ） ＝ｅｘｐ［Ｊ（２π／λ）ｍδｓｉｎθp］
【００１１】上記数５において、Ｄ（ｍ，ｐ）は行列Ｄ
のｍ番目の行と、ｐ番目の列の構成要素であり、以下同
様である。受信信号ベクトルｒ（ｔ）の共分散行列Ｅ
［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］は次式で表わすことができる。
のｍ番目の行と、ｐ番目の列の構成要素であり、以下同
様である。受信信号ベクトルｒ（ｔ）の共分散行列Ｅ
［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］は次式で表わすことができる。
【００１２】
【数６】Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］＝ＤＥ［Ｓ（ｔ）Ｓ
（ｔ）†］Ｄ†＋σ2Ｉ ここで、
（ｔ）†］Ｄ†＋σ2Ｉ ここで、
【数７】Ｅ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］（ｉ，ｊ）＝Ｅ［Ｓ
i（ｔ）Ｓj（ｔ）＊］
i（ｔ）Ｓj（ｔ）＊］
【００１３】上記数６において、ｒ（ｔ）†は、ベクト
ルｒ（ｔ）のエルミート共役を表しており、以下同様で
ある。また、Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］は、時系列のベ
クトルｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†の期待値であって、例えば１
フレームなどの一定の時間に対する時間平均値であり、
以下同様である。さらに、上記数７におけるＳj（ｔ）
＊は、複素数Ｓj（ｔ）の複素共役であり、以下同様で
ある。
ルｒ（ｔ）のエルミート共役を表しており、以下同様で
ある。また、Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］は、時系列のベ
クトルｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†の期待値であって、例えば１
フレームなどの一定の時間に対する時間平均値であり、
以下同様である。さらに、上記数７におけるＳj（ｔ）
＊は、複素数Ｓj（ｔ）の複素共役であり、以下同様で
ある。
【００１４】複数Ｐ個の入射受信信号が非干渉性を有す
るとき、すなわちすべてコヒーレント性を有しないとき
（これは、ＭＵＳＩＣ法を適用するときの前提条件であ
る。）、入射受信信号の数ＰやそのＤＯＡの入射角θ
は、の共分散行列Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］の固有値解
析によって検出することが可能である。しかしながら、
実際には、すべての入射受信信号がコヒーレント性を有
しないということはなく、こうした条件下では、行列Ｅ
［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］は特異な行列であり、行列Ｅ
［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］の固有値解析は正確に行われな
い。従って、行列Ｅ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］が非特異行
列、すなわち正則行列であって、固有値解析をベースと
する方法を成功裏に適用することができるときに、ある
前処理技術をＭＵＳＩＣ法に適用することができる。以
下に述べる従来技術及び本発明に係る好ましい実施形態
において、すべての入射受信信号がコヒーレントである
という最も問題を含んでいる場合を取り扱う。
るとき、すなわちすべてコヒーレント性を有しないとき
（これは、ＭＵＳＩＣ法を適用するときの前提条件であ
る。）、入射受信信号の数ＰやそのＤＯＡの入射角θ
は、の共分散行列Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］の固有値解
析によって検出することが可能である。しかしながら、
実際には、すべての入射受信信号がコヒーレント性を有
しないということはなく、こうした条件下では、行列Ｅ
［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］は特異な行列であり、行列Ｅ
［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］の固有値解析は正確に行われな
い。従って、行列Ｅ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］が非特異行
列、すなわち正則行列であって、固有値解析をベースと
する方法を成功裏に適用することができるときに、ある
前処理技術をＭＵＳＩＣ法に適用することができる。以
下に述べる従来技術及び本発明に係る好ましい実施形態
において、すべての入射受信信号がコヒーレントである
という最も問題を含んでいる場合を取り扱う。
【００１５】現在のところ、ＦＢＳＳの方法が、複数の
コヒーレント信号におけるコヒーレント性を抑圧する
（decorrelation）ための最も有効な技術であると考え
られているので、従来技術の一例として、ＦＢＳＳの方
法によるＭＵＳＩＣアルゴリズムについて説明する。
コヒーレント信号におけるコヒーレント性を抑圧する
（decorrelation）ための最も有効な技術であると考え
られているので、従来技術の一例として、ＦＢＳＳの方
法によるＭＵＳＩＣアルゴリズムについて説明する。
【００１６】まず、受信信号データベクトルｒ（ｔ）か
らなるＬ×Ｌの共分散部分行列を形成し、その固有値解
析を行う。ここで、Ｌは、予め決定される自然数であっ
て、好ましい例では、アンテナ素子の数Ｍの０．８倍に
設定される。従って、Ｐ個の入射受信信号を計数し、Ｐ
個の信号固有ベクトル及び（Ｌ−Ｐ）個の雑音固有ベク
トルを計算する。
らなるＬ×Ｌの共分散部分行列を形成し、その固有値解
析を行う。ここで、Ｌは、予め決定される自然数であっ
て、好ましい例では、アンテナ素子の数Ｍの０．８倍に
設定される。従って、Ｐ個の入射受信信号を計数し、Ｐ
個の信号固有ベクトル及び（Ｌ−Ｐ）個の雑音固有ベク
トルを計算する。
【００１７】コヒーレントな複数の入射受信信号をＦＢ
ＳＳの方法によって、コヒーレント性を抑圧し（decorr
elate）、受信信号データベクトルｒ（ｔ）から正則共
分散部分行列を形成する。ここで、受信信号データベク
トルｒ（ｔ）から次式を満足するように、Ｌ次元の２Ｋ
個のベクトルｒｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出す
る。以下、例えば１≦ｋ≦２Ｋと記載したとき、自然数
ｋは１，２，…，２Ｋをとりうることを示し、以下同様
である。
ＳＳの方法によって、コヒーレント性を抑圧し（decorr
elate）、受信信号データベクトルｒ（ｔ）から正則共
分散部分行列を形成する。ここで、受信信号データベク
トルｒ（ｔ）から次式を満足するように、Ｌ次元の２Ｋ
個のベクトルｒｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出す
る。以下、例えば１≦ｋ≦２Ｋと記載したとき、自然数
ｋは１，２，…，２Ｋをとりうることを示し、以下同様
である。
【００１８】
【数８】 ｒｖk（ｔ）−η（ｔ） ＝ΓＡk-1Ｓ（ｔ），（１≦ｋ≦Ｋ≦Ｍ） ＝ΥΓ＊（Ａk-1-K）＊Ｓ（ｔ）＊，（Ｋ＋１≦ｋ≦２Ｋ） ここで、
【数９】 Γ（ｌ，ｐ）＝γp（ｌ） ＝ｅｘｐ［Ｊ（２π／λ）ｌδｓｉｎθp］， （１≦ｌ≦Ｌ＝Ｍ−Ｋ＋１）
【数１０】 Ａk（ｉ，ｊ） ＝ｅｘｐ［Ｊ（２π／λ）ｋδｓｉｎθi］，（１≦ｉ＝ｊ≦Ｐ） ＝０，（ｉ≠ｊ）
【数１１】 Υ（ｉ，ｊ）＝１（ｉ＋ｊ＝Ｌ＋１） ＝０（ｉ＋ｊ≠Ｌ＋１）
【００１９】受信信号データベクトルｒ（ｔ）から、上
述のように、Ｌ次元の２Ｋ個のベクトルｒｖk（ｔ）
（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出したときのＬ次元の２Ｋ個のベ
クトルｒｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）は、次の通りであ
る。
述のように、Ｌ次元の２Ｋ個のベクトルｒｖk（ｔ）
（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出したときのＬ次元の２Ｋ個のベ
クトルｒｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）は、次の通りであ
る。
【００２０】
【表１】 ─────────────────────────────────── ｒｖ1（ｔ）＝［ｒ1（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒL（ｔ）］ ｒｖ2（ｔ）＝［ｒ2（ｔ），ｒ3（ｔ），…，ｒL+1（ｔ）］ ……… ｒｖK（ｔ）＝［ｒK（ｔ），ｒK+1（ｔ），…，ｒL+K（ｔ）］ ｒｖK+1（ｔ）＝［ｒM（ｔ）＊，ｒM-1（ｔ）＊，…，ｒM-L+1（ｔ）＊］ ｒｖK+2（ｔ）＝［ｒM-1（ｔ）＊，ｒM-2（ｔ）＊，…，ｒM-L（ｔ）＊］ ……… ｒｖ2K（ｔ）＝［ｒM-K+1（ｔ）＊，ｒM-K（ｔ）＊，…，ｒM-L-K+1（ｔ）＊］ ───────────────────────────────────
【００２１】表１から明らかなように、ベクトルｒｖ1
（ｔ）からベクトルｒｖK（ｔ）までを抽出するとき
は、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝［ｒ1（ｔ），
ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］の最初の構成要素からＬ個
ずつとり、かつ１つずつずらして抽出する。次いで、ベ
クトルｒｖK+1（ｔ）からベクトルｒｖ2K（ｔ）までを
抽出するときは、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝
［ｒ1（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］の各構成要
素の共役複素数の最後からＬ個ずつとり、かつ１つずつ
ずらして抽出する。
（ｔ）からベクトルｒｖK（ｔ）までを抽出するとき
は、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝［ｒ1（ｔ），
ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］の最初の構成要素からＬ個
ずつとり、かつ１つずつずらして抽出する。次いで、ベ
クトルｒｖK+1（ｔ）からベクトルｒｖ2K（ｔ）までを
抽出するときは、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝
［ｒ1（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］の各構成要
素の共役複素数の最後からＬ個ずつとり、かつ１つずつ
ずらして抽出する。
【００２２】従来技術のＦＢＳＳの方法による受信信号
データベクトルｒ（ｔ）の共分散部分行列は次式で表わ
すことができる。
データベクトルｒ（ｔ）の共分散部分行列は次式で表わ
すことができる。
【００２３】
【数１２】 ここで、
【数１３】 ここで、 である。
【００２４】上記数１２において、Ｓ（ｔ）Tは行列Ｓ
（ｔ）の転置行列を表し、以下同様である。上記数１２
においては、受信信号ベクトルの平均化によって雑音成
分を除去している。ここで、ｉ≠ｊのとき、コヒーレン
ト性を抑圧する係数であるデコリレーションファクタ
（decorrelation factor）Ｄｃｆの大きさは１未満であ
り、従って、入射受信信号Ｓi（ｔ）とＳj（ｔ）の間の
干渉性は上記デコリレーションファクタＤｃｆによっ
て、部分的又は完全に抑圧される（decorrelated）。
（ｔ）の転置行列を表し、以下同様である。上記数１２
においては、受信信号ベクトルの平均化によって雑音成
分を除去している。ここで、ｉ≠ｊのとき、コヒーレン
ト性を抑圧する係数であるデコリレーションファクタ
（decorrelation factor）Ｄｃｆの大きさは１未満であ
り、従って、入射受信信号Ｓi（ｔ）とＳj（ｔ）の間の
干渉性は上記デコリレーションファクタＤｃｆによっ
て、部分的又は完全に抑圧される（decorrelated）。
【００２５】次いで、共分散部分行列Ｃの固有値解析を
行い、その結果として、入射受信信号の数Ｐと、信号固
有ベクトルの数と、雑音固有ベクトルの数がすべてを検
出される。ここで、共分散部分行列Ｃの固有値解析によ
り次式を得る。
行い、その結果として、入射受信信号の数Ｐと、信号固
有ベクトルの数と、雑音固有ベクトルの数がすべてを検
出される。ここで、共分散部分行列Ｃの固有値解析によ
り次式を得る。
【００２６】
【数１４】
【００２７】ここで、μl（１≦ｌ≦Ｌ）は固有値であ
り、ａl（１≦ｌ≦Ｌ）は上記固有値μlに対応する共分
散部分行列Ｃの固有ベクトルである。ここで、すべての
入射受信信号が完全に、コヒーレント性が抑圧される
（decorrelated）とき、次式が成立する。
り、ａl（１≦ｌ≦Ｌ）は上記固有値μlに対応する共分
散部分行列Ｃの固有ベクトルである。ここで、すべての
入射受信信号が完全に、コヒーレント性が抑圧される
（decorrelated）とき、次式が成立する。
【００２８】
【数１５】μL≦…≦μP+1≪μP≦…≦μ1
【数１６】ａL⊥…⊥ａP+1⊥ａP⊥…⊥ａ1
【００２９】第ｐ番目に大きい固有値に対応するａ
l（１≦ｌ≦Ｐ）は信号固有ベクトルであり、より小さ
い（Ｌ−ｐ）の固有値に対応するａl（Ｐ＋１≦ｌ≦
Ｌ）は雑音固有ベクトルである。従来技術のＭＵＳＩＣ
法においては、μP+1≪μPを満足するμPを発見するこ
とによって、Ｐ個の入射受信信号の数を計数する。ＦＢ
ＳＳを用いるＭＵＳＩＣ法においては、共分散部分行列
Ｃの計算処理と、その固有値解析の両方のピークの計算
負荷又は計算コストは、ほぼＬ3のオーダーである。
l（１≦ｌ≦Ｐ）は信号固有ベクトルであり、より小さ
い（Ｌ−ｐ）の固有値に対応するａl（Ｐ＋１≦ｌ≦
Ｌ）は雑音固有ベクトルである。従来技術のＭＵＳＩＣ
法においては、μP+1≪μPを満足するμPを発見するこ
とによって、Ｐ個の入射受信信号の数を計数する。ＦＢ
ＳＳを用いるＭＵＳＩＣ法においては、共分散部分行列
Ｃの計算処理と、その固有値解析の両方のピークの計算
負荷又は計算コストは、ほぼＬ3のオーダーである。
【００３０】（Ｌ−Ｐ）個のＬ次元の雑音固有ベクトル
を用いてＤＯＡの入射角θを検出する。従来技術のＭＵ
ＳＩＣ法においては、ＤＯＡの入射角θは次式で表され
るＭＵＳＩＣの固有スペクトルΨを用いて検出し、当該
固有スペクトルΨのピーク値に対応するθnが入射角θ
である。
を用いてＤＯＡの入射角θを検出する。従来技術のＭＵ
ＳＩＣ法においては、ＤＯＡの入射角θは次式で表され
るＭＵＳＩＣの固有スペクトルΨを用いて検出し、当該
固有スペクトルΨのピーク値に対応するθnが入射角θ
である。
【００３１】
【数１７】
【００３２】上記数１７において、（ｄn，ａl）はベク
トルｄnとａlとの間の内積を表し、以下同様である。こ
こで、入射角θnは、高分解能を確立するように精細に
その間隔が設定され、また、アンテナ素子の方向ベクト
ルｄnは数５で定義される。入射角θnを−π／２からπ
／２へＮ回変化した場合、このときの計算負荷又は計算
コストはＮＬ（Ｌ−Ｐ）のオーダーである。
トルｄnとａlとの間の内積を表し、以下同様である。こ
こで、入射角θnは、高分解能を確立するように精細に
その間隔が設定され、また、アンテナ素子の方向ベクト
ルｄnは数５で定義される。入射角θnを−π／２からπ
／２へＮ回変化した場合、このときの計算負荷又は計算
コストはＮＬ（Ｌ−Ｐ）のオーダーである。
【００３３】図４は、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵ
ＳＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図４において、まず、ステップＳ１１において１フ
レーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を入力する。次いで、ステップＳ１２で、入力
した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）
から数８を満足するようにＬ次元の２Ｋ個のベクトルｒ
ｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出する。そして、ステ
ップＳ１３で、抽出されたベクトルｒｖk（ｔ）（１≦
ｋ≦２Ｋ）に基づいて、数１２を用いて共分散部分行列
Ｃを計算した後、ステップＳ１４で、共分散部分行列Ｃ
の固有値解析を行うことにより、固有値μl（１≦ｌ≦
Ｌ）及び共分散部分行列Ｃに対応する固有ベクトル
ａ1，ａ2，…，ａLを計算する。次いで、ステップＳ１
５で、固有ベクトルａ1，ａ2，…，ａLと、各アンテナ
素子の方向ベクトルｄnに基づいて数１７を用いて固有
スペクトルΨを計算し、ステップＳ１６で、計算された
固有スペクトルΨに基づいて少なくとも１個の極大値の
ピークを見つけそのピークの入射角θpeakを示す入射角
信号を出力する。さらに、ステップＳ１７で、次の１フ
レーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を入力した後、ステップＳ１２に戻り、上記の
処理を繰り返す。
ＳＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図４において、まず、ステップＳ１１において１フ
レーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を入力する。次いで、ステップＳ１２で、入力
した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）
から数８を満足するようにＬ次元の２Ｋ個のベクトルｒ
ｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出する。そして、ステ
ップＳ１３で、抽出されたベクトルｒｖk（ｔ）（１≦
ｋ≦２Ｋ）に基づいて、数１２を用いて共分散部分行列
Ｃを計算した後、ステップＳ１４で、共分散部分行列Ｃ
の固有値解析を行うことにより、固有値μl（１≦ｌ≦
Ｌ）及び共分散部分行列Ｃに対応する固有ベクトル
ａ1，ａ2，…，ａLを計算する。次いで、ステップＳ１
５で、固有ベクトルａ1，ａ2，…，ａLと、各アンテナ
素子の方向ベクトルｄnに基づいて数１７を用いて固有
スペクトルΨを計算し、ステップＳ１６で、計算された
固有スペクトルΨに基づいて少なくとも１個の極大値の
ピークを見つけそのピークの入射角θpeakを示す入射角
信号を出力する。さらに、ステップＳ１７で、次の１フ
レーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を入力した後、ステップＳ１２に戻り、上記の
処理を繰り返す。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】従来技術のＭＵＳＩＣ
法がすべての入射受信信号の全数を計数できない場合の
ＤＯＡの検出に関して議論することは意味のあることで
ある。ＭＵＳＩＣ法がＰ個の入射受信信号の数を正確に
計数する場合、もしくは、固有ベクトルａp（１≦ｐ≦
Ｐ）がすべての信号要素を含んでいる場合、ＤＯＡの入
射角θは数１７に示す固有スペクトルΨによって完全に
検出できる。しかしながら実際には、入射受信信号の数
Ｐは（μP+1／μP）≦Ｔhを満足するμPを見つけること
によって計数される。ここで、しきい値Ｔhは１未満に
適宜設定される。ＭＵＳＩＣ法は必ずしもすべての場合
において、すべての信号を計数することはないが、代わ
りにＥ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］が縮退した場合には入射
受信信号の正確な数より少ない検出を行う。この場合に
おいて、固有ベクトルａl（Ｐ＋１≦ｌ≦Ｌ）は、信号
要素の幾つかの部分を含み、また数１７における固有ス
ペクトルΨによるＤＯＡの検出精度は劣下するという問
題点があった。
法がすべての入射受信信号の全数を計数できない場合の
ＤＯＡの検出に関して議論することは意味のあることで
ある。ＭＵＳＩＣ法がＰ個の入射受信信号の数を正確に
計数する場合、もしくは、固有ベクトルａp（１≦ｐ≦
Ｐ）がすべての信号要素を含んでいる場合、ＤＯＡの入
射角θは数１７に示す固有スペクトルΨによって完全に
検出できる。しかしながら実際には、入射受信信号の数
Ｐは（μP+1／μP）≦Ｔhを満足するμPを見つけること
によって計数される。ここで、しきい値Ｔhは１未満に
適宜設定される。ＭＵＳＩＣ法は必ずしもすべての場合
において、すべての信号を計数することはないが、代わ
りにＥ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］が縮退した場合には入射
受信信号の正確な数より少ない検出を行う。この場合に
おいて、固有ベクトルａl（Ｐ＋１≦ｌ≦Ｌ）は、信号
要素の幾つかの部分を含み、また数１７における固有ス
ペクトルΨによるＤＯＡの検出精度は劣下するという問
題点があった。
【００３５】ＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法の計算負荷
又は計算コストは、雑音固有ベクトルを計算するために
用いられる複数の受信信号データからなる共分散行列の
固有値解析、並びに、ＭＵＳＩＣ法による固有スペクト
ルΨの解析のために、きわめて大きなものとなってい
る。固有スペクトルΨの固有値解析においては、考慮す
る方向性の範囲が精細に分割され、高分解能を保証して
いる。このことは、固有値解析において計算すべき雑音
固有ベクトルとともに、多くの方向について考慮しなけ
ればならないことを意味している。
又は計算コストは、雑音固有ベクトルを計算するために
用いられる複数の受信信号データからなる共分散行列の
固有値解析、並びに、ＭＵＳＩＣ法による固有スペクト
ルΨの解析のために、きわめて大きなものとなってい
る。固有スペクトルΨの固有値解析においては、考慮す
る方向性の範囲が精細に分割され、高分解能を保証して
いる。このことは、固有値解析において計算すべき雑音
固有ベクトルとともに、多くの方向について考慮しなけ
ればならないことを意味している。
【００３６】本発明の目的は以上の問題点を解決し、従
来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法による信号処理
装置に比較して、より小さい計算コストでＤＯＡの入射
角θを計算することができる信号処理装置を提供するこ
とにある。
来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法による信号処理
装置に比較して、より小さい計算コストでＤＯＡの入射
角θを計算することができる信号処理装置を提供するこ
とにある。
【００３７】
【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の信号処理装置は、１直線上に所定の間隔で並置され
た複数のセンサを用いて受信された複数の受信信号を受
信して処理することにより、上記複数の受信信号の到来
方向の入射角を演算する信号処理装置において、上記受
信された複数の受信信号に基づいて所定の時間間隔にお
ける上記受信された複数の受信信号の各受信ベクトルの
時間平均値である複数の期待値を演算する第１の演算手
段と、上記第１の演算手段によって演算された複数の期
待値に基づいて、上記複数の期待値で張られた空間にお
ける第１及び第２以上の信号基底ベクトルを演算する第
２の演算手段と、上記第２の演算手段によって演算され
た第１及び第２以上の信号基底ベクトルに基づいて、上
記第１及び第２以上の信号基底ベクトルと互いに直交す
る１個の雑音固有ベクトルを演算する第３の演算手段
と、上記第３の演算手段によって演算された１個の雑音
固有ベクトルと、上記複数のセンサの指向方向を示す複
数の方向ベクトルとに基づいて、複数の受信信号の分解
結果を示す固有スペクトルを演算し、演算された固有ス
ペクトルにおいて少なくとも１個の極大値のピークを検
出して、検出されたピークに対応する到来方向の入射角
を演算する第４の演算手段とを備えたことを特徴とす
る。
載の信号処理装置は、１直線上に所定の間隔で並置され
た複数のセンサを用いて受信された複数の受信信号を受
信して処理することにより、上記複数の受信信号の到来
方向の入射角を演算する信号処理装置において、上記受
信された複数の受信信号に基づいて所定の時間間隔にお
ける上記受信された複数の受信信号の各受信ベクトルの
時間平均値である複数の期待値を演算する第１の演算手
段と、上記第１の演算手段によって演算された複数の期
待値に基づいて、上記複数の期待値で張られた空間にお
ける第１及び第２以上の信号基底ベクトルを演算する第
２の演算手段と、上記第２の演算手段によって演算され
た第１及び第２以上の信号基底ベクトルに基づいて、上
記第１及び第２以上の信号基底ベクトルと互いに直交す
る１個の雑音固有ベクトルを演算する第３の演算手段
と、上記第３の演算手段によって演算された１個の雑音
固有ベクトルと、上記複数のセンサの指向方向を示す複
数の方向ベクトルとに基づいて、複数の受信信号の分解
結果を示す固有スペクトルを演算し、演算された固有ス
ペクトルにおいて少なくとも１個の極大値のピークを検
出して、検出されたピークに対応する到来方向の入射角
を演算する第４の演算手段とを備えたことを特徴とす
る。
【００３８】また、請求項２記載の信号処理装置は、請
求項１記載の信号処理装置において、上記第２の演算手
段は、上記第１の演算手段によって演算された複数の期
待値に基づいて、上記複数の期待値のうち最大の期待値
を有する第１の受信ベクトルを開始の第１の信号基底ベ
クトルとして選択し、第１の受信ベクトルの期待値と、
第２以上の各受信ベクトルの期待値との間の内積の値の
昇順で第２以上の受信ベクトルの期待値の順序を並べか
えて並べかえた結果を第２以上の受信ベクトルの期待値
として設定し、上記並べかえられた第２以上の受信ベク
トルの期待値と、上記第１の受信ベクトルの期待値と、
上記開始の第１の信号基底ベクトルとに基づいて第２以
上の信号基底ベクトルを演算することを特徴とする。
求項１記載の信号処理装置において、上記第２の演算手
段は、上記第１の演算手段によって演算された複数の期
待値に基づいて、上記複数の期待値のうち最大の期待値
を有する第１の受信ベクトルを開始の第１の信号基底ベ
クトルとして選択し、第１の受信ベクトルの期待値と、
第２以上の各受信ベクトルの期待値との間の内積の値の
昇順で第２以上の受信ベクトルの期待値の順序を並べか
えて並べかえた結果を第２以上の受信ベクトルの期待値
として設定し、上記並べかえられた第２以上の受信ベク
トルの期待値と、上記第１の受信ベクトルの期待値と、
上記開始の第１の信号基底ベクトルとに基づいて第２以
上の信号基底ベクトルを演算することを特徴とする。
【００３９】さらに、請求項３記載の信号処理装置は、
請求項１又は２記載の信号処理装置において、上記第４
の演算手段は、上記第３の演算手段によって演算された
１個の雑音固有ベクトルと、上記複数のセンサの指向方
向を示す複数の方向ベクトルとに基づいて、上記複数の
方向ベクトルの各方向ベクトルと、上記雑音固有ベクト
ルとの内積の２乗の逆数を、上記固有スペクトルとして
演算することを特徴とする。
請求項１又は２記載の信号処理装置において、上記第４
の演算手段は、上記第３の演算手段によって演算された
１個の雑音固有ベクトルと、上記複数のセンサの指向方
向を示す複数の方向ベクトルとに基づいて、上記複数の
方向ベクトルの各方向ベクトルと、上記雑音固有ベクト
ルとの内積の２乗の逆数を、上記固有スペクトルとして
演算することを特徴とする。
【００４０】また、請求項４記載の信号処理装置は、請
求項１、２又は３記載の信号処理装置において、上記第
４の演算手段によって演算された到来方向の入射角に基
づいて、上記複数のセンサの指向方向を上記入射角の方
向になるように制御する制御手段をさらに備えたことを
特徴とする。
求項１、２又は３記載の信号処理装置において、上記第
４の演算手段によって演算された到来方向の入射角に基
づいて、上記複数のセンサの指向方向を上記入射角の方
向になるように制御する制御手段をさらに備えたことを
特徴とする。
【００４１】さらに、請求項５記載の信号処理装置は、
請求項１乃至４のうちの１つに記載の信号処理装置にお
いて、上記複数のセンサは、複数のアンテナ素子である
ことを特徴とする。
請求項１乃至４のうちの１つに記載の信号処理装置にお
いて、上記複数のセンサは、複数のアンテナ素子である
ことを特徴とする。
【００４２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。
る実施形態について説明する。
【００４３】図１は、本発明に係る一実施形態である受
信信号処理装置の構成を示すブロック図である。本実施
形態の受信信号処理装置は、（ａ）１直線上に所定の間
隔で並置された複数Ｍ個のアンテナ素子１−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）からなるアレーアンテナ１００と、
（ｂ）複数Ｍ個の受信機２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）
と、（ｃ）複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）と、（ｄ）複数Ｍ個のＡ／Ｄ変換器４−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）と、（ｅ）複数Ｍ個のバッファメモリ
５−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）と、（ｆ）同相合成器６
と、（ｇ）復調器７と、を備えるとともに、（ｈ）従来
技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法を改善したスマー
トＭＵＳＩＣ（Smart MUltiple SIgnal Classificatio
n）法（以下、ＳＭＵＳＩＣ法という。）を用いて、複
数Ｍ個のアンテナ素子１−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）か
らなるアレーアンテナ１００によって受信されて受信機
２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）、移相器３−ｍ及びＡ／
Ｄ変換器４−ｍを介してバッファメモリ５−ｍから出力
される受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）を処理することにより、入射受信信号のＤＯＡの入
射角θpeakを検出して入射角θpeakを示す入射角信号を
出力する受信信号処理回路２０と、（ｉ）検出された入
射角θpeakの入射角信号に基づいて、アレーアンテナ１
００の指向方向が入射角θpeakとなるように複数Ｍ個の
移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の移相量θｓmを
移相するように制御する移相器コントローラ３０と、を
備えたことを特徴とする。
信信号処理装置の構成を示すブロック図である。本実施
形態の受信信号処理装置は、（ａ）１直線上に所定の間
隔で並置された複数Ｍ個のアンテナ素子１−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）からなるアレーアンテナ１００と、
（ｂ）複数Ｍ個の受信機２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）
と、（ｃ）複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）と、（ｄ）複数Ｍ個のＡ／Ｄ変換器４−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）と、（ｅ）複数Ｍ個のバッファメモリ
５−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）と、（ｆ）同相合成器６
と、（ｇ）復調器７と、を備えるとともに、（ｈ）従来
技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法を改善したスマー
トＭＵＳＩＣ（Smart MUltiple SIgnal Classificatio
n）法（以下、ＳＭＵＳＩＣ法という。）を用いて、複
数Ｍ個のアンテナ素子１−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）か
らなるアレーアンテナ１００によって受信されて受信機
２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）、移相器３−ｍ及びＡ／
Ｄ変換器４−ｍを介してバッファメモリ５−ｍから出力
される受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）を処理することにより、入射受信信号のＤＯＡの入
射角θpeakを検出して入射角θpeakを示す入射角信号を
出力する受信信号処理回路２０と、（ｉ）検出された入
射角θpeakの入射角信号に基づいて、アレーアンテナ１
００の指向方向が入射角θpeakとなるように複数Ｍ個の
移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の移相量θｓmを
移相するように制御する移相器コントローラ３０と、を
備えたことを特徴とする。
【００４４】図１において、アレーアンテナ１００の各
アンテナ素子１−ｍからバッファメモリ６−ｍまでの回
路においては、Ｍ個の系統の受信回路が設けられ、各系
統とも同一の受信回路で構成される。従って、ここで
は、１系統の受信回路のみについて説明する。アレーア
ンテナ１００のアンテナ素子１−ｍで受信された無線回
線の入射受信信号は、受信機２−ｍに入力され、受信機
２−ｍは、高周波増幅部と、周波数変換部と、中間周波
増幅部とを備え、入力された入射受信信号を増幅した
後、所定の中間周波数を有する中間周波信号に周波数変
換しかつ増幅して、移相器３−ｍに出力する。移相器３
−ｍは、当該装置の電源投入時又はリセット時にその移
相量θｓmが０に設定された後、移相器コントローラ３
０により制御される。移相器３−ｍは入力された入射受
信信号を上記移相量θｓmだけ移相した後、Ａ／Ｄ変換
器４−ｍに出力し、Ａ／Ｄ変換器４−ｍは、入力される
アナログ入射受信信号をディジタル入射受信信号のデー
タにＡ／Ｄ変換した後、Ａ／Ｄ変換後のディジタル入射
受信信号のデータを、例えば２フレーム分のディジタル
入射受信信号のデータを順次一時的に記憶するバッファ
メモリ５−ｍを介して同相合成器６及び受信信号処理回
路２０に出力する。ここで、同相合成器６は、入力され
る複数Ｍ個の入射受信信号のデータを同相合成した後、
復調器７に出力し、復調器７は、入力される入射受信信
号のデータを所定の復調方式で受信ベースバンド信号に
復調して出力する。
アンテナ素子１−ｍからバッファメモリ６−ｍまでの回
路においては、Ｍ個の系統の受信回路が設けられ、各系
統とも同一の受信回路で構成される。従って、ここで
は、１系統の受信回路のみについて説明する。アレーア
ンテナ１００のアンテナ素子１−ｍで受信された無線回
線の入射受信信号は、受信機２−ｍに入力され、受信機
２−ｍは、高周波増幅部と、周波数変換部と、中間周波
増幅部とを備え、入力された入射受信信号を増幅した
後、所定の中間周波数を有する中間周波信号に周波数変
換しかつ増幅して、移相器３−ｍに出力する。移相器３
−ｍは、当該装置の電源投入時又はリセット時にその移
相量θｓmが０に設定された後、移相器コントローラ３
０により制御される。移相器３−ｍは入力された入射受
信信号を上記移相量θｓmだけ移相した後、Ａ／Ｄ変換
器４−ｍに出力し、Ａ／Ｄ変換器４−ｍは、入力される
アナログ入射受信信号をディジタル入射受信信号のデー
タにＡ／Ｄ変換した後、Ａ／Ｄ変換後のディジタル入射
受信信号のデータを、例えば２フレーム分のディジタル
入射受信信号のデータを順次一時的に記憶するバッファ
メモリ５−ｍを介して同相合成器６及び受信信号処理回
路２０に出力する。ここで、同相合成器６は、入力され
る複数Ｍ個の入射受信信号のデータを同相合成した後、
復調器７に出力し、復調器７は、入力される入射受信信
号のデータを所定の復調方式で受信ベースバンド信号に
復調して出力する。
【００４５】受信信号処理回路２０は、図２に示すよう
に、例えば、ディジタル計算機などのコンピュータで構
成され、改善されたＳＭＵＳＩＣ法を用いて、バッファ
メモリ５−ｍから出力される受信信号データｒm（ｔ）
（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を処理することにより、固有ス
ペクトルΨを計算してＣＲＴディスプレイ１７に出力し
て表示するとともに、計算された固有スペクトルΨにお
ける極大値のピークを見つけ、そのピークに対応する入
射受信信号のＤＯＡの入射角θpeakを検出して入射角θ
peakを示す入射角信号を移相器コントローラ３０に出力
する。次いで、移相器コントローラ３０は、検出された
入射角θpeakの入射角信号に基づいて、公知の方法を用
いて、アレーアンテナ１００の指向方向が入射角θpeak
となるように複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）の移相量θｓmを移相するように制御する。
に、例えば、ディジタル計算機などのコンピュータで構
成され、改善されたＳＭＵＳＩＣ法を用いて、バッファ
メモリ５−ｍから出力される受信信号データｒm（ｔ）
（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を処理することにより、固有ス
ペクトルΨを計算してＣＲＴディスプレイ１７に出力し
て表示するとともに、計算された固有スペクトルΨにお
ける極大値のピークを見つけ、そのピークに対応する入
射受信信号のＤＯＡの入射角θpeakを検出して入射角θ
peakを示す入射角信号を移相器コントローラ３０に出力
する。次いで、移相器コントローラ３０は、検出された
入射角θpeakの入射角信号に基づいて、公知の方法を用
いて、アレーアンテナ１００の指向方向が入射角θpeak
となるように複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）の移相量θｓmを移相するように制御する。
【００４６】図２は、図１の受信信号処理回路２０の構
成を示すブロック図である。図２において、受信信号処
理回路２０は、当該処理回路２０の演算制御の処理を実
行するためのＣＰＵ（中央演算処理装置）１０と、ＣＰ
Ｕ１０が実行する詳細後述の受信信号処理のプログラム
及びそれを実行するために必要なデータを予め記憶する
ＲＯＭ１１と、ＣＰＵ１０のワークエリアとして用いら
れるＲＡＭ１２と、上記受信信号処理を実行するときに
種々のデータを一時的に記憶するためのデータメモリ１
３と、２個のインタフェース１４，１５とを備え、これ
らの回路１０乃至１５は、互いにバス１６を介して接続
される。図１のバッファメモリ５−ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）は、バス１６を介してＣＰＵ１０に接続され、
ＣＰＵ１０は、信号変換などの処理を行うインタフェー
ス１４を介して移相器コントローラ３０に接続されると
ともに、ＣＰＵ１０は、信号変換などの処理を行うイン
タフェース１５を介してＣＲＴディスプレイ１７に接続
される。ここで、データメモリ１３は、（ａ）バッファ
メモリ５−ｍから読み出される受信信号データｒ
m（ｔ）を一時的に記憶する受信信号データメモリ２１
と、（ｂ）受信信号処理における計算途中データである
信号基底ベクトルａk（ｋ＝１，２，…，Ｐ）を一時的
に記憶する信号基底ベクトルメモリ２２と、（ｃ）受信
信号処理における計算途中データである期待値Ｅ［ｒｖ
k（ｔ）］（ｋ＝１，２，…，２Ｋ）を一時的に記憶す
る期待値メモリ２３と、（ｄ）受信信号処理における計
算途中データである単位ベクトルｕを一時的に記憶する
単位ベクトルメモリ２４と、（ｅ）受信信号処理におけ
る計算途中データである雑音固有ベクトルａNを一時的
に記憶する雑音固有ベクトルメモリ２５と、（ｆ）受信
信号処理における計算結果である固有スペクトルΨを一
時的に記憶する固有スペクトルメモリ２６と、を備え
る。
成を示すブロック図である。図２において、受信信号処
理回路２０は、当該処理回路２０の演算制御の処理を実
行するためのＣＰＵ（中央演算処理装置）１０と、ＣＰ
Ｕ１０が実行する詳細後述の受信信号処理のプログラム
及びそれを実行するために必要なデータを予め記憶する
ＲＯＭ１１と、ＣＰＵ１０のワークエリアとして用いら
れるＲＡＭ１２と、上記受信信号処理を実行するときに
種々のデータを一時的に記憶するためのデータメモリ１
３と、２個のインタフェース１４，１５とを備え、これ
らの回路１０乃至１５は、互いにバス１６を介して接続
される。図１のバッファメモリ５−ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）は、バス１６を介してＣＰＵ１０に接続され、
ＣＰＵ１０は、信号変換などの処理を行うインタフェー
ス１４を介して移相器コントローラ３０に接続されると
ともに、ＣＰＵ１０は、信号変換などの処理を行うイン
タフェース１５を介してＣＲＴディスプレイ１７に接続
される。ここで、データメモリ１３は、（ａ）バッファ
メモリ５−ｍから読み出される受信信号データｒ
m（ｔ）を一時的に記憶する受信信号データメモリ２１
と、（ｂ）受信信号処理における計算途中データである
信号基底ベクトルａk（ｋ＝１，２，…，Ｐ）を一時的
に記憶する信号基底ベクトルメモリ２２と、（ｃ）受信
信号処理における計算途中データである期待値Ｅ［ｒｖ
k（ｔ）］（ｋ＝１，２，…，２Ｋ）を一時的に記憶す
る期待値メモリ２３と、（ｄ）受信信号処理における計
算途中データである単位ベクトルｕを一時的に記憶する
単位ベクトルメモリ２４と、（ｅ）受信信号処理におけ
る計算途中データである雑音固有ベクトルａNを一時的
に記憶する雑音固有ベクトルメモリ２５と、（ｆ）受信
信号処理における計算結果である固有スペクトルΨを一
時的に記憶する固有スペクトルメモリ２６と、を備え
る。
【００４７】次いで、本発明に係る実施形態で用いるＳ
ＭＵＳＩＣ法のアルゴリズムについて、説明する。本実
施形態のＳＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コストは、
詳細後述するように、従来技術のＭＵＳＩＣ法のそれよ
り遙かに小さいことを理論的に証明するが、このことは
ＳＭＵＳＩＣ法が受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖ
k（ｔ）］で張られた空間の信号基底ベクトル（ＭＵＳ
ＩＣ法では信号固有ベクトルと考えられている。）を計
算するためであり、この固有ベクトルの発見方法は固有
値解析のそれとは異なるものである。
ＭＵＳＩＣ法のアルゴリズムについて、説明する。本実
施形態のＳＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コストは、
詳細後述するように、従来技術のＭＵＳＩＣ法のそれよ
り遙かに小さいことを理論的に証明するが、このことは
ＳＭＵＳＩＣ法が受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖ
k（ｔ）］で張られた空間の信号基底ベクトル（ＭＵＳ
ＩＣ法では信号固有ベクトルと考えられている。）を計
算するためであり、この固有ベクトルの発見方法は固有
値解析のそれとは異なるものである。
【００４８】従来技術のＭＵＳＩＣ法においては、受信
信号データｒ（ｔ）で構成されるＣ共分散部分行列の固
有値解析によって信号固有ベクトル及び雑音固有ベクト
ルを計算する。しかしながら、本発明に係る実施形態の
ＳＭＵＳＩＣ法においては、複数Ｐ個の信号基底ベクト
ル（従来技術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクトル
に対応する。）と、ただ１つの雑音固有ベクトルを計算
するため、必要な計算量が従来技術のＭＵＳＩＣ法より
少ない。
信号データｒ（ｔ）で構成されるＣ共分散部分行列の固
有値解析によって信号固有ベクトル及び雑音固有ベクト
ルを計算する。しかしながら、本発明に係る実施形態の
ＳＭＵＳＩＣ法においては、複数Ｐ個の信号基底ベクト
ル（従来技術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクトル
に対応する。）と、ただ１つの雑音固有ベクトルを計算
するため、必要な計算量が従来技術のＭＵＳＩＣ法より
少ない。
【００４９】本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法においては、
入射受信信号の数を計数し、受信信号データの期待値Ｅ
［ｒｖk（ｔ）］で張られた空間における信号基底ベク
トルを計算する。ここで、期待値とは、例えば１フレー
ムなどの一定の時間に対する時間平均値である。また、
従来技術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクトルに対
応する信号基底ベクトルの計算負荷を計算する。このた
め、次式によって写像された、受信信号データの期待値
Ｅ［ｒｖk（ｔ）］で張られた空間における開始信号基
底ベクトルａ1をまず選択する。
入射受信信号の数を計数し、受信信号データの期待値Ｅ
［ｒｖk（ｔ）］で張られた空間における信号基底ベク
トルを計算する。ここで、期待値とは、例えば１フレー
ムなどの一定の時間に対する時間平均値である。また、
従来技術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクトルに対
応する信号基底ベクトルの計算負荷を計算する。このた
め、次式によって写像された、受信信号データの期待値
Ｅ［ｒｖk（ｔ）］で張られた空間における開始信号基
底ベクトルａ1をまず選択する。
【００５０】
【数１８】
【００５１】上記数１８において、その右辺は、自然数
の変数ｋを１からＫまで変化したときに、期待値Ｅ［ｒ
ｖk（ｔ）］の大きさが最大であるときのベクトルｒｖk
（ｔ）を表わす。ここで、開始信号基底ベクトルａ
1を、従来技術のＭＵＳＩＣ法における共分散部分行列
Ｃの最大の固有値に対応する固有ベクトルと考えられ
る。次いで、次式の不等式を満たすように、受信信号デ
ータの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（２≦ｋ≦２Ｋ）を｜
（Ｅ［ｒｖ1（ｔ）］＊,Ｅ［ｒｖk（ｔ）］）｜,（２≦
ｋ≦２Ｋ）の大きさの順序、すなわち、その昇順で並べ
換えて、並べ換えた結果を期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］に
設定する。
の変数ｋを１からＫまで変化したときに、期待値Ｅ［ｒ
ｖk（ｔ）］の大きさが最大であるときのベクトルｒｖk
（ｔ）を表わす。ここで、開始信号基底ベクトルａ
1を、従来技術のＭＵＳＩＣ法における共分散部分行列
Ｃの最大の固有値に対応する固有ベクトルと考えられ
る。次いで、次式の不等式を満たすように、受信信号デ
ータの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（２≦ｋ≦２Ｋ）を｜
（Ｅ［ｒｖ1（ｔ）］＊,Ｅ［ｒｖk（ｔ）］）｜,（２≦
ｋ≦２Ｋ）の大きさの順序、すなわち、その昇順で並べ
換えて、並べ換えた結果を期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］に
設定する。
【００５２】
【数１９】｜(Ｅ[ｒｖ1(t)]＊,Ｅ[ｒｖ2(t)])｜≦｜(Ｅ
[ｒｖ1(t)]＊,Ｅ[ｒｖ3(t)])｜≦…≦｜(Ｅ[ｒｖ1(t)]
＊，Ｅ[ｒｖ2K(t)])｜
[ｒｖ1(t)]＊,Ｅ[ｒｖ3(t)])｜≦…≦｜(Ｅ[ｒｖ1(t)]
＊，Ｅ[ｒｖ2K(t)])｜
【００５３】次いで、受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖ
k（ｔ）］で張られた空間におけるその他の信号基底ベ
クトルａk（２≦ｋ≦Ｐ）を次式の反復演算により計算
する。
k（ｔ）］で張られた空間におけるその他の信号基底ベ
クトルａk（２≦ｋ≦Ｐ）を次式の反復演算により計算
する。
【００５４】
【数２０】
【００５５】Ｐ個の入射受信信号の数は、０と仮定され
た｜ａP+1｜の値を見つけることにより計数される。 信
号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）の計算負荷は、Ｐ＝
１のときＫＬのオーダーであって、Ｐ≧２のとき、３Ｋ
Ｌ＋Σk=3 P｛２Ｌ（Ｋ−１）｝である。
た｜ａP+1｜の値を見つけることにより計数される。 信
号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）の計算負荷は、Ｐ＝
１のときＫＬのオーダーであって、Ｐ≧２のとき、３Ｋ
Ｌ＋Σk=3 P｛２Ｌ（Ｋ−１）｝である。
【００５６】従来技術のＭＵＳＩＣ法においては、（Ｌ
−Ｐ）個の雑音固有ベクトルが計算される。ここで、基
底ベクトルの次元数Ｌは、好ましくは、アンテナ素子１
−ｍの数Ｍの約０．８倍に設定される。しかしながら、
ＤＯＡの入射角θの検出が信号固有ベクトルは雑音固有
ベクトルに直交するという理論に基づいている限り、理
論上はただ１つの雑音固有ベクトルを計算するだけでＤ
ＯＡの入射角θの検出が可能である。従って、本実施形
態のＳＭＵＳＩＣ法においては、ＤＯＡの入射角θの検
出に有効なただ１つの雑音固有ベクトルのみを計算す
る。さらに、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法における複数
Ｐ個の信号基底ベクトルと、１つの雑音固有ベクトルと
の両方の計算負荷又は計算コストが、従来技術のＭＵＳ
ＩＣ法における共分散部分行列Ｃの計算及びその固有値
解析のための計算負荷又は計算コストに比較して、極め
て小さいことを証明する。このために、まず、次式を満
たす数Ｌiを求める。
−Ｐ）個の雑音固有ベクトルが計算される。ここで、基
底ベクトルの次元数Ｌは、好ましくは、アンテナ素子１
−ｍの数Ｍの約０．８倍に設定される。しかしながら、
ＤＯＡの入射角θの検出が信号固有ベクトルは雑音固有
ベクトルに直交するという理論に基づいている限り、理
論上はただ１つの雑音固有ベクトルを計算するだけでＤ
ＯＡの入射角θの検出が可能である。従って、本実施形
態のＳＭＵＳＩＣ法においては、ＤＯＡの入射角θの検
出に有効なただ１つの雑音固有ベクトルのみを計算す
る。さらに、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法における複数
Ｐ個の信号基底ベクトルと、１つの雑音固有ベクトルと
の両方の計算負荷又は計算コストが、従来技術のＭＵＳ
ＩＣ法における共分散部分行列Ｃの計算及びその固有値
解析のための計算負荷又は計算コストに比較して、極め
て小さいことを証明する。このために、まず、次式を満
たす数Ｌiを求める。
【００５７】
【数２１】
【００５８】上記数２１において、その右辺は、自然数
の変数ｌを１からＬまで変化したときに、ベクトルａ1
（ｌ）の大きさが最大になるときのベクトルａ1（ｌ）
の大きさの値を表し、以下同様である。次いで、次式の
ように単位ベクトルｕを確立する。
の変数ｌを１からＬまで変化したときに、ベクトルａ1
（ｌ）の大きさが最大になるときのベクトルａ1（ｌ）
の大きさの値を表し、以下同様である。次いで、次式の
ように単位ベクトルｕを確立する。
【００５９】
【数２２】
【００６０】次いで、すべての信号基底ベクトルａ
k（１≦ｋ≦Ｐ）を計算した後、次式を用いて１つの雑
音固有ベクトルａNを計算する。
k（１≦ｋ≦Ｐ）を計算した後、次式を用いて１つの雑
音固有ベクトルａNを計算する。
【００６１】
【数２３】
【００６２】雑音固有ベクトルａNの計算負荷又は計算
コストは、Ｌ（Ｐ＋１）のオーダーである。従って、複
数Ｐ個の信号基底ベクトル及び１つの雑音固有ベクトル
のためのＳＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コストは、
Ｐ≧２のときにＬ｛３Ｋ＋（Ｐ＋１）2−６｝のオーダ
ーであり、Ｌ＝４Ｋのとき（これは、非現実的な仮定で
はない。）はＬ2のオーダーである。しかしながら、従
来技術のＭＵＳＩＣ法における固有値解析のための計算
負荷又は計算コストは概ねＬ3（＞Ｌ2）のオーダーであ
る。
コストは、Ｌ（Ｐ＋１）のオーダーである。従って、複
数Ｐ個の信号基底ベクトル及び１つの雑音固有ベクトル
のためのＳＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コストは、
Ｐ≧２のときにＬ｛３Ｋ＋（Ｐ＋１）2−６｝のオーダ
ーであり、Ｌ＝４Ｋのとき（これは、非現実的な仮定で
はない。）はＬ2のオーダーである。しかしながら、従
来技術のＭＵＳＩＣ法における固有値解析のための計算
負荷又は計算コストは概ねＬ3（＞Ｌ2）のオーダーであ
る。
【００６３】本発明者は、ＳＭＵＳＩＣ法のために、簡
単なＭＵＳＩＣ法の固有スペクトルΨを計算することを
提案し、その計算負荷又は計算コストを評価する。従来
技術のＭＵＳＩＣ法においては、（Ｌ−Ｐ）個の雑音固
有ベクトルを使用して数１７における固有スペクトルΨ
を決定している。しかしながら、本発明に係る実施形態
のＳＭＵＳＩＣ法においては、１つの雑音固有ベクトル
のみを利用する。ＤＯＡの入射角θは次式の固有スペク
トルΨを用いて検出する。
単なＭＵＳＩＣ法の固有スペクトルΨを計算することを
提案し、その計算負荷又は計算コストを評価する。従来
技術のＭＵＳＩＣ法においては、（Ｌ−Ｐ）個の雑音固
有ベクトルを使用して数１７における固有スペクトルΨ
を決定している。しかしながら、本発明に係る実施形態
のＳＭＵＳＩＣ法においては、１つの雑音固有ベクトル
のみを利用する。ＤＯＡの入射角θは次式の固有スペク
トルΨを用いて検出する。
【００６４】
【数２４】Ψ＝１／｜（ｄn，ａN）｜2，−（π／２）
≦θn≦π／２
≦θn≦π／２
【００６５】従って、上記数２４における固有スペクト
ルΨに対する計算負荷又は計算コストはＮＬのオーダー
である一方、従来技術のＭＵＳＩＣ法における計算負荷
又は計算コストはＮＬ（Ｌ−Ｐ）のオーダーである。
ルΨに対する計算負荷又は計算コストはＮＬのオーダー
である一方、従来技術のＭＵＳＩＣ法における計算負荷
又は計算コストはＮＬ（Ｌ−Ｐ）のオーダーである。
【００６６】次いで、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法がす
べての入射受信信号の数を計数できない場合のＤＯＡの
入射角θの検出について検討する。Ｐ個の入射受信信号
の数が正確に計数される場合、もしくは、信号基底ベク
トルａk（１≦ｋ≦Ｐ）がすべての信号要素を含んでい
る場合、ＤＯＡの入射角θは上記数２４の固有スペクト
ルΨによって完全に検出される。しかしながら、実際に
は、数２０の反復演算が停止され、入射受信信号の数Ｐ
が決定されたときに、｜ａP+1｜／｜ａ1｜≦Ｔh（ここ
で、しきい値Ｔhは１未満に適宜設定される。）を満足
する値｜ａP+1｜を計算することができる。ただＰi個の
信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐi＜Ｐ）が計算され、
雑音固有ベクトルａNを検出するために用いられるとき
に、雑音固有ベクトルａNとＰ個の信号固有ベクトルａk
（１≦ｋ≦Ｐ）間の直交性は、次式で表わすことができ
る。
べての入射受信信号の数を計数できない場合のＤＯＡの
入射角θの検出について検討する。Ｐ個の入射受信信号
の数が正確に計数される場合、もしくは、信号基底ベク
トルａk（１≦ｋ≦Ｐ）がすべての信号要素を含んでい
る場合、ＤＯＡの入射角θは上記数２４の固有スペクト
ルΨによって完全に検出される。しかしながら、実際に
は、数２０の反復演算が停止され、入射受信信号の数Ｐ
が決定されたときに、｜ａP+1｜／｜ａ1｜≦Ｔh（ここ
で、しきい値Ｔhは１未満に適宜設定される。）を満足
する値｜ａP+1｜を計算することができる。ただＰi個の
信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐi＜Ｐ）が計算され、
雑音固有ベクトルａNを検出するために用いられるとき
に、雑音固有ベクトルａNとＰ個の信号固有ベクトルａk
（１≦ｋ≦Ｐ）間の直交性は、次式で表わすことができ
る。
【００６７】
【数２５】 ｜（ａk＊／｜ａk｜，ａN／｜ａN｜）｜ ＝０，（１≦ｋ≦Ｐi） ＝｜（ａk＊／｜ａk｜，ｕ／｜ａN｜）｜ ＝｜ａk（Ｌi）＊｜／（｜ａk｜｜ａN｜），（Ｐi＋１≦ｋ≦Ｐ）
【００６８】ここで、｜ａN｜はｋに独立している。｜
ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜｜ａN｜又は｜ａk（Ｌi）＊｜
／｜ａk｜（Ｐi＋１≦ｋ≦Ｑi≦Ｐ）を０と仮定できる
場合、雑音固有ベクトルａNは信号基底ベクトルａk（１
≦ｋ≦Ｑi≦Ｐ）と直交する。このことは、本実施形態
のＳＭＵＳＩＣ法においては、Ｑi個のＤＯＡの入射角
θを、雑音固有ベクトルａNを用いて検出することがで
きることを意味している。ただし、雑音固有ベクトルａ
Nは、Ｐi個の信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐi≦Ｑi
≦Ｐ）のみを用いて計算される。従って、本実施形態の
ＳＭＵＳＩＣ法が計数できる入射受信信号の数Ｑiは、
｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜（Ｐi＋１≦ｋ≦２Ｋ）の解
析によって検出することができる。Ｑi＝Ｐの場合にお
いて、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法はすべての入射受信
信号を分解して決定することができる。
ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜｜ａN｜又は｜ａk（Ｌi）＊｜
／｜ａk｜（Ｐi＋１≦ｋ≦Ｑi≦Ｐ）を０と仮定できる
場合、雑音固有ベクトルａNは信号基底ベクトルａk（１
≦ｋ≦Ｑi≦Ｐ）と直交する。このことは、本実施形態
のＳＭＵＳＩＣ法においては、Ｑi個のＤＯＡの入射角
θを、雑音固有ベクトルａNを用いて検出することがで
きることを意味している。ただし、雑音固有ベクトルａ
Nは、Ｐi個の信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐi≦Ｑi
≦Ｐ）のみを用いて計算される。従って、本実施形態の
ＳＭＵＳＩＣ法が計数できる入射受信信号の数Ｑiは、
｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜（Ｐi＋１≦ｋ≦２Ｋ）の解
析によって検出することができる。Ｑi＝Ｐの場合にお
いて、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法はすべての入射受信
信号を分解して決定することができる。
【００６９】図３は、本発明に係る実施形態のＳＭＵＳ
ＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図３において、まず、ステップＳ１において１フレ
ーム分の受信信号データｒm（ｔ）（自然数ｍ＝１，
２，…，Ｍ）をバッファメモリ５−ｍから読み出して受
信信号データメモリ２１に記憶する。次いで、ステップ
Ｓ２で、読み出した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）に基づいて受信信号データの期待値Ｅ
［ｒｖk（ｔ）］（１≦ｋ≦２Ｋ）を計算して期待値メ
モリ２３に記憶した後、数１８を用いて開始信号基底ベ
クトルａ1を選択して信号基底ベクトルメモリ２２に記
憶する。そして、ステップＳ３において、数１９を満足
するように受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］
（２≦ｋ≦２Ｋ）の順序を並べ換えて、並べ換えた結果
を期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（２≦ｋ≦２Ｋ）とする。
次いで、ステップＳ４において、開始信号基底ベクトル
ａ1と受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（１≦
ｋ≦２Ｋ）に基づいて数２０を用いて他の信号基底ベク
トルａk（２≦ｋ≦Ｐ）を計算して信号基底ベクトルメ
モリ２２に記憶し、ステップＳ５において、数２１を満
足する番号Ｌiを見つける。そして、ステップＳ６にお
いて、数２２を用いて単位ベクトルｕを計算して単位ベ
クトルメモリ２４に記憶する。さらに、ステップＳ７に
おいて、単位ベクトルｕと、信号基底ベクトルａk（１
≦ｋ≦Ｐ）に基づいて雑音固有ベクトルａNを計算して
雑音固有ベクトルメモリ２５に記憶し、ステップＳ８に
おいて、計算された雑音固有ベクトルａNと各アンテナ
素子１−ｍの方向ベクトルｄnに基づいて数２４を用い
て固有スペクトルΨを計算して固有スペクトルメモリ２
６に記憶する。次いで、ステップＳ９において、計算さ
れた固有スペクトルΨに基づいて少なくとも１個の極大
値のピークを見つけ、そのピークの入射角θpeakを検出
し、当該入射角θpeakを示す入射角信号を移相器コント
ローラ１１に出力する。さらに、バッファメモリ５−ｍ
から次の１フレーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ
＝１，２，…，Ｍ）を読み出して受信信号データメモリ
２１に記憶した後、ステップＳ２に戻り、上記の処理を
繰り返す。
ＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図３において、まず、ステップＳ１において１フレ
ーム分の受信信号データｒm（ｔ）（自然数ｍ＝１，
２，…，Ｍ）をバッファメモリ５−ｍから読み出して受
信信号データメモリ２１に記憶する。次いで、ステップ
Ｓ２で、読み出した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）に基づいて受信信号データの期待値Ｅ
［ｒｖk（ｔ）］（１≦ｋ≦２Ｋ）を計算して期待値メ
モリ２３に記憶した後、数１８を用いて開始信号基底ベ
クトルａ1を選択して信号基底ベクトルメモリ２２に記
憶する。そして、ステップＳ３において、数１９を満足
するように受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］
（２≦ｋ≦２Ｋ）の順序を並べ換えて、並べ換えた結果
を期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（２≦ｋ≦２Ｋ）とする。
次いで、ステップＳ４において、開始信号基底ベクトル
ａ1と受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（１≦
ｋ≦２Ｋ）に基づいて数２０を用いて他の信号基底ベク
トルａk（２≦ｋ≦Ｐ）を計算して信号基底ベクトルメ
モリ２２に記憶し、ステップＳ５において、数２１を満
足する番号Ｌiを見つける。そして、ステップＳ６にお
いて、数２２を用いて単位ベクトルｕを計算して単位ベ
クトルメモリ２４に記憶する。さらに、ステップＳ７に
おいて、単位ベクトルｕと、信号基底ベクトルａk（１
≦ｋ≦Ｐ）に基づいて雑音固有ベクトルａNを計算して
雑音固有ベクトルメモリ２５に記憶し、ステップＳ８に
おいて、計算された雑音固有ベクトルａNと各アンテナ
素子１−ｍの方向ベクトルｄnに基づいて数２４を用い
て固有スペクトルΨを計算して固有スペクトルメモリ２
６に記憶する。次いで、ステップＳ９において、計算さ
れた固有スペクトルΨに基づいて少なくとも１個の極大
値のピークを見つけ、そのピークの入射角θpeakを検出
し、当該入射角θpeakを示す入射角信号を移相器コント
ローラ１１に出力する。さらに、バッファメモリ５−ｍ
から次の１フレーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ
＝１，２，…，Ｍ）を読み出して受信信号データメモリ
２１に記憶した後、ステップＳ２に戻り、上記の処理を
繰り返す。
【００７０】すなわち、本実施形態の受信信号処理回路
は、１直線上に所定の間隔で並置された複数のアンテナ
素子１−ｍを用いて受信された複数の受信信号を受信し
て処理することにより、上記複数の受信信号の到来方向
の入射角を演算する受信信号処理回路であって、（ａ）
ステップＳ２に示すように、上記受信された複数の受信
信号に基づいて所定の時間間隔における上記受信された
複数の受信信号の各受信ベクトルの時間平均値である複
数の期待値を演算し、（ｂ）ステップＳ２、Ｓ３及びＳ
４に示すように、演算された複数の期待値に基づいて、
上記複数の期待値で張られた空間における第１及び第２
以上の信号基底ベクトルを演算し、（ｃ）ステップＳ７
に示すように、演算された第１及び第２以上の信号基底
ベクトルに基づいて、上記第１及び第２以上の信号基底
ベクトルと互いに直交する１個の雑音固有ベクトルを演
算し、（ｄ）ステップＳ８及びＳ９に示すように、演算
された１個の雑音固有ベクトルと、上記複数のアンテナ
素子１−ｍの指向方向を示す複数の方向ベクトルとに基
づいて、複数の受信信号の分解結果を示す固有スペクト
ルを演算し、演算された固有スペクトルにおいて少なく
とも１個の極大値のピークを検出して、検出されたピー
クに対応する到来方向の入射角を演算する。
は、１直線上に所定の間隔で並置された複数のアンテナ
素子１−ｍを用いて受信された複数の受信信号を受信し
て処理することにより、上記複数の受信信号の到来方向
の入射角を演算する受信信号処理回路であって、（ａ）
ステップＳ２に示すように、上記受信された複数の受信
信号に基づいて所定の時間間隔における上記受信された
複数の受信信号の各受信ベクトルの時間平均値である複
数の期待値を演算し、（ｂ）ステップＳ２、Ｓ３及びＳ
４に示すように、演算された複数の期待値に基づいて、
上記複数の期待値で張られた空間における第１及び第２
以上の信号基底ベクトルを演算し、（ｃ）ステップＳ７
に示すように、演算された第１及び第２以上の信号基底
ベクトルに基づいて、上記第１及び第２以上の信号基底
ベクトルと互いに直交する１個の雑音固有ベクトルを演
算し、（ｄ）ステップＳ８及びＳ９に示すように、演算
された１個の雑音固有ベクトルと、上記複数のアンテナ
素子１−ｍの指向方向を示す複数の方向ベクトルとに基
づいて、複数の受信信号の分解結果を示す固有スペクト
ルを演算し、演算された固有スペクトルにおいて少なく
とも１個の極大値のピークを検出して、検出されたピー
クに対応する到来方向の入射角を演算する。
【００７１】ここで、上記第１及び第２以上の信号基底
ベクトルを演算するためには、好ましくは、演算された
複数の期待値に基づいて、上記複数の期待値のうち最大
の期待値を有する第１の受信ベクトルを開始の第１の信
号基底ベクトルとして選択し、第１の受信ベクトルの期
待値と、第２以上の各受信ベクトルの期待値との間の内
積の値の昇順で第２以上の受信ベクトルの期待値の順序
を並べかえて並べかえた結果を第２以上の受信ベクトル
の期待値として設定し、上記並べかえられた第２以上の
受信ベクトルの期待値と、上記第１の受信ベクトルの期
待値と、上記開始の第１の信号基底ベクトルとに基づい
て第２以上の信号基底ベクトルを演算する。
ベクトルを演算するためには、好ましくは、演算された
複数の期待値に基づいて、上記複数の期待値のうち最大
の期待値を有する第１の受信ベクトルを開始の第１の信
号基底ベクトルとして選択し、第１の受信ベクトルの期
待値と、第２以上の各受信ベクトルの期待値との間の内
積の値の昇順で第２以上の受信ベクトルの期待値の順序
を並べかえて並べかえた結果を第２以上の受信ベクトル
の期待値として設定し、上記並べかえられた第２以上の
受信ベクトルの期待値と、上記第１の受信ベクトルの期
待値と、上記開始の第１の信号基底ベクトルとに基づい
て第２以上の信号基底ベクトルを演算する。
【００７２】また、上記固有スペクトルとして演算する
ためには、好ましくは、演算された１個の雑音固有ベク
トルと、上記複数のセンサの指向方向を示す複数の方向
ベクトルとに基づいて、上記複数の方向ベクトルの各方
向ベクトルと、上記雑音固有ベクトルとの内積の２乗の
逆数を、上記固有スペクトルとして演算する。
ためには、好ましくは、演算された１個の雑音固有ベク
トルと、上記複数のセンサの指向方向を示す複数の方向
ベクトルとに基づいて、上記複数の方向ベクトルの各方
向ベクトルと、上記雑音固有ベクトルとの内積の２乗の
逆数を、上記固有スペクトルとして演算する。
【００７３】
【実施例】本発明者は、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭ
ＵＳＩＣ法と、本発明に係る実施形態のＳＭＵＳＩＣ法
との比較を行うために、数値シミュレーションを行っ
た。ここでは、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法がすべての
入射受信信号を検出できない場合に、ＳＭＵＳＩＣ法
が、前述した方法で検出される信号固有ベクトルの数を
示すＰi、及び、ＳＭＵＳＩＣ法が検出可能な信号の数
を示すＱiを検出することを数値シミュレーションによ
って確認する。また、ＳＭＵＳＩＣ法によるＣＰＵの処
理時間、及び分解能の限界値を、従来技術のＭＵＳＩＣ
法と比較して測定する。
ＵＳＩＣ法と、本発明に係る実施形態のＳＭＵＳＩＣ法
との比較を行うために、数値シミュレーションを行っ
た。ここでは、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法がすべての
入射受信信号を検出できない場合に、ＳＭＵＳＩＣ法
が、前述した方法で検出される信号固有ベクトルの数を
示すＰi、及び、ＳＭＵＳＩＣ法が検出可能な信号の数
を示すＱiを検出することを数値シミュレーションによ
って確認する。また、ＳＭＵＳＩＣ法によるＣＰＵの処
理時間、及び分解能の限界値を、従来技術のＭＵＳＩＣ
法と比較して測定する。
【００７４】まず、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法の能力
について確認を行う。ここでは、Ｐi及びＱiが決定され
たときの処理、及び入射受信信号の数Ｐを検出するのに
失敗したときにおけるＳＭＵＳＩＣ法の能力について確
認する。表２は、３つの数値シミュレーションにおけ
る、アンテナ素子１−ｍの数Ｍ、固有ベクトル又は基底
ベクトルの次元数Ｌ、入射受信信号の数Ｐ、及び入射受
信信号の入射角間隔Δθを示している。
について確認を行う。ここでは、Ｐi及びＱiが決定され
たときの処理、及び入射受信信号の数Ｐを検出するのに
失敗したときにおけるＳＭＵＳＩＣ法の能力について確
認する。表２は、３つの数値シミュレーションにおけ
る、アンテナ素子１−ｍの数Ｍ、固有ベクトル又は基底
ベクトルの次元数Ｌ、入射受信信号の数Ｐ、及び入射受
信信号の入射角間隔Δθを示している。
【００７５】
【表２】 ─────────────────────────────── 数値シミュレーションのケース ＳＡ ＳＢ ＳＣ ─────────────────────────────── アンテナ素子の数Ｍ ３２ ３２ ３２ 固有ベクトル ２５ ２５ ２５ 又は基底ベクトルの次元数Ｌ 入射受信信号の数Ｐ １０ １０ ７ 入射受信信号の入射角間隔Δθ ２ ７ ７ ───────────────────────────────
【００７６】Ｐi＜Ｑiの場合、本実施形態のＳＭＵＳＩ
Ｃ法の検証は簡単である。これを示すために、入射受信
信号の数Ｐ及びしきい値Ｔhをできる限り大きな値に設
定する。ここで、ケースＳＡは、ＳＭＵＳＩＣ法のしき
い値Ｔhの限界値によってすべての入射受信信号が分解
できないときの典型的なケースである。ケースＳＢは、
ＳＭＵＳＩＣ法がすべての入射受信信号を分解でき、そ
の数は上記しきい値Ｔhの限界値を有するケースＳＡと
同数であるときの典型的なケースである。ケースＳＣ
は、ケースＳＢとは対照的なケースであって、本実施形
態のＳＭＵＳＩＣ法がケースＳＢのようにすべての入射
受信信号を検出するが、入射受信信号の数が異なるケー
スである。
Ｃ法の検証は簡単である。これを示すために、入射受信
信号の数Ｐ及びしきい値Ｔhをできる限り大きな値に設
定する。ここで、ケースＳＡは、ＳＭＵＳＩＣ法のしき
い値Ｔhの限界値によってすべての入射受信信号が分解
できないときの典型的なケースである。ケースＳＢは、
ＳＭＵＳＩＣ法がすべての入射受信信号を分解でき、そ
の数は上記しきい値Ｔhの限界値を有するケースＳＡと
同数であるときの典型的なケースである。ケースＳＣ
は、ケースＳＢとは対照的なケースであって、本実施形
態のＳＭＵＳＩＣ法がケースＳＢのようにすべての入射
受信信号を検出するが、入射受信信号の数が異なるケー
スである。
【００７７】本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法においては、
信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦２Ｋ）を理論的に、し
きい値Ｔhの限界値を設定しなくとも、上記数２０の反
復計算によって計算できる。
信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦２Ｋ）を理論的に、し
きい値Ｔhの限界値を設定しなくとも、上記数２０の反
復計算によって計算できる。
【００７８】図５は、実施形態の受信信号処理装置の数
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音のない場合におけ
る、信号基底ベクトルの番号ｋに対する基底ベクトルａ
k（１≦ｋ≦２Ｋ＝２（Ｍ−Ｌ＋１））の大きさを示す
グラフである。図５において、開始信号基底ベクトルの
大きさ｜ａ1｜は１に設定された基準点である。信号基
底ベクトルの大きさ｜ａk｜は、上記数２０が信号基底
ベクトルａkの大きさを考慮しないため、単調減少では
ない。
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音のない場合におけ
る、信号基底ベクトルの番号ｋに対する基底ベクトルａ
k（１≦ｋ≦２Ｋ＝２（Ｍ−Ｌ＋１））の大きさを示す
グラフである。図５において、開始信号基底ベクトルの
大きさ｜ａ1｜は１に設定された基準点である。信号基
底ベクトルの大きさ｜ａk｜は、上記数２０が信号基底
ベクトルａkの大きさを考慮しないため、単調減少では
ない。
【００７９】図５は、しきい値Ｔhが特定値のときに、
１個の雑音固有ベクトルａNを計算するときに利用され
る信号固有ベクトルの数Ｐiを示している。例えば、し
きい値Ｔh＝０．１のとき、ケースＳＡ、ＳＢ及びＳＣ
におけるＰiはそれぞれ１，５，及び４である。
１個の雑音固有ベクトルａNを計算するときに利用され
る信号固有ベクトルの数Ｐiを示している。例えば、し
きい値Ｔh＝０．１のとき、ケースＳＡ、ＳＢ及びＳＣ
におけるＰiはそれぞれ１，５，及び４である。
【００８０】図６は、実施形態の受信信号処理装置の数
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの
信号基底ベクトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベ
クトルａNを計算する場合における、固有ベクトルａ
k（１≦ｋ≦２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交
性｜ａk（Ｌi）｜／｜ａk｜を示すグラフである。図６
において、｜ａ1（Ｌi）＊｜／｜ａ1｜は１に設定され
ている基準点である。
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの
信号基底ベクトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベ
クトルａNを計算する場合における、固有ベクトルａ
k（１≦ｋ≦２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交
性｜ａk（Ｌi）｜／｜ａk｜を示すグラフである。図６
において、｜ａ1（Ｌi）＊｜／｜ａ1｜は１に設定され
ている基準点である。
【００８１】ケースＳＡにおいて、｜ａk（Ｌi）＊｜／
｜ａk｜（２≦ｋ≦１０）の中で、０．５＜｜ａ
k（Ｌi）＊｜／｜ａk｜ は、ｋ＝４，８，９のときに
実現される。従って、９＜Ｐiでないならば、本実施形
態のＳＭＵＳＩＣ法は、すべての１０個の入射受信信号
を計数することはできない。事実、しきい値Ｔh＝０．
１のときの数値演算では、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法
においては、図５に示すように、Ｐi＝１と検出してい
る。このことは、雑音固有ベクトルａNを計算するため
に、ただ１つの信号基底ベクトルａ1が利用されること
を意味している。この雑音固有ベクトルａNと信号基底
ベクトルａk（２≦ｋ≦１０）との間の直交性は、ｋ＝
４，８，９において、満足されない。すなわち、最終的
に、１０個のすべての入射受信信号を分解して検出する
ことはできない。
｜ａk｜（２≦ｋ≦１０）の中で、０．５＜｜ａ
k（Ｌi）＊｜／｜ａk｜ は、ｋ＝４，８，９のときに
実現される。従って、９＜Ｐiでないならば、本実施形
態のＳＭＵＳＩＣ法は、すべての１０個の入射受信信号
を計数することはできない。事実、しきい値Ｔh＝０．
１のときの数値演算では、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法
においては、図５に示すように、Ｐi＝１と検出してい
る。このことは、雑音固有ベクトルａNを計算するため
に、ただ１つの信号基底ベクトルａ1が利用されること
を意味している。この雑音固有ベクトルａNと信号基底
ベクトルａk（２≦ｋ≦１０）との間の直交性は、ｋ＝
４，８，９において、満足されない。すなわち、最終的
に、１０個のすべての入射受信信号を分解して検出する
ことはできない。
【００８２】ケースＳＢにおいて、２≦ｋ≦１０のとき
に、不等式｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜＜０．１が成り
立つ。しきい値Ｔh＝０．１のときの数値演算において
は、１０個の入射受信信号のＤＯＡの入射角θが正確に
検出され、一方、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法は、図５
に示すように、Ｐi＝５を検出するが、ただ５個の信号
基底ベクトルａk（１≦ｋ≦５）のみが雑音固有ベクト
ルａNを計算するために利用される。
に、不等式｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜＜０．１が成り
立つ。しきい値Ｔh＝０．１のときの数値演算において
は、１０個の入射受信信号のＤＯＡの入射角θが正確に
検出され、一方、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法は、図５
に示すように、Ｐi＝５を検出するが、ただ５個の信号
基底ベクトルａk（１≦ｋ≦５）のみが雑音固有ベクト
ルａNを計算するために利用される。
【００８３】ケースＳＣにおいて、２≦ｋ≦７のとき不
等式｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜＜０．１が成り立つ。
しきい値Ｔh＝０．１のときに数値演算においては、７
個の入射受信信号のＤＯＡの入射角θがケースＳＢのよ
うに正確に検出され、一方、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ
法は、図５に示すように、Ｐi＝４を検出している。こ
のようにして、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法が計数する
入射受信信号の数Ｑは、｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜
（Ｐi＋１≦ｋ≦２Ｋ）によって検出できる。
等式｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜＜０．１が成り立つ。
しきい値Ｔh＝０．１のときに数値演算においては、７
個の入射受信信号のＤＯＡの入射角θがケースＳＢのよ
うに正確に検出され、一方、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ
法は、図５に示すように、Ｐi＝４を検出している。こ
のようにして、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法が計数する
入射受信信号の数Ｑは、｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜
（Ｐi＋１≦ｋ≦２Ｋ）によって検出できる。
【００８４】次いで、数値シミュレーションを用いて、
アンテナ素子の数Ｍと、考慮すべき方向の数Ｎと、入射
受信信号の数Ｐと、信号対雑音電力比ＳＮＲを変化する
ことにより、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法の特性を検証
する。結果的には、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法の計算
負荷又は計算コストは、従来技術のＭＵＳＩＣ法の１／
１００から１／１０００であり、またその分解能の限界
値が、従来技術のＭＵＳＩＣ法にまったく劣らないこと
を確認することができる。
アンテナ素子の数Ｍと、考慮すべき方向の数Ｎと、入射
受信信号の数Ｐと、信号対雑音電力比ＳＮＲを変化する
ことにより、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法の特性を検証
する。結果的には、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法の計算
負荷又は計算コストは、従来技術のＭＵＳＩＣ法の１／
１００から１／１０００であり、またその分解能の限界
値が、従来技術のＭＵＳＩＣ法にまったく劣らないこと
を確認することができる。
【００８５】まず、ＣＰＵの処理時間に与えるＮ及びＭ
について検討するために、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法
と、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの処理時間
を測定する。Ｍは、分解能の限界値に対して大きな影響
を与え、従って、Ｐiの検出に対して大きな影響を与え
る。ここで、Ｐが大きな数であってＭを変化するとき、
その変化により、Ｐiが本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法に
おけるＣＰＵの処理時間に対して影響を及ぼす。Ｐiの
効果を制限し、Ｍ及びＮの効果を調査するために、入射
受信信号の数Ｐを２に設定する。
について検討するために、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法
と、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの処理時間
を測定する。Ｍは、分解能の限界値に対して大きな影響
を与え、従って、Ｐiの検出に対して大きな影響を与え
る。ここで、Ｐが大きな数であってＭを変化するとき、
その変化により、Ｐiが本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法に
おけるＣＰＵの処理時間に対して影響を及ぼす。Ｐiの
効果を制限し、Ｍ及びＮの効果を調査するために、入射
受信信号の数Ｐを２に設定する。
【００８６】図７は、実施形態及び従来技術の受信信号
処理装置の数値シミュレーション結果であって、２個の
入射受信信号が存在し（Ｐ＝２）付加雑音の無い場合
の、アンテナ素子の数Ｍに対するＣＰＵの処理時間
（秒）を示すグラフである。図７において、アンテナ素
子１−ｍの数Ｍの範囲は、３０から１０００までに設定
され、Ｌ＝０．８Ｍ、並びに、しきい値Ｔhは０．１に
設定される。
処理装置の数値シミュレーション結果であって、２個の
入射受信信号が存在し（Ｐ＝２）付加雑音の無い場合
の、アンテナ素子の数Ｍに対するＣＰＵの処理時間
（秒）を示すグラフである。図７において、アンテナ素
子１−ｍの数Ｍの範囲は、３０から１０００までに設定
され、Ｌ＝０．８Ｍ、並びに、しきい値Ｔhは０．１に
設定される。
【００８７】図７における各ケースの特性Ａ，Ｂ，Ｃ及
びＤはそれぞれ、Ｎ＝２０及びＮ＝２０００のときの、
本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法及び従来技術のＭＵＳＩＣ
法における処理時間である。
びＤはそれぞれ、Ｎ＝２０及びＮ＝２０００のときの、
本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法及び従来技術のＭＵＳＩＣ
法における処理時間である。
【００８８】従来技術のＭＵＳＩＣ法の場合において、
特性Ｃ及び特性Ｄの勾配は、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ
法における特性Ａ及び特性Ｂの場合の２．１倍である。
このことは、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの
処理時間が、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法のそれよりも
Ｍ倍以上大きく影響を与えることを意味している。言い
換えれば、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの処
理時間は、固有スペクトルΨの解析よりも、共分散部分
行列Ｃの固有値解析の方に多く費やされる。
特性Ｃ及び特性Ｄの勾配は、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ
法における特性Ａ及び特性Ｂの場合の２．１倍である。
このことは、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの
処理時間が、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法のそれよりも
Ｍ倍以上大きく影響を与えることを意味している。言い
換えれば、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの処
理時間は、固有スペクトルΨの解析よりも、共分散部分
行列Ｃの固有値解析の方に多く費やされる。
【００８９】より小さいＮの値を有する特性Ａに対する
より大きなＮの値を有する特性Ｂの増加量は、特性Ｃに
対する特性Ｄの増加量の７倍である。このことは、本実
施形態のＳＭＵＳＩＣ法において、ＮがＣＰＵの処理時
間に及ぼす影響が従来技術のＭＵＳＩＣ法より大きいこ
とを意味している。つまり、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ
法におけるＣＰＵの処理時間は、信号基底ベクトルａk
の計算と比較して、固有スペクトルΨの方に多く費やさ
れる。さらに、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法におけるＣ
ＰＵの処理時間は、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるそ
れの１／１００から１／１０００である。
より大きなＮの値を有する特性Ｂの増加量は、特性Ｃに
対する特性Ｄの増加量の７倍である。このことは、本実
施形態のＳＭＵＳＩＣ法において、ＮがＣＰＵの処理時
間に及ぼす影響が従来技術のＭＵＳＩＣ法より大きいこ
とを意味している。つまり、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ
法におけるＣＰＵの処理時間は、信号基底ベクトルａk
の計算と比較して、固有スペクトルΨの方に多く費やさ
れる。さらに、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法におけるＣ
ＰＵの処理時間は、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるそ
れの１／１００から１／１０００である。
【００９０】最後に、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法と、
従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界値について調査
し、付加雑音の有無に関わらず両方の分解能の限界値が
ほぼ同じであることを確認する。
従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界値について調査
し、付加雑音の有無に関わらず両方の分解能の限界値が
ほぼ同じであることを確認する。
【００９１】図８は、実施形態の受信信号処理装置の数
値シミュレーション結果であって、３個の入射受信信号
（Ｐ＝３）が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δ
θに対する検出された入射角θを示すグラフであり、図
９は、従来技術の受信信号処理装置の数値シミュレーシ
ョン結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）が存
在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する検出
された入射角θを示すグラフである。ここで、入射角間
隔Δθを０゜から６゜まで変化させている。また、アレ
ーアンテナ１００は、Ｍ＝３２個のアンテナ素子１−ｍ
を有する。さらに、ＬとＫはそれぞれ、２５と８に設定
され、しきい値Ｔhは０．１に設定される。
値シミュレーション結果であって、３個の入射受信信号
（Ｐ＝３）が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δ
θに対する検出された入射角θを示すグラフであり、図
９は、従来技術の受信信号処理装置の数値シミュレーシ
ョン結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）が存
在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する検出
された入射角θを示すグラフである。ここで、入射角間
隔Δθを０゜から６゜まで変化させている。また、アレ
ーアンテナ１００は、Ｍ＝３２個のアンテナ素子１−ｍ
を有する。さらに、ＬとＫはそれぞれ、２５と８に設定
され、しきい値Ｔhは０．１に設定される。
【００９２】図８及び図９はそれぞれ、本実施形態のＳ
ＭＵＳＩＣ法及び従来技術のＭＵＳＩＣ法によって得ら
れた数値シミュレーションの結果である。その分解能の
限界値は、すべての３個の入射受信信号を、分解可能な
最小の入射角間隔Δθで設定している。図８及び図９に
おいて、分解能の限界値は縦方向の点線で示されてい
る。
ＭＵＳＩＣ法及び従来技術のＭＵＳＩＣ法によって得ら
れた数値シミュレーションの結果である。その分解能の
限界値は、すべての３個の入射受信信号を、分解可能な
最小の入射角間隔Δθで設定している。図８及び図９に
おいて、分解能の限界値は縦方向の点線で示されてい
る。
【００９３】図１０は、実施形態及び従来技術の受信信
号処理装置の数値シミュレーション結果であって、付加
雑音が無い場合の入射受信信号の数Ｐに対する分解能の
限界値（度）を示すグラフである。ここで、入射受信信
号の数Ｐを２から１０に変化させている。アレーアンテ
ナ１００は、Ｍ＝３２個のアンテナ素子１−ｍを有す
る。ＬとＫはそれぞれ、２５と８に設定され、しきい値
Ｔhは０．１に設定される。図１０における特性Ａ及び
特性Ｂはそれぞれ、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法及び従
来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界値である。図１０
に示すように、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法の分解能の
限界値は、従来技術のＭＵＳＩＣ法のそれとほぼ同じで
ある。
号処理装置の数値シミュレーション結果であって、付加
雑音が無い場合の入射受信信号の数Ｐに対する分解能の
限界値（度）を示すグラフである。ここで、入射受信信
号の数Ｐを２から１０に変化させている。アレーアンテ
ナ１００は、Ｍ＝３２個のアンテナ素子１−ｍを有す
る。ＬとＫはそれぞれ、２５と８に設定され、しきい値
Ｔhは０．１に設定される。図１０における特性Ａ及び
特性Ｂはそれぞれ、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法及び従
来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界値である。図１０
に示すように、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法の分解能の
限界値は、従来技術のＭＵＳＩＣ法のそれとほぼ同じで
ある。
【００９４】次いで、付加雑音のある場合の分解能の限
界値を調べる。図１０においては、分解能の限界値は、
Ｐが２≦Ｐ≦４の場合にのみ変化する。従って、入射受
信信号の数Ｐが小さい場合のタイプとしてＰ＝２をチェ
ックし、入射受信信号の数Ｐが大きい場合のタイプとし
てＰ＝９のケースをチェックする。
界値を調べる。図１０においては、分解能の限界値は、
Ｐが２≦Ｐ≦４の場合にのみ変化する。従って、入射受
信信号の数Ｐが小さい場合のタイプとしてＰ＝２をチェ
ックし、入射受信信号の数Ｐが大きい場合のタイプとし
てＰ＝９のケースをチェックする。
【００９５】図１１は、実施形態及び従来技術の受信信
号処理装置の数値シミュレーション結果であって、Ｐ個
の入射受信信号が存在し付加雑音のある場合における信
号対雑音電力比ＳＮＲに対する分解能の限界値（度）を
示すグラフである。アレーアンテナ１００は、Ｍ＝３２
個のアンテナ素子１−ｍを有している。ＬとＫはそれぞ
れ、２５と８に設定され、しきい値Ｔhは０．１に設定
される。信号対雑音電力比ＳＮＲの範囲は０ｄＢから２
０ｄＢである。受信信号データの時間平均をとるときの
受信データ数を示すスナップショット数と、数値計算実
験のときの試行回数を示すモンテカルロ数はそれぞれ、
７０と３０に設定される。
号処理装置の数値シミュレーション結果であって、Ｐ個
の入射受信信号が存在し付加雑音のある場合における信
号対雑音電力比ＳＮＲに対する分解能の限界値（度）を
示すグラフである。アレーアンテナ１００は、Ｍ＝３２
個のアンテナ素子１−ｍを有している。ＬとＫはそれぞ
れ、２５と８に設定され、しきい値Ｔhは０．１に設定
される。信号対雑音電力比ＳＮＲの範囲は０ｄＢから２
０ｄＢである。受信信号データの時間平均をとるときの
受信データ数を示すスナップショット数と、数値計算実
験のときの試行回数を示すモンテカルロ数はそれぞれ、
７０と３０に設定される。
【００９６】図１１における特性Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤはそ
れぞれ、Ｐ＝９及びＰ＝２の場合の本実施形態のＳＭＵ
ＳＩＣ法、及び従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界
値である。図１１に示すように、本実施形態のＳＭＵＳ
ＩＣ法の分解能の限界値もまた従来技術のＭＵＳＩＣ法
のそれとほぼ同じである。従って、本実施形態のＳＭＵ
ＳＩＣ法は、分解能の限界値、雑音の許容性、ＣＰＵの
処理時間に関して、従来技術のＭＵＳＩＣ法に比較して
優秀な特性を得ることができる。
れぞれ、Ｐ＝９及びＰ＝２の場合の本実施形態のＳＭＵ
ＳＩＣ法、及び従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界
値である。図１１に示すように、本実施形態のＳＭＵＳ
ＩＣ法の分解能の限界値もまた従来技術のＭＵＳＩＣ法
のそれとほぼ同じである。従って、本実施形態のＳＭＵ
ＳＩＣ法は、分解能の限界値、雑音の許容性、ＣＰＵの
処理時間に関して、従来技術のＭＵＳＩＣ法に比較して
優秀な特性を得ることができる。
【００９７】以上説明したように、本発明に係る実施形
態においては、ＳＭＵＳＩＣ法のアルゴリズムを提案す
るものであり、従来技術のＭＵＳＩＣ法では、受信信号
データの共分散行列の固有値解析、及び固有スペクトル
の解析のための計算負荷又は計算コストが極めて大き
い。しかしながら、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法は、受
信信号データベクトルで張られた空間における幾らかの
信号基底ベクトル、及び信号基底ベクトルに直交するた
だ１つのベクトルを計算するだけで、共分散行列の固有
値解析を行わないため、アレーアンテナのシステムにお
ける計算負荷又は計算コストを、電波環境の急激な変化
に対応できる程度にまで軽減させることができる。本実
施形態の信号基底ベクトルは、従来技術のＭＵＳＩＣ法
における信号固有ベクトルに対応し、直交ベクトルは雑
音固有ベクトルに対応する。さらに、固有スペクトルΨ
においては、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法はただ１つの
雑音固有ベクトルを使用する。その結果、従来技術のＭ
ＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コストは、本発明に係る
実施形態のＳＭＵＳＩＣ法によって１／１００から１／
１０００に減少させることができる。そして、上記数値
シミュレーションにおいて、従来技術のＭＵＳＩＣ法に
対する、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法における優位性又
は優秀性は、上記得られたより小さい計算負荷又は計算
コストと、より高い分解能の性能によって示されてい
る。
態においては、ＳＭＵＳＩＣ法のアルゴリズムを提案す
るものであり、従来技術のＭＵＳＩＣ法では、受信信号
データの共分散行列の固有値解析、及び固有スペクトル
の解析のための計算負荷又は計算コストが極めて大き
い。しかしながら、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法は、受
信信号データベクトルで張られた空間における幾らかの
信号基底ベクトル、及び信号基底ベクトルに直交するた
だ１つのベクトルを計算するだけで、共分散行列の固有
値解析を行わないため、アレーアンテナのシステムにお
ける計算負荷又は計算コストを、電波環境の急激な変化
に対応できる程度にまで軽減させることができる。本実
施形態の信号基底ベクトルは、従来技術のＭＵＳＩＣ法
における信号固有ベクトルに対応し、直交ベクトルは雑
音固有ベクトルに対応する。さらに、固有スペクトルΨ
においては、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法はただ１つの
雑音固有ベクトルを使用する。その結果、従来技術のＭ
ＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コストは、本発明に係る
実施形態のＳＭＵＳＩＣ法によって１／１００から１／
１０００に減少させることができる。そして、上記数値
シミュレーションにおいて、従来技術のＭＵＳＩＣ法に
対する、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法における優位性又
は優秀性は、上記得られたより小さい計算負荷又は計算
コストと、より高い分解能の性能によって示されてい
る。
【００９８】すなわち、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法に
おいては、受信信号データの共分散行列Ｃを使用する必
要はなく、従来技術のＭＵＳＩＣ法における固有スペク
トルΨよりも簡単な固有スペクトルΨを導入している。
しかしながら、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法と従来技術
のＭＵＳＩＣ法は信号の固有ベクトルが雑音の固有ベク
トルに直交するという原理を共有している。
おいては、受信信号データの共分散行列Ｃを使用する必
要はなく、従来技術のＭＵＳＩＣ法における固有スペク
トルΨよりも簡単な固有スペクトルΨを導入している。
しかしながら、本実施形態のＳＭＵＳＩＣ法と従来技術
のＭＵＳＩＣ法は信号の固有ベクトルが雑音の固有ベク
トルに直交するという原理を共有している。
【００９９】以上の実施形態において、センサシステム
の一例として、複数のアンテナ素子１−ｍを備えたアレ
ーアンテナ１００の受信システムについて述べている
が、本発明はこれに限らず、例えば、無線信号に限ら
ず、超音波、マイクロ波、ミリ波などの種々の信号を、
１直線上に所定間隔で並置された複数のセンサを用いて
受信した後、ＤＯＡの入射角θを検出するセンサシステ
ムに広く適用することができる。
の一例として、複数のアンテナ素子１−ｍを備えたアレ
ーアンテナ１００の受信システムについて述べている
が、本発明はこれに限らず、例えば、無線信号に限ら
ず、超音波、マイクロ波、ミリ波などの種々の信号を、
１直線上に所定間隔で並置された複数のセンサを用いて
受信した後、ＤＯＡの入射角θを検出するセンサシステ
ムに広く適用することができる。
【０１００】
【発明の効果】以上詳述したように本発明に係る請求項
１記載の信号処理装置によれば、１直線上に所定の間隔
で並置された複数のセンサを用いて受信された複数の受
信信号を受信して処理することにより、上記複数の受信
信号の到来方向の入射角を演算する信号処理装置におい
て、上記受信された複数の受信信号に基づいて所定の時
間間隔における上記受信された複数の受信信号の各受信
ベクトルの時間平均値である複数の期待値を演算する第
１の演算手段と、上記第１の演算手段によって演算され
た複数の期待値に基づいて、上記複数の期待値で張られ
た空間における第１及び第２以上の信号基底ベクトルを
演算する第２の演算手段と、上記第２の演算手段によっ
て演算された第１及び第２以上の信号基底ベクトルに基
づいて、上記第１及び第２以上の信号基底ベクトルと互
いに直交する１個の雑音固有ベクトルを演算する第３の
演算手段と、上記第３の演算手段によって演算された１
個の雑音固有ベクトルと、上記複数のセンサの指向方向
を示す複数の方向ベクトルとに基づいて、複数の受信信
号の分解結果を示す固有スペクトルを演算し、演算され
た固有スペクトルにおいて少なくとも１個の極大値のピ
ークを検出して、検出されたピークに対応する到来方向
の入射角を演算する第４の演算手段とを備える。従っ
て、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法による信
号処理装置に比較して、より小さい計算コストでかつ高
速でＤＯＡの入射角θを計算することができ、しかも従
来技術と同等の分解能を有する信号処理装置を実現する
ことができる。
１記載の信号処理装置によれば、１直線上に所定の間隔
で並置された複数のセンサを用いて受信された複数の受
信信号を受信して処理することにより、上記複数の受信
信号の到来方向の入射角を演算する信号処理装置におい
て、上記受信された複数の受信信号に基づいて所定の時
間間隔における上記受信された複数の受信信号の各受信
ベクトルの時間平均値である複数の期待値を演算する第
１の演算手段と、上記第１の演算手段によって演算され
た複数の期待値に基づいて、上記複数の期待値で張られ
た空間における第１及び第２以上の信号基底ベクトルを
演算する第２の演算手段と、上記第２の演算手段によっ
て演算された第１及び第２以上の信号基底ベクトルに基
づいて、上記第１及び第２以上の信号基底ベクトルと互
いに直交する１個の雑音固有ベクトルを演算する第３の
演算手段と、上記第３の演算手段によって演算された１
個の雑音固有ベクトルと、上記複数のセンサの指向方向
を示す複数の方向ベクトルとに基づいて、複数の受信信
号の分解結果を示す固有スペクトルを演算し、演算され
た固有スペクトルにおいて少なくとも１個の極大値のピ
ークを検出して、検出されたピークに対応する到来方向
の入射角を演算する第４の演算手段とを備える。従っ
て、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法による信
号処理装置に比較して、より小さい計算コストでかつ高
速でＤＯＡの入射角θを計算することができ、しかも従
来技術と同等の分解能を有する信号処理装置を実現する
ことができる。
【０１０１】また、請求項２記載の信号処理装置におい
ては、請求項１記載の信号処理装置において、上記第２
の演算手段は、上記第１の演算手段によって演算された
複数の期待値に基づいて、上記複数の期待値のうち最大
の期待値を有する第１の受信ベクトルを開始の第１の信
号基底ベクトルとして選択し、第１の受信ベクトルの期
待値と、第２以上の各受信ベクトルの期待値との間の内
積の値の昇順で第２以上の受信ベクトルの期待値の順序
を並べかえて並べかえた結果を第２以上の受信ベクトル
の期待値として設定し、上記並べかえられた第２以上の
受信ベクトルの期待値と、上記第１の受信ベクトルの期
待値と、上記開始の第１の信号基底ベクトルとに基づい
て第２以上の信号基底ベクトルを演算する。従って、従
来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法による信号処理
装置に比較して、より簡便に計算することができるの
で、より小さい計算コストでかつ高速でＤＯＡの入射角
θを計算することができ、しかも従来技術と同等の分解
能を有する信号処理装置を実現することができる。
ては、請求項１記載の信号処理装置において、上記第２
の演算手段は、上記第１の演算手段によって演算された
複数の期待値に基づいて、上記複数の期待値のうち最大
の期待値を有する第１の受信ベクトルを開始の第１の信
号基底ベクトルとして選択し、第１の受信ベクトルの期
待値と、第２以上の各受信ベクトルの期待値との間の内
積の値の昇順で第２以上の受信ベクトルの期待値の順序
を並べかえて並べかえた結果を第２以上の受信ベクトル
の期待値として設定し、上記並べかえられた第２以上の
受信ベクトルの期待値と、上記第１の受信ベクトルの期
待値と、上記開始の第１の信号基底ベクトルとに基づい
て第２以上の信号基底ベクトルを演算する。従って、従
来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法による信号処理
装置に比較して、より簡便に計算することができるの
で、より小さい計算コストでかつ高速でＤＯＡの入射角
θを計算することができ、しかも従来技術と同等の分解
能を有する信号処理装置を実現することができる。
【０１０２】さらに、請求項３記載の信号処理装置にお
いては、請求項１又は２記載の信号処理装置において、
上記第４の演算手段は、上記第３の演算手段によって演
算された１個の雑音固有ベクトルと、上記複数のセンサ
の指向方向を示す複数の方向ベクトルとに基づいて、上
記複数の方向ベクトルの各方向ベクトルと、上記雑音固
有ベクトルとの内積の２乗の逆数を、上記固有スペクト
ルとして演算する。従って、従来技術のＦＢＳＳを用い
たＭＵＳＩＣ法による信号処理装置に比較して、より簡
便に計算することができるので、より小さい計算コスト
でかつ高速でＤＯＡの入射角θを計算することができ、
しかも従来技術と同等の分解能を有する信号処理装置を
実現することができる。
いては、請求項１又は２記載の信号処理装置において、
上記第４の演算手段は、上記第３の演算手段によって演
算された１個の雑音固有ベクトルと、上記複数のセンサ
の指向方向を示す複数の方向ベクトルとに基づいて、上
記複数の方向ベクトルの各方向ベクトルと、上記雑音固
有ベクトルとの内積の２乗の逆数を、上記固有スペクト
ルとして演算する。従って、従来技術のＦＢＳＳを用い
たＭＵＳＩＣ法による信号処理装置に比較して、より簡
便に計算することができるので、より小さい計算コスト
でかつ高速でＤＯＡの入射角θを計算することができ、
しかも従来技術と同等の分解能を有する信号処理装置を
実現することができる。
【０１０３】また、請求項４記載の信号処理装置におい
ては、請求項１、２又は３記載の信号処理装置におい
て、上記第４の演算手段によって演算された到来方向の
入射角に基づいて、上記複数のセンサの指向方向を上記
入射角の方向になるように制御する制御手段をさらに備
える。従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ
法による信号処理装置に比較して、より簡便に計算する
ことができるので、より小さい計算コストでかつ高速で
ＤＯＡの入射角θを計算することができるので、リアル
タイムに変化する受信信号を追跡して、当該複数のセン
サの指向方向を高速で変化させることができる。
ては、請求項１、２又は３記載の信号処理装置におい
て、上記第４の演算手段によって演算された到来方向の
入射角に基づいて、上記複数のセンサの指向方向を上記
入射角の方向になるように制御する制御手段をさらに備
える。従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ
法による信号処理装置に比較して、より簡便に計算する
ことができるので、より小さい計算コストでかつ高速で
ＤＯＡの入射角θを計算することができるので、リアル
タイムに変化する受信信号を追跡して、当該複数のセン
サの指向方向を高速で変化させることができる。
【０１０４】さらに、請求項５記載の信号処理装置にお
いては、請求項１乃至４のうちの１つに記載の信号処理
装置において、上記複数のセンサは、複数のアンテナ素
子である。従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳ
ＩＣ法による信号処理装置に比較して、より簡便に計算
することができるので、より小さい計算コストでかつ高
速でＤＯＡの入射角θを計算することができるので、リ
アルタイムに変化する無線受信信号を追跡して、当該複
数のアンテナ素子の指向方向を高速で変化させることが
できる。すなわち、本発明は高速移動の移動体との移動
体通信に対して好適である。
いては、請求項１乃至４のうちの１つに記載の信号処理
装置において、上記複数のセンサは、複数のアンテナ素
子である。従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳ
ＩＣ法による信号処理装置に比較して、より簡便に計算
することができるので、より小さい計算コストでかつ高
速でＤＯＡの入射角θを計算することができるので、リ
アルタイムに変化する無線受信信号を追跡して、当該複
数のアンテナ素子の指向方向を高速で変化させることが
できる。すなわち、本発明は高速移動の移動体との移動
体通信に対して好適である。
【図１】 本発明に係る一実施形態である受信信号処理
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１の受信信号処理回路２０の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】 図２の受信信号処理回路２０によって実行さ
れる受信信号処理を示すフローチャートである。
れる受信信号処理を示すフローチャートである。
【図４】 従来技術の受信信号処理を示すフローチャー
トである。
トである。
【図５】 実施形態の受信信号処理装置の数値シミュレ
ーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号を入射角間
隔Δθで設定し付加雑音のない場合における、信号基底
ベクトルの番号ｋに対する信号基底ベクトルａk（１≦
ｋ≦２Ｋ＝２（Ｍ−Ｌ＋１））の大きさを示すグラフで
ある。
ーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号を入射角間
隔Δθで設定し付加雑音のない場合における、信号基底
ベクトルの番号ｋに対する信号基底ベクトルａk（１≦
ｋ≦２Ｋ＝２（Ｍ−Ｌ＋１））の大きさを示すグラフで
ある。
【図６】 実施形態の受信信号処理装置の数値シミュレ
ーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号を入射角間
隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの信号基底ベ
クトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベクトルａN
を計算する場合における、固有ベクトルａk（１≦ｋ≦
２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交性｜ａk（Ｌ
i）｜／｜ａk｜を示すグラフである。
ーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号を入射角間
隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの信号基底ベ
クトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベクトルａN
を計算する場合における、固有ベクトルａk（１≦ｋ≦
２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交性｜ａk（Ｌ
i）｜／｜ａk｜を示すグラフである。
【図７】 実施形態及び従来技術の受信信号処理装置の
数値シミュレーション結果であって、２個の入射受信信
号が存在し（Ｐ＝２）付加雑音の無い場合の、アンテナ
素子の数Ｍに対するＣＰＵの処理時間（秒）を示すグラ
フである。
数値シミュレーション結果であって、２個の入射受信信
号が存在し（Ｐ＝２）付加雑音の無い場合の、アンテナ
素子の数Ｍに対するＣＰＵの処理時間（秒）を示すグラ
フである。
【図８】 実施形態の受信信号処理装置の数値シミュレ
ーション結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）
が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する
検出された入射角θを示すグラフである。
ーション結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）
が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する
検出された入射角θを示すグラフである。
【図９】 従来技術の受信信号処理装置の数値シミュレ
ーション結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）
が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する
検出された入射角θを示すグラフである。
ーション結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）
が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する
検出された入射角θを示すグラフである。
【図１０】 実施形態及び従来技術の受信信号処理装置
の数値シミュレーション結果であって、付加雑音が無い
場合の入射受信信号の数Ｐに対する分解能の限界値
（度）を示すグラフである。
の数値シミュレーション結果であって、付加雑音が無い
場合の入射受信信号の数Ｐに対する分解能の限界値
（度）を示すグラフである。
【図１１】 実施形態及び従来技術の受信信号処理装置
の数値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信
信号が存在し付加雑音のある場合における信号対雑音電
力比ＳＮＲに対する分解能の限界値（度）を示すグラフ
である。
の数値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信
信号が存在し付加雑音のある場合における信号対雑音電
力比ＳＮＲに対する分解能の限界値（度）を示すグラフ
である。
１−１乃至１−Ｍ…アンテナ素子、 ２−１乃至２−Ｍ…受信機、 ３−１乃至３−Ｍ…移相器、 ４−１乃至４−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器、 ５−１乃至５−Ｍ…バッファメモリ、 ６…同相合成器、 ７…復調器、 １０…ＣＰＵ、 １１…ＲＯＭ、 １２…ＲＡＭ、 １３…データメモリ、 １４，１５…インターフェース、 １６…バス、 １７…ＣＲＴディスプレイ、 ２０…受信信号処理回路、 ２１…受信信号データメモリ、 ２２…信号基底ベクトルメモリ、 ２３…期待値メモリ、 ２４…単位ベクトルメモリ、 ２５…雑音固有ベクトルメモリ、 ２６…固有スペクトルメモリ、 ３０…移相器コントローラ、 １００…アレーアンテナ。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１０年１月６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２２】従来技術のＦＢＳＳの方法による受信信号
データベクトルｒ（ｔ）の共分散部分行列Ｃは次式で表
わすことができる。
データベクトルｒ（ｔ）の共分散部分行列Ｃは次式で表
わすことができる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００６９】図３は、本発明に係る実施形態のＳＭＵＳ
ＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図３において、まず、ステップＳ１において１フレ
ーム分の受信信号データｒm（ｔ）（自然数ｍ＝１，
２，…，Ｍ）をバッファメモリ５−ｍから読み出して受
信信号データメモリ２１に記憶する。次いで、ステップ
Ｓ２で、読み出した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）に基づいて受信信号データの期待値Ｅ
［ｒｖk（ｔ）］（１≦ｋ≦２Ｋ）を計算して期待値メ
モリ２３に記憶した後、数１８を用いて開始信号基底ベ
クトルａ1を選択して信号基底ベクトルメモリ２２に記
憶する。そして、ステップＳ３において、数１９を満足
するように受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］
（２≦ｋ≦２Ｋ）の順序を並べ換えて、並べ換えた結果
を期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（２≦ｋ≦２Ｋ）とする。
次いで、ステップＳ４において、開始信号基底ベクトル
ａ1と受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（１≦
ｋ≦２Ｋ）に基づいて数２０を用いて他の信号基底ベク
トルａk（２≦ｋ≦Ｐ）を計算して信号基底ベクトルメ
モリ２２に記憶し、ステップＳ５において、数２１を満
足する番号Ｌiを見つける。そして、ステップＳ６にお
いて、数２２を用いて単位ベクトルｕを計算して単位ベ
クトルメモリ２４に記憶する。さらに、ステップＳ７に
おいて、単位ベクトルｕと、信号基底ベクトルａk（１
≦ｋ≦Ｐ）に基づいて雑音固有ベクトルａNを計算して
雑音固有ベクトルメモリ２５に記憶し、ステップＳ８に
おいて、計算された雑音固有ベクトルａNと各アンテナ
素子１−ｍの方向ベクトルｄnに基づいて数２４を用い
て固有スペクトルΨを計算して固有スペクトルメモリ２
６に記憶する。次いで、ステップＳ９において、計算さ
れた固有スペクトルΨに基づいて少なくとも１個の極大
値のピークを見つけ、そのピークの入射角θpeakを検出
し、当該入射角θpeakを示す入射角信号を移相器コント
ローラ１１に出力する。さらに、ステップＳ１０におい
てバッファメモリ５−ｍから次の１フレーム分の受信信
号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を読み出し
て受信信号データメモリ２１に記憶した後、ステップＳ
２に戻り、上記の処理を繰り返す。
ＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図３において、まず、ステップＳ１において１フレ
ーム分の受信信号データｒm（ｔ）（自然数ｍ＝１，
２，…，Ｍ）をバッファメモリ５−ｍから読み出して受
信信号データメモリ２１に記憶する。次いで、ステップ
Ｓ２で、読み出した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）に基づいて受信信号データの期待値Ｅ
［ｒｖk（ｔ）］（１≦ｋ≦２Ｋ）を計算して期待値メ
モリ２３に記憶した後、数１８を用いて開始信号基底ベ
クトルａ1を選択して信号基底ベクトルメモリ２２に記
憶する。そして、ステップＳ３において、数１９を満足
するように受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］
（２≦ｋ≦２Ｋ）の順序を並べ換えて、並べ換えた結果
を期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（２≦ｋ≦２Ｋ）とする。
次いで、ステップＳ４において、開始信号基底ベクトル
ａ1と受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］（１≦
ｋ≦２Ｋ）に基づいて数２０を用いて他の信号基底ベク
トルａk（２≦ｋ≦Ｐ）を計算して信号基底ベクトルメ
モリ２２に記憶し、ステップＳ５において、数２１を満
足する番号Ｌiを見つける。そして、ステップＳ６にお
いて、数２２を用いて単位ベクトルｕを計算して単位ベ
クトルメモリ２４に記憶する。さらに、ステップＳ７に
おいて、単位ベクトルｕと、信号基底ベクトルａk（１
≦ｋ≦Ｐ）に基づいて雑音固有ベクトルａNを計算して
雑音固有ベクトルメモリ２５に記憶し、ステップＳ８に
おいて、計算された雑音固有ベクトルａNと各アンテナ
素子１−ｍの方向ベクトルｄnに基づいて数２４を用い
て固有スペクトルΨを計算して固有スペクトルメモリ２
６に記憶する。次いで、ステップＳ９において、計算さ
れた固有スペクトルΨに基づいて少なくとも１個の極大
値のピークを見つけ、そのピークの入射角θpeakを検出
し、当該入射角θpeakを示す入射角信号を移相器コント
ローラ１１に出力する。さらに、ステップＳ１０におい
てバッファメモリ５−ｍから次の１フレーム分の受信信
号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を読み出し
て受信信号データメモリ２１に記憶した後、ステップＳ
２に戻り、上記の処理を繰り返す。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００８０】図６は、実施形態の受信信号処理装置の数
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの
信号基底ベクトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベ
クトルａNを計算する場合における、固有ベクトルａ
k（２≦ｋ≦２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交
性｜ａk（Ｌi）｜／｜ａk｜を示すグラフである。図６
において、｜ａ1（Ｌi）＊｜／｜ａ1｜は１に設定され
ている基準点である。
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの
信号基底ベクトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベ
クトルａNを計算する場合における、固有ベクトルａ
k（２≦ｋ≦２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交
性｜ａk（Ｌi）｜／｜ａk｜を示すグラフである。図６
において、｜ａ1（Ｌi）＊｜／｜ａ1｜は１に設定され
ている基準点である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図３】
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
Claims (5)
- 【請求項１】 １直線上に所定の間隔で並置された複数
のセンサを用いて受信された複数の受信信号を受信して
処理することにより、上記複数の受信信号の到来方向の
入射角を演算する信号処理装置において、 上記受信された複数の受信信号に基づいて所定の時間間
隔における上記受信された複数の受信信号の各受信ベク
トルの時間平均値である複数の期待値を演算する第１の
演算手段と、 上記第１の演算手段によって演算された複数の期待値に
基づいて、上記複数の期待値で張られた空間における第
１及び第２以上の信号基底ベクトルを演算する第２の演
算手段と、 上記第２の演算手段によって演算された第１及び第２以
上の信号基底ベクトルに基づいて、上記第１及び第２以
上の信号基底ベクトルと互いに直交する１個の雑音固有
ベクトルを演算する第３の演算手段と、 上記第３の演算手段によって演算された１個の雑音固有
ベクトルと、上記複数のセンサの指向方向を示す複数の
方向ベクトルとに基づいて、複数の受信信号の分解結果
を示す固有スペクトルを演算し、演算された固有スペク
トルにおいて少なくとも１個の極大値のピークを検出し
て、検出されたピークに対応する到来方向の入射角を演
算する第４の演算手段とを備えたことを特徴とする信号
処理装置。 - 【請求項２】 上記第２の演算手段は、上記第１の演算
手段によって演算された複数の期待値に基づいて、上記
複数の期待値のうち最大の期待値を有する第１の受信ベ
クトルを開始の第１の信号基底ベクトルとして選択し、
第１の受信ベクトルの期待値と、第２以上の各受信ベク
トルの期待値との間の内積の値の昇順で第２以上の受信
ベクトルの期待値の順序を並べかえて並べかえた結果を
第２以上の受信ベクトルの期待値として設定し、上記並
べかえられた第２以上の受信ベクトルの期待値と、上記
第１の受信ベクトルの期待値と、上記開始の第１の信号
基底ベクトルとに基づいて第２以上の信号基底ベクトル
を演算することを特徴とする請求項１記載の信号処理装
置。 - 【請求項３】 上記第４の演算手段は、上記第３の演算
手段によって演算された１個の雑音固有ベクトルと、上
記複数のセンサの指向方向を示す複数の方向ベクトルと
に基づいて、上記複数の方向ベクトルの各方向ベクトル
と、上記雑音固有ベクトルとの内積の２乗の逆数を、上
記固有スペクトルとして演算することを特徴とする請求
項１又は２記載の信号処理装置。 - 【請求項４】 上記第４の演算手段によって演算された
到来方向の入射角に基づいて、上記複数のセンサの指向
方向を上記入射角の方向になるように制御する制御手段
をさらに備えたことを特徴とする請求項１、２又は３記
載の信号処理装置。 - 【請求項５】 上記複数のセンサは、複数のアンテナ素
子であることを特徴とする請求項１乃至４のうちの１つ
に記載の信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8337988A JP2986416B2 (ja) | 1996-12-18 | 1996-12-18 | 信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8337988A JP2986416B2 (ja) | 1996-12-18 | 1996-12-18 | 信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10177065A true JPH10177065A (ja) | 1998-06-30 |
| JP2986416B2 JP2986416B2 (ja) | 1999-12-06 |
Family
ID=18313892
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8337988A Expired - Lifetime JP2986416B2 (ja) | 1996-12-18 | 1996-12-18 | 信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2986416B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6549762B1 (en) | 1999-01-06 | 2003-04-15 | Nec Corporation | Method for estimating arrival direction of desired wave |
| JP2010204020A (ja) * | 2009-03-05 | 2010-09-16 | Mitsubishi Electric Corp | 電気機器の異常監視装置及び加速器装置の異常監視装置 |
| CN107656237A (zh) * | 2017-08-03 | 2018-02-02 | 天津大学 | 一种多信源频率与doa联合检测的方法及其装置 |
-
1996
- 1996-12-18 JP JP8337988A patent/JP2986416B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6549762B1 (en) | 1999-01-06 | 2003-04-15 | Nec Corporation | Method for estimating arrival direction of desired wave |
| JP2010204020A (ja) * | 2009-03-05 | 2010-09-16 | Mitsubishi Electric Corp | 電気機器の異常監視装置及び加速器装置の異常監視装置 |
| CN107656237A (zh) * | 2017-08-03 | 2018-02-02 | 天津大学 | 一种多信源频率与doa联合检测的方法及其装置 |
| CN107656237B (zh) * | 2017-08-03 | 2020-12-01 | 天津大学 | 一种多信源频率与doa联合检测的方法及其装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2986416B2 (ja) | 1999-12-06 |
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