JPH10146050A - スイッチング電源装置およびインバータ装置 - Google Patents
スイッチング電源装置およびインバータ装置Info
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- JPH10146050A JPH10146050A JP8294789A JP29478996A JPH10146050A JP H10146050 A JPH10146050 A JP H10146050A JP 8294789 A JP8294789 A JP 8294789A JP 29478996 A JP29478996 A JP 29478996A JP H10146050 A JPH10146050 A JP H10146050A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング電源装置のスイッチング素子が
短絡故障した時に発生する出力過電圧を防止し、負荷回
路部品の耐圧破壊を阻止する。 【解決手段】 直流電源１と、直流電源に接続された１
次巻線Ｐを有するスイッチングトランスＴと、前記１次
巻線Ｐに直列に接続されたスイッチング素子Ｑと、前記
スイッチングトランスＴの２次巻線Ｓ2に接続された整
流ダイオードＤ2と平滑用コンデンサＣ3，Ｃ5からなる
２次側直流回路とを備えたスイッチング電源装置におい
て、２次側直流回路の平滑コンデンサＣ3，Ｃ5と並列に
出力電圧Ｖ1を負荷回路の破壊電圧以下の値に抑えるツ
ェナーダイオードＺD1を設けた。
短絡故障した時に発生する出力過電圧を防止し、負荷回
路部品の耐圧破壊を阻止する。 【解決手段】 直流電源１と、直流電源に接続された１
次巻線Ｐを有するスイッチングトランスＴと、前記１次
巻線Ｐに直列に接続されたスイッチング素子Ｑと、前記
スイッチングトランスＴの２次巻線Ｓ2に接続された整
流ダイオードＤ2と平滑用コンデンサＣ3，Ｃ5からなる
２次側直流回路とを備えたスイッチング電源装置におい
て、２次側直流回路の平滑コンデンサＣ3，Ｃ5と並列に
出力電圧Ｖ1を負荷回路の破壊電圧以下の値に抑えるツ
ェナーダイオードＺD1を設けた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、被制御装置の制御
用直流電源や被駆動装置の駆動用直流電源を供給するス
イッチング電源装置に関し、ことにスイッチング電源装
置のスイッチング素子の短絡故障時に他の回路部品を保
護するようにしたスイッチング電源装置に関する。
用直流電源や被駆動装置の駆動用直流電源を供給するス
イッチング電源装置に関し、ことにスイッチング電源装
置のスイッチング素子の短絡故障時に他の回路部品を保
護するようにしたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源装置（スイッチングレ
ギュレータ）は、直流電源を安定した直流電圧に絶縁し
た形で変換する回路で、スイッチングトランスを中心に
１次側回路と２次側回路に分けられる。スイッチング電
源装置の１次側回路は、制御回路で駆動されるスイッチ
ング素子およびスナバ回路から構成され、２次側回路
は、整流ダイオードおよび平滑用コンデンサから構成さ
れる。従来、スイッチング電源装置の出力側に接続され
た負荷が短絡するなどの異常時には、１次側電流の過電
流や、２次側出力の過電圧を検出し、制御回路がスイッ
チング素子のスイッチングを停止させることによって、
装置を保護していた。しかし、スイッチング電源装置の
スイッチング素子そのものが何らかの要因により短絡故
障した場合、前記手段では、動作を停止させることがで
きず、スイッチングトランスおよび基板上パターンなど
の回路配線を破壊する二次破壊、スイッチング素子短絡
時にスイッチングトランスに蓄えられた過大なエネルギ
により生じる出力過電圧によって負荷回路を破壊する三
次破壊から保護することができない。
ギュレータ）は、直流電源を安定した直流電圧に絶縁し
た形で変換する回路で、スイッチングトランスを中心に
１次側回路と２次側回路に分けられる。スイッチング電
源装置の１次側回路は、制御回路で駆動されるスイッチ
ング素子およびスナバ回路から構成され、２次側回路
は、整流ダイオードおよび平滑用コンデンサから構成さ
れる。従来、スイッチング電源装置の出力側に接続され
た負荷が短絡するなどの異常時には、１次側電流の過電
流や、２次側出力の過電圧を検出し、制御回路がスイッ
チング素子のスイッチングを停止させることによって、
装置を保護していた。しかし、スイッチング電源装置の
スイッチング素子そのものが何らかの要因により短絡故
障した場合、前記手段では、動作を停止させることがで
きず、スイッチングトランスおよび基板上パターンなど
の回路配線を破壊する二次破壊、スイッチング素子短絡
時にスイッチングトランスに蓄えられた過大なエネルギ
により生じる出力過電圧によって負荷回路を破壊する三
次破壊から保護することができない。
【０００３】この二次破壊の防止には、スイッチング素
子に直列にヒューズ等の遮断回路を設ける方法が一般的
に用いられる。一方、三次破壊を防止する手立てとし
て、２次側の平滑コンデンサＣ２〜Ｃ５をスイッチング
トランスＴに過剰に蓄えられたエネルギーを低い電圧上
昇で吸収できる容量とすれば、出力電圧の上昇を負荷回
路部品の耐圧破壊を押さえることができるが、スイッチ
ングトランスＴに過剰に蓄えられたエネルギを吸収でき
るコンデンサの容量は極めて大きなものとなって、現実
的でない。しかしながら、このような三次破壊が例えば
インバータ装置の制御用電源に発生すると、インバータ
装置のスイッチング素子の遮断ができなくなりインバー
タ装置電源の短絡等の重大な障害を引き起こす恐れが有
る。
子に直列にヒューズ等の遮断回路を設ける方法が一般的
に用いられる。一方、三次破壊を防止する手立てとし
て、２次側の平滑コンデンサＣ２〜Ｃ５をスイッチング
トランスＴに過剰に蓄えられたエネルギーを低い電圧上
昇で吸収できる容量とすれば、出力電圧の上昇を負荷回
路部品の耐圧破壊を押さえることができるが、スイッチ
ングトランスＴに過剰に蓄えられたエネルギを吸収でき
るコンデンサの容量は極めて大きなものとなって、現実
的でない。しかしながら、このような三次破壊が例えば
インバータ装置の制御用電源に発生すると、インバータ
装置のスイッチング素子の遮断ができなくなりインバー
タ装置電源の短絡等の重大な障害を引き起こす恐れが有
る。
【０００４】以下、従来のスイッチング電源装置の構成
および動作を図３および図４を用いて説明する。従来の
スイッチング電源装置は、整流回路１と、整流回路１の
出力に接続された平滑コンデンサＣ1と、スイッチング
トランスＴと、スイッチングトランスＴの１次巻線Ｐに
直列に接続されたスイッチング素子Ｑと、抵抗器Ｒ2
と、過電流検出用抵抗器Ｒ3と、ダイオードＤ4、抵抗Ｒ
4、コンデンサＣ6からなるスナバ回路と、制御回路２
と、起動用抵抗Ｒ1と、１次巻線Ｐおよび制御回路２に
直列に接続されたヒューズＦと、スイッチングトランス
Ｔの２次巻線Ｓ1に接続された整流ダイオードＤ1と、平
滑コンデンサＣ2と、スイッチングトランスＴの２次巻
線Ｓ2に接続された負荷４と、整流ダイオードＤ3と、平
滑コンデンサＣ4と、スイッチングトランスＴの２次巻
線Ｓ3に接続された負荷５と、整流ダイオードＤ2と、検
出回路３と、平滑コンデンサＣ3と、平滑コンデンサＣ5
と、インダクタンスＬとから構成される。制御回路２と
検出回路３は、フォトカプラＰＣによって電気的に絶縁
されて接続されている。例えば、負荷５はインバータ装
置６の制御用電源として用いられる。
および動作を図３および図４を用いて説明する。従来の
スイッチング電源装置は、整流回路１と、整流回路１の
出力に接続された平滑コンデンサＣ1と、スイッチング
トランスＴと、スイッチングトランスＴの１次巻線Ｐに
直列に接続されたスイッチング素子Ｑと、抵抗器Ｒ2
と、過電流検出用抵抗器Ｒ3と、ダイオードＤ4、抵抗Ｒ
4、コンデンサＣ6からなるスナバ回路と、制御回路２
と、起動用抵抗Ｒ1と、１次巻線Ｐおよび制御回路２に
直列に接続されたヒューズＦと、スイッチングトランス
Ｔの２次巻線Ｓ1に接続された整流ダイオードＤ1と、平
滑コンデンサＣ2と、スイッチングトランスＴの２次巻
線Ｓ2に接続された負荷４と、整流ダイオードＤ3と、平
滑コンデンサＣ4と、スイッチングトランスＴの２次巻
線Ｓ3に接続された負荷５と、整流ダイオードＤ2と、検
出回路３と、平滑コンデンサＣ3と、平滑コンデンサＣ5
と、インダクタンスＬとから構成される。制御回路２と
検出回路３は、フォトカプラＰＣによって電気的に絶縁
されて接続されている。例えば、負荷５はインバータ装
置６の制御用電源として用いられる。
【０００５】交流電源電圧が投入されると、交流は整流
回路１で直流に変換され、平滑コンデンサＣ1によって
平滑な直流電圧に変換される。この直流電圧はスイッチ
ングトランスＴとスイッチング素子Ｑおよび抵抗器Ｒ3
の直列回路に印加されると同時に、起動用抵抗Ｒ1を介
して制御回路２に印加される。これにより制御回路２は
抵抗器Ｒ2を介してスイッチング素子Ｑにオンオフパル
スを出力する。スイッチング素子Ｑオン時にスイッチン
グトランスＴの１次巻線に印加されたエネルギが、スイ
ッチング素子Ｑのオフ時にダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3を
通ってフライバックされ出力電圧を得る。スイッチング
トランスＴの２次巻線Ｓ2の出力電圧が検出回路３によ
って監視され、出力電圧が過電圧となるとフォトカプラ
ＰＣを介し制御回路２に過電圧エラー信号を送り、スイ
ッチングパルスのオンデューティーを下げ、出力電圧が
不足電圧となるとフォトカプラＰＣを介し制御回路２に
不足電圧エラー信号を送り、スイッチングパルスのオン
デューティーを上げ、負荷４および負荷５に供給する出
力電圧を一定の値に戻すように動作する。
回路１で直流に変換され、平滑コンデンサＣ1によって
平滑な直流電圧に変換される。この直流電圧はスイッチ
ングトランスＴとスイッチング素子Ｑおよび抵抗器Ｒ3
の直列回路に印加されると同時に、起動用抵抗Ｒ1を介
して制御回路２に印加される。これにより制御回路２は
抵抗器Ｒ2を介してスイッチング素子Ｑにオンオフパル
スを出力する。スイッチング素子Ｑオン時にスイッチン
グトランスＴの１次巻線に印加されたエネルギが、スイ
ッチング素子Ｑのオフ時にダイオードＤ1、Ｄ2、Ｄ3を
通ってフライバックされ出力電圧を得る。スイッチング
トランスＴの２次巻線Ｓ2の出力電圧が検出回路３によ
って監視され、出力電圧が過電圧となるとフォトカプラ
ＰＣを介し制御回路２に過電圧エラー信号を送り、スイ
ッチングパルスのオンデューティーを下げ、出力電圧が
不足電圧となるとフォトカプラＰＣを介し制御回路２に
不足電圧エラー信号を送り、スイッチングパルスのオン
デューティーを上げ、負荷４および負荷５に供給する出
力電圧を一定の値に戻すように動作する。
【０００６】次に、この回路の動作波形を図４を用いて
説明する。図４（Ａ）は制御回路２から出力されるオン
オフパルス波形Ｓを、図４（Ｂ）はスイッチング素子Ｑ
の１次巻線側端子と平滑コンデンサＣ1の負極側端子間
の電圧波形ＶQを、図４（Ｃ）はスイッチング素子Ｑを
通過する電流波形ＩQを、図４（Ｄ）はスイッチングト
ランスＴの磁束φを、図４（Ｅ）は整流ダイオードＤ2
を通過する電流波形ＩD2を、図４（Ｆ）はスイッチング
トランスＴの２次巻線Ｓ2の電圧波形ＶS2を、図４
（Ｇ）は負荷５への出力電圧波形Ｖ1をそれぞれ示して
いる。時刻ｔ0から時刻ｔ6までは、正常時の動作を示
し、時刻ｔ7以降がスイッチング素子Ｑが短絡故障した
場合の動作を示している。正常時は、検出回路３からの
フィードバック信号に基づいて自動的に決定された時間
である時刻ｔ0から時刻ｔ1の間オンオフ信号Ｓはオン信
号が出力されてスイッチング素子Ｑがオンし、スイッチ
ングトランスＴの１次巻線Ｐおよびスイッチング素子Ｑ
に電流ＩQが流れ、磁束φとしてスイッチングトランス
Ｔにエネルギが蓄えられる。時刻ｔ1でオンオフ信号Ｓ
がオフとなるとスイッチング素子Ｑがオフし、スイッチ
ングトランスＴの２次巻線Ｓ2に正極性の電圧ＶS2が発
生し、スイッチングトランスＴに蓄えられたエネルギ
は、時刻ｔ2までの間ダイオードＤ2を通して電流ＩD2が
負荷５に供給され、出力電圧Ｖ1が出力される。時刻ｔ2
から時刻ｔ3までの間は、平滑コンデンサＣ1の電圧ＶC
が、スイッチング素子Ｑの１次巻線側端子と平滑コンデ
ンサＣ1の負極側端子間の電圧ＶQとして現われる。時刻
ｔ3から時刻ｔ6まで同様の動作が繰り返される。正常時
は、この動作を繰り返し行ない安定した直流電圧Ｖ1を
負荷側に供給している。
説明する。図４（Ａ）は制御回路２から出力されるオン
オフパルス波形Ｓを、図４（Ｂ）はスイッチング素子Ｑ
の１次巻線側端子と平滑コンデンサＣ1の負極側端子間
の電圧波形ＶQを、図４（Ｃ）はスイッチング素子Ｑを
通過する電流波形ＩQを、図４（Ｄ）はスイッチングト
ランスＴの磁束φを、図４（Ｅ）は整流ダイオードＤ2
を通過する電流波形ＩD2を、図４（Ｆ）はスイッチング
トランスＴの２次巻線Ｓ2の電圧波形ＶS2を、図４
（Ｇ）は負荷５への出力電圧波形Ｖ1をそれぞれ示して
いる。時刻ｔ0から時刻ｔ6までは、正常時の動作を示
し、時刻ｔ7以降がスイッチング素子Ｑが短絡故障した
場合の動作を示している。正常時は、検出回路３からの
フィードバック信号に基づいて自動的に決定された時間
である時刻ｔ0から時刻ｔ1の間オンオフ信号Ｓはオン信
号が出力されてスイッチング素子Ｑがオンし、スイッチ
ングトランスＴの１次巻線Ｐおよびスイッチング素子Ｑ
に電流ＩQが流れ、磁束φとしてスイッチングトランス
Ｔにエネルギが蓄えられる。時刻ｔ1でオンオフ信号Ｓ
がオフとなるとスイッチング素子Ｑがオフし、スイッチ
ングトランスＴの２次巻線Ｓ2に正極性の電圧ＶS2が発
生し、スイッチングトランスＴに蓄えられたエネルギ
は、時刻ｔ2までの間ダイオードＤ2を通して電流ＩD2が
負荷５に供給され、出力電圧Ｖ1が出力される。時刻ｔ2
から時刻ｔ3までの間は、平滑コンデンサＣ1の電圧ＶC
が、スイッチング素子Ｑの１次巻線側端子と平滑コンデ
ンサＣ1の負極側端子間の電圧ＶQとして現われる。時刻
ｔ3から時刻ｔ6まで同様の動作が繰り返される。正常時
は、この動作を繰り返し行ない安定した直流電圧Ｖ1を
負荷側に供給している。
【０００７】次にスイッチング素子Ｑが短絡故障した場
合の動作について説明する。時刻ｔ6で、制御回路２か
らオン信号Ｓを受けたスイッチング素子Ｑはオン状態と
なる。時刻ｔ7で何らかの要因でスイッチング素子Ｑに
短絡故障が発生したとする。時刻ｔ8で制御回路２は正
常時と同様にオフ信号Ｓをスイッチング素子Ｑに送る
が、スイッチング素子Ｑは、短絡故障しているのでオフ
することができず、スイッチング素子電流ＩQは成長を
続け、１次巻線Ｐの電流も成長を続けてトランスＴにコ
アの磁束φとしてエネルギが蓄えられていく。
合の動作について説明する。時刻ｔ6で、制御回路２か
らオン信号Ｓを受けたスイッチング素子Ｑはオン状態と
なる。時刻ｔ7で何らかの要因でスイッチング素子Ｑに
短絡故障が発生したとする。時刻ｔ8で制御回路２は正
常時と同様にオフ信号Ｓをスイッチング素子Ｑに送る
が、スイッチング素子Ｑは、短絡故障しているのでオフ
することができず、スイッチング素子電流ＩQは成長を
続け、１次巻線Ｐの電流も成長を続けてトランスＴにコ
アの磁束φとしてエネルギが蓄えられていく。
【０００８】時刻ｔ9で磁束がスイッチングトランスＴ
のコアの飽和レベルまで達すると、１次巻線Ｐのインダ
クタンスが急激に低下し、スイッチング素子電流すなわ
ち１次巻線電流ＩQの成長が大きくなる。スイッチング
素子電流ＩQが大きくなると時刻ｔ10でヒューズＦが溶
断し、１次側回路の保護を行う。ヒューズＦが溶断する
と同時に、スイッチングトランスＴに蓄えられたエネル
ギが２次側回路に出力されるフライバックモードにはい
る。ことのとき、スイッチングトランスＴには正常時と
異なり、スイッチングトランスの能力限界までエネルギ
ーが充填されており過剰なエネルギーが２次側回路に出
力される。この過剰なエネルギは、平滑コンデンサＣ2
〜Ｃ5に充電され、充電とともに出力電圧Ｖ1が上昇して
いき、最終的に非常に高い電圧が出力される。この電圧
は、正常時の出力電圧の数倍以上の電圧となるので、負
荷側の回路部品の耐圧破壊を招くこととなる。
のコアの飽和レベルまで達すると、１次巻線Ｐのインダ
クタンスが急激に低下し、スイッチング素子電流すなわ
ち１次巻線電流ＩQの成長が大きくなる。スイッチング
素子電流ＩQが大きくなると時刻ｔ10でヒューズＦが溶
断し、１次側回路の保護を行う。ヒューズＦが溶断する
と同時に、スイッチングトランスＴに蓄えられたエネル
ギが２次側回路に出力されるフライバックモードにはい
る。ことのとき、スイッチングトランスＴには正常時と
異なり、スイッチングトランスの能力限界までエネルギ
ーが充填されており過剰なエネルギーが２次側回路に出
力される。この過剰なエネルギは、平滑コンデンサＣ2
〜Ｃ5に充電され、充電とともに出力電圧Ｖ1が上昇して
いき、最終的に非常に高い電圧が出力される。この電圧
は、正常時の出力電圧の数倍以上の電圧となるので、負
荷側の回路部品の耐圧破壊を招くこととなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、スイッチン
グ素子およびスイッチングトランスからなるスイッチン
グ電源装置のスイッチング素子が、何らかの要因で短絡
故障をおこした時、スイッチングトランスに蓄えられた
過大なエネルギから生じる過大な出力電圧を抑制し、負
荷回路部品の過電圧による破壊（三次破壊）を防止する
ことにある。
グ素子およびスイッチングトランスからなるスイッチン
グ電源装置のスイッチング素子が、何らかの要因で短絡
故障をおこした時、スイッチングトランスに蓄えられた
過大なエネルギから生じる過大な出力電圧を抑制し、負
荷回路部品の過電圧による破壊（三次破壊）を防止する
ことにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記問題点を
解決するため、スイッチング素子とスイッチングトラン
スからなるスイッチング電源装置において、スイッチン
グ素子が短絡故障をおこし、過電流によるヒューズの溶
断を経過し、出力電圧が上昇した時、負荷の回路部品が
耐圧破壊を起こさない適正なレベルで電圧の上昇を停止
させる手段を設けた。請求項１に記載された発明は、直
流電源と、直流電源に接続された１次巻線を有するスイ
ッチングトランスと、前記１次巻線に直列に接続された
スイッチング素子と、前記スイッチングトランスの２次
巻線に接続された整流ダイオードと平滑用コンデンサか
らなる２次側直流回路とを備えたスイッチング電源装置
において、２次側直流回路の平滑用コンデンサと並列に
該２次側直流回路に接続された回路部品の破壊電圧以下
の値に抑える手段を設けた。請求項２に記載された発明
は、平滑用コンデンサの電圧を所定の値に抑える手段を
ツェナーダイオードとした。さらに、請求項３に記載さ
れた発明は、インバータ装置のインバータ制御用電源と
して上記スイッチング電源装置を使用した。
解決するため、スイッチング素子とスイッチングトラン
スからなるスイッチング電源装置において、スイッチン
グ素子が短絡故障をおこし、過電流によるヒューズの溶
断を経過し、出力電圧が上昇した時、負荷の回路部品が
耐圧破壊を起こさない適正なレベルで電圧の上昇を停止
させる手段を設けた。請求項１に記載された発明は、直
流電源と、直流電源に接続された１次巻線を有するスイ
ッチングトランスと、前記１次巻線に直列に接続された
スイッチング素子と、前記スイッチングトランスの２次
巻線に接続された整流ダイオードと平滑用コンデンサか
らなる２次側直流回路とを備えたスイッチング電源装置
において、２次側直流回路の平滑用コンデンサと並列に
該２次側直流回路に接続された回路部品の破壊電圧以下
の値に抑える手段を設けた。請求項２に記載された発明
は、平滑用コンデンサの電圧を所定の値に抑える手段を
ツェナーダイオードとした。さらに、請求項３に記載さ
れた発明は、インバータ装置のインバータ制御用電源と
して上記スイッチング電源装置を使用した。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるスイッチン
グ電源装置の構成の１実施例を図１を用いて説明する。
本発明にかかるスイッチング電源装置は、整流回路１
と、整流回路１の出力に接続された平滑コンデンサＣ1
と、スイッチングトランスＴと、スイッチングトランス
Ｔの１次巻線Ｐに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ
と、抵抗器Ｒ2と、過電流検出用抵抗器Ｒ3と、ダイオー
ドＤ4、抵抗Ｒ4、コンデンサＣ6からなるスナバ回路
と、制御回路２と、起動用抵抗Ｒ1と、１次巻線Ｐおよ
び制御回路２に直列に接続されたヒューズＦと、スイッ
チングトランスＴの２次巻線Ｓ1に接続された整流ダイ
オードＤ1と、平滑コンデンサＣ2と、スイッチングトラ
ンスＴの２次巻線Ｓ2に接続された負荷４と、整流ダイ
オードＤ3と、平滑コンデンサＣ4と、スイッチングトラ
ンスＴの２次巻線Ｓ3に接続された負荷５と、整流ダイ
オードＤ2と、検出回路３と、平滑コンデンサＣ3と、平
滑コンデンサＣ5と、インダクタンスＬと、ツェナーダ
イオードＺD1とから構成される。本発明を特徴づけるツ
ェナーダイオードＺD1は、スイッチング電源装置が正常
に動作しているときには非導通の状態に有り、スイッチ
ング素子の短絡によって出力電圧Ｖ1が上昇し負荷側の
回路部品の耐圧がおびやかされる電圧になる前に導通す
るよう、すなわち、負荷回路部品の破壊電圧以下のツェ
ナー電圧値に選定する。制御回路２と検出回路３は、フ
ォトカプラＰＣによって電気的に絶縁されて接続されて
いる。負荷５はインバータ装置６の制御用電源として用
いられる。
グ電源装置の構成の１実施例を図１を用いて説明する。
本発明にかかるスイッチング電源装置は、整流回路１
と、整流回路１の出力に接続された平滑コンデンサＣ1
と、スイッチングトランスＴと、スイッチングトランス
Ｔの１次巻線Ｐに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ
と、抵抗器Ｒ2と、過電流検出用抵抗器Ｒ3と、ダイオー
ドＤ4、抵抗Ｒ4、コンデンサＣ6からなるスナバ回路
と、制御回路２と、起動用抵抗Ｒ1と、１次巻線Ｐおよ
び制御回路２に直列に接続されたヒューズＦと、スイッ
チングトランスＴの２次巻線Ｓ1に接続された整流ダイ
オードＤ1と、平滑コンデンサＣ2と、スイッチングトラ
ンスＴの２次巻線Ｓ2に接続された負荷４と、整流ダイ
オードＤ3と、平滑コンデンサＣ4と、スイッチングトラ
ンスＴの２次巻線Ｓ3に接続された負荷５と、整流ダイ
オードＤ2と、検出回路３と、平滑コンデンサＣ3と、平
滑コンデンサＣ5と、インダクタンスＬと、ツェナーダ
イオードＺD1とから構成される。本発明を特徴づけるツ
ェナーダイオードＺD1は、スイッチング電源装置が正常
に動作しているときには非導通の状態に有り、スイッチ
ング素子の短絡によって出力電圧Ｖ1が上昇し負荷側の
回路部品の耐圧がおびやかされる電圧になる前に導通す
るよう、すなわち、負荷回路部品の破壊電圧以下のツェ
ナー電圧値に選定する。制御回路２と検出回路３は、フ
ォトカプラＰＣによって電気的に絶縁されて接続されて
いる。負荷５はインバータ装置６の制御用電源として用
いられる。
【００１２】本発明にかかるスイッチング電源装置の電
源装置としての動作自体は、図３に示した従来のスイッ
チング電源装置と同様に動作するので、その説明を省略
する。
源装置としての動作自体は、図３に示した従来のスイッ
チング電源装置と同様に動作するので、その説明を省略
する。
【００１３】次に、この回路の動作波形を図２を用いて
説明する。図２（Ａ）は制御回路２から出力されるオン
オフパルス波形Ｓを、図２（Ｂ）はスイッチング素子Ｑ
の１次巻線側端子と平滑コンデンサＣ1の負極側端子間
の電圧波形ＶQを、図２（Ｃ）はスイッチング素子Ｑを
通過する電流波形ＩQを、図２（Ｄ）はスイッチングト
ランスＴの磁束φを、図２（Ｅ）は整流ダイオードＤ2
を通過する電流波形ＩD2を、図２（Ｆ）はスイッチング
トランスＴの２次巻線Ｓ2の電圧波形ＶS2を、図２
（Ｇ）は負荷５への出力電圧波形Ｖ1をそれぞれ示して
いる。時刻ｔ0から時刻ｔ6までは、正常時の動作を示
し、時刻ｔ7以降がスイッチング素子Ｑが短絡故障した
場合の動作を示している。正常時（時刻ｔ0〜ｔ6）の動
作は、図４に示した従来例と同様であり、説明を省略す
る。
説明する。図２（Ａ）は制御回路２から出力されるオン
オフパルス波形Ｓを、図２（Ｂ）はスイッチング素子Ｑ
の１次巻線側端子と平滑コンデンサＣ1の負極側端子間
の電圧波形ＶQを、図２（Ｃ）はスイッチング素子Ｑを
通過する電流波形ＩQを、図２（Ｄ）はスイッチングト
ランスＴの磁束φを、図２（Ｅ）は整流ダイオードＤ2
を通過する電流波形ＩD2を、図２（Ｆ）はスイッチング
トランスＴの２次巻線Ｓ2の電圧波形ＶS2を、図２
（Ｇ）は負荷５への出力電圧波形Ｖ1をそれぞれ示して
いる。時刻ｔ0から時刻ｔ6までは、正常時の動作を示
し、時刻ｔ7以降がスイッチング素子Ｑが短絡故障した
場合の動作を示している。正常時（時刻ｔ0〜ｔ6）の動
作は、図４に示した従来例と同様であり、説明を省略す
る。
【００１４】以下、本発明に特有な動作態様であるスイ
ッチング素子Ｑが短絡故障した場合の動作について説明
する。時刻ｔ6で、制御回路2からオン信号Ｓを受けたス
イッチング素子Ｑはオン状態となる。時刻ｔ7で何らか
の要因でスイッチング素子Ｑに短絡故障が発生したとす
る。時刻ｔ8で制御回路２は正常時と同様にオフ信号Ｓ
をスイッチング素子Ｑに送るが、スイッチング素子Ｑ
は、短絡故障しているのでオフすることができず、スイ
ッチング素子電流ＩQは成長を続け、１次巻線Ｐの電流
も成長を続けてトランスＴにコアの磁束φとしてエネル
ギが蓄えられていく。
ッチング素子Ｑが短絡故障した場合の動作について説明
する。時刻ｔ6で、制御回路2からオン信号Ｓを受けたス
イッチング素子Ｑはオン状態となる。時刻ｔ7で何らか
の要因でスイッチング素子Ｑに短絡故障が発生したとす
る。時刻ｔ8で制御回路２は正常時と同様にオフ信号Ｓ
をスイッチング素子Ｑに送るが、スイッチング素子Ｑ
は、短絡故障しているのでオフすることができず、スイ
ッチング素子電流ＩQは成長を続け、１次巻線Ｐの電流
も成長を続けてトランスＴにコアの磁束φとしてエネル
ギが蓄えられていく。
【００１５】時刻ｔ9で磁束がスイッチングトランスＴ
のコアの飽和レベルまで達すると、１次巻線Ｐのインダ
クタンスが急激に低下し、スイッチング素子電流すなわ
ち１次巻線電流ＩQの成長が大きくなる。スイッチング
素子電流ＩQが大きくなると時刻ｔ10でヒューズＦが溶
断し、１次側回路の保護を行う。ヒューズＦが溶断する
と同時に、スイッチングトランスＴに蓄えられたエネル
ギが２次側回路に出力されるフライバックモードにはい
る。ことのとき、スイッチングトランスＴには正常時と
異なり、スイッチングトランスの能力限界までエネルギ
ーが充填されており過剰なエネルギーが２次側回路に出
力される。この過剰なエネルギは、平滑コンデンサＣ2
〜Ｃ5に充電され、充電とともに出力電圧Ｖ1が上昇して
いき、最終的に非常に高い電圧が出力される。
のコアの飽和レベルまで達すると、１次巻線Ｐのインダ
クタンスが急激に低下し、スイッチング素子電流すなわ
ち１次巻線電流ＩQの成長が大きくなる。スイッチング
素子電流ＩQが大きくなると時刻ｔ10でヒューズＦが溶
断し、１次側回路の保護を行う。ヒューズＦが溶断する
と同時に、スイッチングトランスＴに蓄えられたエネル
ギが２次側回路に出力されるフライバックモードにはい
る。ことのとき、スイッチングトランスＴには正常時と
異なり、スイッチングトランスの能力限界までエネルギ
ーが充填されており過剰なエネルギーが２次側回路に出
力される。この過剰なエネルギは、平滑コンデンサＣ2
〜Ｃ5に充電され、充電とともに出力電圧Ｖ1が上昇して
いき、最終的に非常に高い電圧が出力される。
【００１６】時刻ｔ1１で、出力電圧Ｖ1が、ツェナーダ
イオードＺD1の動作電圧ＶＺDを超えると、ツェナーダ
イオードＺD1が導通して出力側に電流の通過ルートがで
き、２次巻線電圧ＶS2の上昇が停止し、出力電圧Ｖ1も
ツェナーダイオードＺD1の動作電圧ＶZDに固定される。
イオードＺD1の動作電圧ＶＺDを超えると、ツェナーダ
イオードＺD1が導通して出力側に電流の通過ルートがで
き、２次巻線電圧ＶS2の上昇が停止し、出力電圧Ｖ1も
ツェナーダイオードＺD1の動作電圧ＶZDに固定される。
【００１７】また、各２次巻線の電圧は、それぞれ１次
巻線との巻数の比で出力されるので、ツェナーダイオー
ドの入っていない２次巻線Ｓ3の負荷４への出力も、２
次巻線Ｓ2の電圧上昇が抑えられることによって同様に
電圧の上昇が停止する。よって、スイッチング電源装置
の他の出力につながれている負荷部品の過電圧破壊を防
ぐことができる。
巻線との巻数の比で出力されるので、ツェナーダイオー
ドの入っていない２次巻線Ｓ3の負荷４への出力も、２
次巻線Ｓ2の電圧上昇が抑えられることによって同様に
電圧の上昇が停止する。よって、スイッチング電源装置
の他の出力につながれている負荷部品の過電圧破壊を防
ぐことができる。
【００１８】さらに、本発明は、スイッチングトランス
Ｔに過剰に蓄えられたエネルギを、このツェナーダイオ
ードＺD1が熱エネルギとして吸収するので、保護動作に
入ると同時にツェナーダイオードＺD1も熱破壊し、導通
が断たれ、従来例と同じような問題を引き起こす恐れが
ある。ツェナーダイオードＺD1が保護回路として確実に
働作する為には、熱破壊時に短絡モードとなるものがよ
り良い。上記の説明では、ツェナーダイオードＺD1を２
次巻線Ｓ2の平滑コンデンサに並列に設けたが、図中に
破線で示したように、他の２次巻線Ｓ1の平滑コンデン
サＣ2、または、２次巻線Ｓ2の平滑コンデンサＣ4に並
列にツェナーダイオードＺD2、または、ツェナーダイオ
ードＺD3を設けても同じ効果が得られる。さらに、過電
圧からの保護をさらに確かなものとするために、各出力
にツェナーダイオードＺD2およびツェナーダイオードＺ
D3を設けてもよい。以上の動作によりスイッチング素子
Ｑが短絡故障をおこした場合、その被害を電源回路内に
とどめることができ、他の回路部品を耐圧破壊からまも
ることができる。
Ｔに過剰に蓄えられたエネルギを、このツェナーダイオ
ードＺD1が熱エネルギとして吸収するので、保護動作に
入ると同時にツェナーダイオードＺD1も熱破壊し、導通
が断たれ、従来例と同じような問題を引き起こす恐れが
ある。ツェナーダイオードＺD1が保護回路として確実に
働作する為には、熱破壊時に短絡モードとなるものがよ
り良い。上記の説明では、ツェナーダイオードＺD1を２
次巻線Ｓ2の平滑コンデンサに並列に設けたが、図中に
破線で示したように、他の２次巻線Ｓ1の平滑コンデン
サＣ2、または、２次巻線Ｓ2の平滑コンデンサＣ4に並
列にツェナーダイオードＺD2、または、ツェナーダイオ
ードＺD3を設けても同じ効果が得られる。さらに、過電
圧からの保護をさらに確かなものとするために、各出力
にツェナーダイオードＺD2およびツェナーダイオードＺ
D3を設けてもよい。以上の動作によりスイッチング素子
Ｑが短絡故障をおこした場合、その被害を電源回路内に
とどめることができ、他の回路部品を耐圧破壊からまも
ることができる。
【００１９】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング電源装置
のスイッチング素子が短絡故障し、過電流によるヒュー
ズの溶断を経過し、２次巻線Ｓの出力電圧が上昇しよう
とても、ツェナーダイオードＺDの働きによって、出力
電圧Ｖ1が規定値以上に上昇せず、他の回路部品の過電
圧破壊を防止することができる。さらに、本発明は、上
記スイッチング電源装置をインバータ装置の制御用電源
に用いたので、スイッチング電源の出力電圧の過剰な上
昇を阻止し、インバータ装置の重大な損傷を受けること
が無くなる。
のスイッチング素子が短絡故障し、過電流によるヒュー
ズの溶断を経過し、２次巻線Ｓの出力電圧が上昇しよう
とても、ツェナーダイオードＺDの働きによって、出力
電圧Ｖ1が規定値以上に上昇せず、他の回路部品の過電
圧破壊を防止することができる。さらに、本発明は、上
記スイッチング電源装置をインバータ装置の制御用電源
に用いたので、スイッチング電源の出力電圧の過剰な上
昇を阻止し、インバータ装置の重大な損傷を受けること
が無くなる。
【図１】本発明にかかるスイッチング電源装置の構成の
具体的一実施例を示す図。
具体的一実施例を示す図。
【図２】本発明にかかるスイッチング電源装置の動作を
説明をする図。
説明をする図。
【図３】従来のスイッチング電源装置の構成の具体例を
示す図。
示す図。
【図４】従来のスイッチング電源装置の動作を説明をす
る図。
る図。
１ 整流回路 ２ 制御回路 ３ 検出回路 ４、５ 負荷回路 Ｔ スイッチングトランス Ｑ スイッチング素子 ＰＣ フォトカプラ Ｄ1〜Ｄ4… ダイオード ＺD1 ツェナーダイオード Ｒ1〜Ｒ4 抵抗器 Ｃ1〜Ｃ6 コンデンサ Ｆ ヒューズ Ｐ スイッチングトランスＴの１次巻線 Ｓ1〜Ｓ3 スイッチングトランスＴの２次巻線 Ｌ インダクタ Ｓ 制御回路出力オンオフパルス ＶQ スイッチング素子Ｑスイッチング電圧 ＩQ スイッチング素子Ｑ通過電流 φ スイッチングトランスＴのコアの磁束 ＩD2 ダイオードＤ2通過電流 ＶS2 スイッチングトランス２次側巻線Ｓ2電圧 Ｖ1 出力電圧（負荷５用電源電圧）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石井 聡子 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者 広田 雅之 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内 (72)発明者 井堀 敏 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源と、直流電源に接続された１次
巻線を有するスイッチングトランスと、前記１次巻線に
直列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチン
グトランスの２次巻線に接続された整流ダイオードと平
滑用コンデンサからなる２次側直流回路とを備えたスイ
ッチング電源装置において、２次側直流回路の平滑用コ
ンデンサと並列に該２次側直流回路に接続された回路部
品の破壊電圧以下の値に抑える手段を設けたことを特徴
とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 ２次側直流回路に接続された回路部品の
破壊電圧以下の値に抑える手段がツェナーダイオードで
ある請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２記載のスイッチ
ング電源装置をインバータ制御用電源として使用したイ
ンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8294789A JPH10146050A (ja) | 1996-11-07 | 1996-11-07 | スイッチング電源装置およびインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8294789A JPH10146050A (ja) | 1996-11-07 | 1996-11-07 | スイッチング電源装置およびインバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10146050A true JPH10146050A (ja) | 1998-05-29 |
Family
ID=17812305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8294789A Pending JPH10146050A (ja) | 1996-11-07 | 1996-11-07 | スイッチング電源装置およびインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10146050A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004111742A1 (en) * | 2003-06-16 | 2004-12-23 | Yong Jai Kwon | A circuit for detecting electric current |
| JP2006033943A (ja) * | 2004-07-13 | 2006-02-02 | Sanyo Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| US7586727B2 (en) | 2004-05-31 | 2009-09-08 | Denso Corporation | Inrush current limiting switching circuit for power supply |
| KR20160068058A (ko) * | 2014-12-04 | 2016-06-15 | 현대자동차주식회사 | 전류 센싱 회로 |
| JP2019037100A (ja) * | 2017-08-21 | 2019-03-07 | 株式会社デンソー | 電力変換器の制御装置 |
-
1996
- 1996-11-07 JP JP8294789A patent/JPH10146050A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004111742A1 (en) * | 2003-06-16 | 2004-12-23 | Yong Jai Kwon | A circuit for detecting electric current |
| EP1639419A1 (en) * | 2003-06-16 | 2006-03-29 | KWON, Yong Jai | A circuit for detecting electric current |
| US7312612B2 (en) | 2003-06-16 | 2007-12-25 | Yong Jai Kwon | Circuit for detecting electric current |
| EP1639419A4 (en) * | 2003-06-16 | 2008-01-30 | Yong Jai Kwon | CIRCUIT FOR THE DETECTION OF ELECTRIC CURRENT |
| US7586727B2 (en) | 2004-05-31 | 2009-09-08 | Denso Corporation | Inrush current limiting switching circuit for power supply |
| JP2006033943A (ja) * | 2004-07-13 | 2006-02-02 | Sanyo Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| KR20160068058A (ko) * | 2014-12-04 | 2016-06-15 | 현대자동차주식회사 | 전류 센싱 회로 |
| JP2019037100A (ja) * | 2017-08-21 | 2019-03-07 | 株式会社デンソー | 電力変換器の制御装置 |
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