JPH10143199A - 音声符号化方法および復号化方法 - Google Patents
音声符号化方法および復号化方法Info
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- JPH10143199A JPH10143199A JP8305206A JP30520696A JPH10143199A JP H10143199 A JPH10143199 A JP H10143199A JP 8305206 A JP8305206 A JP 8305206A JP 30520696 A JP30520696 A JP 30520696A JP H10143199 A JPH10143199 A JP H10143199A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 少ないビットレートで品質が高い音声を再生
可能とする。 【解決手段】 入力音声を線形予測逆フィルタ１８へ通
し、残差信号ｒ（ｔ）を得、これを、１フレーム（２５
ｍｓ）ごとに、１ピッチ周期だけ切出し（３１）、その
切出したｒ（ｔ）を一定長に正規化し（３２）、かつそ
のピーク位値が一定になるようにし（３３）、この正規
化波形をベクトル量子化する。復号の際には前後の２つ
の正規化波形ベクトルの間を線形補間により波形を作っ
て再生する。
可能とする。 【解決手段】 入力音声を線形予測逆フィルタ１８へ通
し、残差信号ｒ（ｔ）を得、これを、１フレーム（２５
ｍｓ）ごとに、１ピッチ周期だけ切出し（３１）、その
切出したｒ（ｔ）を一定長に正規化し（３２）、かつそ
のピーク位値が一定になるようにし（３３）、この正規
化波形をベクトル量子化する。復号の際には前後の２つ
の正規化波形ベクトルの間を線形補間により波形を作っ
て再生する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、音声の信号系列
を少ない情報量でディジタル符号化する高能率音声符号
化方法。従来ボコーダと呼ばれる音声分析合成系の領域
である２．４ｋｂｉｔ／ｓ以下のビットレートで高品質
な音声符号化を実現する符号化方法及びその復号化方法
に関する。
を少ない情報量でディジタル符号化する高能率音声符号
化方法。従来ボコーダと呼ばれる音声分析合成系の領域
である２．４ｋｂｉｔ／ｓ以下のビットレートで高品質
な音声符号化を実現する符号化方法及びその復号化方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】この発明に関連する従来技術としては、
線形予測ボコーダ、コード励振予測符号化（ＣＥＬＰ：
Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉ
ｃｔｉｏｎ）、混合領域符号化（Ｍｉｘｅｄ−ｄｏｍａ
ｉｎ Ｃｏｄｉｎｇ）、代表波形補間符号化（Ｐｒｏｔ
ｏｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔ
ｉｏｎ）がある。
線形予測ボコーダ、コード励振予測符号化（ＣＥＬＰ：
Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉ
ｃｔｉｏｎ）、混合領域符号化（Ｍｉｘｅｄ−ｄｏｍａ
ｉｎ Ｃｏｄｉｎｇ）、代表波形補間符号化（Ｐｒｏｔ
ｏｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔ
ｉｏｎ）がある。
【０００３】線形予測ボコーダは、４．８ｋｂｉｔ／ｓ
以下の低ビットレート領域における音声符号化方法とし
てこれまで広く用いられ、ＰＡＲＣＯＲ方式や、線スペ
クトル対（ＬＳＰ）方式などの方式がある。これらの方
法の詳細は、たとえば斎藤、中田著「音声情報処理の基
礎」（オーム社出版）に記載されている。線形予測ボコ
ーダは、音声のスペクトル包絡特性をあらわす全極型の
フィルタと、それを駆動する音源信号によって構成され
る。駆動音源信号には、有声音に対してはピッチ周期パ
ルス列、無声音に対しては白色雑音が用いられる。線形
予測ボコーダにおいて、周期パルス列や白色雑音による
駆動音源では音声波形の特徴を再現するには不十分なた
め、自然性の高い合成音声を得ることは困難である。
以下の低ビットレート領域における音声符号化方法とし
てこれまで広く用いられ、ＰＡＲＣＯＲ方式や、線スペ
クトル対（ＬＳＰ）方式などの方式がある。これらの方
法の詳細は、たとえば斎藤、中田著「音声情報処理の基
礎」（オーム社出版）に記載されている。線形予測ボコ
ーダは、音声のスペクトル包絡特性をあらわす全極型の
フィルタと、それを駆動する音源信号によって構成され
る。駆動音源信号には、有声音に対してはピッチ周期パ
ルス列、無声音に対しては白色雑音が用いられる。線形
予測ボコーダにおいて、周期パルス列や白色雑音による
駆動音源では音声波形の特徴を再現するには不十分なた
め、自然性の高い合成音声を得ることは困難である。
【０００４】一方、コード励振予測符号化では、雑音系
列を駆動音源として音声の近接相関とピッチ相関特性を
あらわす２つの全極型フィルタを駆動することにより音
声を合成する。雑音系列は複数個のコードパターンとし
てあらかじめ用意され、その中から、入力音声波形と合
成音声波形との誤差を最小にするコードパターンが選択
される。その詳細は、文献Ｓｃｈｒｏｅｄｅｒ “Ｃｏ
ｄｅ−ＥｘｃｉｔｅｄＬｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉ
ｏｎ （ＣＥＬＰ）：Ｈｉｇｈ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｓｐ
ｅｅｃｈ ａｔ Ｖｅｒｙ Ｌｏｗ Ｂｉｔ Ｒａｔｅ
ｓ”Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ．ＩＣＡＳＳＰ，ｐｐ９３７−
９４０，１９８５に記載されている。コード励振予測符
号化では、再現精度はコードパターンの数に依存する関
係にある。したがって、多くの系列パターンを用意すれ
ば音声波形の再現精度が高まり、それにともなって品質
を高めることが出来る。しかし、音声符号化のビットレ
ートを４ｋｂｉｔ／ｓ以下にすると、コードパターンの
数が制限され、その結果十分な音声品質が得られなくな
る。良好な音声品質を得るには４．８ｋｂｉｔ／ｓ程度
の情報量が必要であるとされている。
列を駆動音源として音声の近接相関とピッチ相関特性を
あらわす２つの全極型フィルタを駆動することにより音
声を合成する。雑音系列は複数個のコードパターンとし
てあらかじめ用意され、その中から、入力音声波形と合
成音声波形との誤差を最小にするコードパターンが選択
される。その詳細は、文献Ｓｃｈｒｏｅｄｅｒ “Ｃｏ
ｄｅ−ＥｘｃｉｔｅｄＬｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉ
ｏｎ （ＣＥＬＰ）：Ｈｉｇｈ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｓｐ
ｅｅｃｈ ａｔ Ｖｅｒｙ Ｌｏｗ Ｂｉｔ Ｒａｔｅ
ｓ”Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ．ＩＣＡＳＳＰ，ｐｐ９３７−
９４０，１９８５に記載されている。コード励振予測符
号化では、再現精度はコードパターンの数に依存する関
係にある。したがって、多くの系列パターンを用意すれ
ば音声波形の再現精度が高まり、それにともなって品質
を高めることが出来る。しかし、音声符号化のビットレ
ートを４ｋｂｉｔ／ｓ以下にすると、コードパターンの
数が制限され、その結果十分な音声品質が得られなくな
る。良好な音声品質を得るには４．８ｋｂｉｔ／ｓ程度
の情報量が必要であるとされている。
【０００５】また、混合領域符号化（Ｍｉｘｅｄ−ｄｏ
ｍａｉｎ Ｃｏｄｉｎｇ）では、有声音でフレーム毎に
残差波形よりピッチ周期分の波形が抽出され、前のピッ
チ周期分の波形との差分が時間領域で量子化される。復
号器では周波数領域でこれらの波形の線形補間を行うこ
とによって音源信号を生成し、全極フィルタを駆動して
音声を合成する。無声音ではコード励振予測符号化と同
様な方法で符号化を行う。この方式の詳細は、文献Ｄｅ
Ｍａｒｔｉｎ等“Ｍｉｘｅｄ−ｄｏｍａｉｎＣｏｄｉ
ｎｇ ｏｆ Ｓｐｅｅｃｈ ａｔ ３ｋｂ／ｓ”Ｐｒｏ
ｃ．ＩＥＥＥ．ＩＣＡＳＳＰ，ＰＰＩＩ／２１６−１７
０，１９９６に記載されている。この方法の特徴として
は、差分を求める際に、前ピッチ周期波形は、現在のフ
レームの波形に長さが正規化されることが挙げられる。
この差分の量子化には、パルス符号帳と雑音符号帳を用
いるが、３．５ｋｂｉｔ／ｓ程度の情報量が必要とされ
ている。
ｍａｉｎ Ｃｏｄｉｎｇ）では、有声音でフレーム毎に
残差波形よりピッチ周期分の波形が抽出され、前のピッ
チ周期分の波形との差分が時間領域で量子化される。復
号器では周波数領域でこれらの波形の線形補間を行うこ
とによって音源信号を生成し、全極フィルタを駆動して
音声を合成する。無声音ではコード励振予測符号化と同
様な方法で符号化を行う。この方式の詳細は、文献Ｄｅ
Ｍａｒｔｉｎ等“Ｍｉｘｅｄ−ｄｏｍａｉｎＣｏｄｉ
ｎｇ ｏｆ Ｓｐｅｅｃｈ ａｔ ３ｋｂ／ｓ”Ｐｒｏ
ｃ．ＩＥＥＥ．ＩＣＡＳＳＰ，ＰＰＩＩ／２１６−１７
０，１９９６に記載されている。この方法の特徴として
は、差分を求める際に、前ピッチ周期波形は、現在のフ
レームの波形に長さが正規化されることが挙げられる。
この差分の量子化には、パルス符号帳と雑音符号帳を用
いるが、３．５ｋｂｉｔ／ｓ程度の情報量が必要とされ
ている。
【０００６】また、代表波形補間符号化（Ｐｒｏｔｏｔ
ｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏ
ｎ）では、プロトタイプ波形（Ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ Ｗ
ａｖｅｆｏｒｍ）の線形補間を行って合成した音源信号
で全極フィルタを駆動することにより音声を合成する。
この詳細は、文献Ｋｌｅｉｊｎ Ｗ．Ｂ．“Ｅｎｃｏｄ
ｉｎｇ Ｓｐｅｅｃｈ Ｕｓｉｎｇ Ｐｒｏｔｏｔｙｐ
ｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ
Ｓｐｅｅｃｈ Ａｕｄｉｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，
Ｖｏｌ．１，ｐｐ３８６−３９９ １９９３に記載され
ている。プロトタイプ波形は、一定周期で残差波形より
抽出され、フーリエ変換された後に符号化される。この
方式では良好な品質を得るには３．４ｋｂｉｔ／ｓ程度
の情報量が必要であるとされている。
ｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏ
ｎ）では、プロトタイプ波形（Ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ Ｗ
ａｖｅｆｏｒｍ）の線形補間を行って合成した音源信号
で全極フィルタを駆動することにより音声を合成する。
この詳細は、文献Ｋｌｅｉｊｎ Ｗ．Ｂ．“Ｅｎｃｏｄ
ｉｎｇ Ｓｐｅｅｃｈ Ｕｓｉｎｇ Ｐｒｏｔｏｔｙｐ
ｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ
Ｓｐｅｅｃｈ Ａｕｄｉｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，
Ｖｏｌ．１，ｐｐ３８６−３９９ １９９３に記載され
ている。プロトタイプ波形は、一定周期で残差波形より
抽出され、フーリエ変換された後に符号化される。この
方式では良好な品質を得るには３．４ｋｂｉｔ／ｓ程度
の情報量が必要であるとされている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】この発明の課題は、雑
音系列やピッチパルス列を駆動信号として用いる線形予
測符号化方法において、電話音声などのように入力信号
の周波数帯域が制限されている場合に、より能率的な符
号化を実現する方法と、その復号化方法を実現すること
である。
音系列やピッチパルス列を駆動信号として用いる線形予
測符号化方法において、電話音声などのように入力信号
の周波数帯域が制限されている場合に、より能率的な符
号化を実現する方法と、その復号化方法を実現すること
である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明による符号化方
法は入力音声のピッチ周期を推定し、駆動音源信号の周
期的な部分で、推定されたピッチ周期分の波形を抽出
し、波形の長さを正規化したものとの波形歪みが最小に
なるように駆動信号を決定することを特徴とする。ここ
で、入力ピッチ周期波形を固定長の符号ベクトルと長さ
が一致するよう正規化し、合成フィルタのインパルス応
答を同様に正規化したものを畳み込むことによって符号
を決定することが従来法と異なる特徴である。また、音
声を合成する際には、前後の駆動音源を補間したものを
ピッチ周期長に戻してつなげる。
法は入力音声のピッチ周期を推定し、駆動音源信号の周
期的な部分で、推定されたピッチ周期分の波形を抽出
し、波形の長さを正規化したものとの波形歪みが最小に
なるように駆動信号を決定することを特徴とする。ここ
で、入力ピッチ周期波形を固定長の符号ベクトルと長さ
が一致するよう正規化し、合成フィルタのインパルス応
答を同様に正規化したものを畳み込むことによって符号
を決定することが従来法と異なる特徴である。また、音
声を合成する際には、前後の駆動音源を補間したものを
ピッチ周期長に戻してつなげる。
【０００９】
【発明の実施の形態】実施例１ 図１にこの発明の符号化方法を適用した符号化部の機能
構成を示す。この符号化部は、以下の手順をＮサンプル
数の長さをもつフレームごとに１回行う。フレームｉに
おいて、入力端子１１よりの入力音声信号ｓ（ｔ）のｐ
次の線形予測係数（ＬＰＣ）ａj （ｊ＝０，１，…，ｐ
−１）をＬＰＣ計算部１２で計算する。この線形予測係
数はＬＰＣ量子化部１３で量子化され、線形予測係数符
号Ｉ1 として送出される。線形予測係数の量子化の詳細
については「音声の線形予測パラメータ符号化方法」
（特願平３−１８０８１９）に記載されている。ＬＰＣ
計算部１２で得られた線形予測係数に基づいて、線形予
測逆フィルタ１４のフィルタ係数を定め、この逆フィル
タ１４に入力音声信号ｓ（ｔ）を通して残差信号ｒ
（ｔ）を計算する。逆フィルタ１４は次の伝達特性を持
つディジタルフィルタで実現される。
構成を示す。この符号化部は、以下の手順をＮサンプル
数の長さをもつフレームごとに１回行う。フレームｉに
おいて、入力端子１１よりの入力音声信号ｓ（ｔ）のｐ
次の線形予測係数（ＬＰＣ）ａj （ｊ＝０，１，…，ｐ
−１）をＬＰＣ計算部１２で計算する。この線形予測係
数はＬＰＣ量子化部１３で量子化され、線形予測係数符
号Ｉ1 として送出される。線形予測係数の量子化の詳細
については「音声の線形予測パラメータ符号化方法」
（特願平３−１８０８１９）に記載されている。ＬＰＣ
計算部１２で得られた線形予測係数に基づいて、線形予
測逆フィルタ１４のフィルタ係数を定め、この逆フィル
タ１４に入力音声信号ｓ（ｔ）を通して残差信号ｒ
（ｔ）を計算する。逆フィルタ１４は次の伝達特性を持
つディジタルフィルタで実現される。
【００１０】 Ａ（ｚ）-1＝１＋ａ1 ｚ-1＋…＋ａp ｚ-p （１） ここで得られた残差信号の相関（変形相関関数）ρを相
関計算部１５で計算し、その相関ρの最大値ρmax の遅
れ（間隔）をピッチ周期抽出部１６で推定ピッチ周期ｐ
i とする。このとき、周期性判定部１７で入力音声信号
ｓ（ｔ）が有声部であるか無声部であるかを、例えば以
下の様にしきい値θ（０．５〜１．０）で判別する。
関計算部１５で計算し、その相関ρの最大値ρmax の遅
れ（間隔）をピッチ周期抽出部１６で推定ピッチ周期ｐ
i とする。このとき、周期性判定部１７で入力音声信号
ｓ（ｔ）が有声部であるか無声部であるかを、例えば以
下の様にしきい値θ（０．５〜１．０）で判別する。
【００１１】 ｋ1 ／２＋ρmax ＞θ；有声部 ｋ1 ／２＋ρmax ＜θ；無声部 （２） ここで、ｋ1 はＬＰＣ計算部１２で求まる第１次の偏自
己相関（ＰＡＲＣＯＲ）係数である。ＬＰＣ量子化部１
３よりの線形予測係数符号Ｉ1 は復号され、その逆量子
化された線形予測係数に基づいて、線形予測逆フィルタ
１８のフィルタ係数を定め、この逆フィルタ１８に入力
音声信号ｓ（ｔ）を通して残差信号ｒ′（ｔ）を得る。
判定部１７が無声部と判断すると無声部量子化部１９で
図２Ａに示すように量子化を行う。この量子化部１９で
は、フレームをＳ分割し、Ｎsub （＝Ｎ／Ｓ）サンプル
数をサブフレームとし、そのサブフレーム中の逆フィル
タ１８より求めた残差波形ｒ′（ｔ）の平均パワーをパ
ワー計算部２１で計算しその１フレーム分をベクトル量
子化部２２でベクトル量子化して無声部符号Ｉ2 として
出力する。この無声部の量子化は、図２Ｂに示すような
構成で行ってもよい。即ちＬＰＣ量子化部１３よりの量
子化線形予測係数により線形予測合成フィルタ２３，２
４のフィルタ係数を設定し、逆フィルタ１８よりの残差
信号ｒ′（ｔ）を合成フィルタ２３で入力音声信号ｓ
（ｔ）を再生し、一方雑音符号帳２５より選択した雑音
符号を利得部２６で利得符号帳２７より選択した利得を
与え、その利得が与えられた雑音符号を合成フィルタ２
４で音声合成し、この合成無声と、合成フィルタ２３よ
りの合成音声との差を引算部２８でとり、その差（誤
差）の二乗が最小となるように歪み計算部２９により雑
音符号帳２５の雑音符号の選択と、利得符号帳２７の利
得選択を行う。この時の雑音符号帳２５の雑音符号およ
び利得符号帳２７の利得を無声部符号Ｉ2 とする。
己相関（ＰＡＲＣＯＲ）係数である。ＬＰＣ量子化部１
３よりの線形予測係数符号Ｉ1 は復号され、その逆量子
化された線形予測係数に基づいて、線形予測逆フィルタ
１８のフィルタ係数を定め、この逆フィルタ１８に入力
音声信号ｓ（ｔ）を通して残差信号ｒ′（ｔ）を得る。
判定部１７が無声部と判断すると無声部量子化部１９で
図２Ａに示すように量子化を行う。この量子化部１９で
は、フレームをＳ分割し、Ｎsub （＝Ｎ／Ｓ）サンプル
数をサブフレームとし、そのサブフレーム中の逆フィル
タ１８より求めた残差波形ｒ′（ｔ）の平均パワーをパ
ワー計算部２１で計算しその１フレーム分をベクトル量
子化部２２でベクトル量子化して無声部符号Ｉ2 として
出力する。この無声部の量子化は、図２Ｂに示すような
構成で行ってもよい。即ちＬＰＣ量子化部１３よりの量
子化線形予測係数により線形予測合成フィルタ２３，２
４のフィルタ係数を設定し、逆フィルタ１８よりの残差
信号ｒ′（ｔ）を合成フィルタ２３で入力音声信号ｓ
（ｔ）を再生し、一方雑音符号帳２５より選択した雑音
符号を利得部２６で利得符号帳２７より選択した利得を
与え、その利得が与えられた雑音符号を合成フィルタ２
４で音声合成し、この合成無声と、合成フィルタ２３よ
りの合成音声との差を引算部２８でとり、その差（誤
差）の二乗が最小となるように歪み計算部２９により雑
音符号帳２５の雑音符号の選択と、利得符号帳２７の利
得選択を行う。この時の雑音符号帳２５の雑音符号およ
び利得符号帳２７の利得を無声部符号Ｉ2 とする。
【００１２】周期性判定部１７が有声部と判断した場合
は残差切りだし部３１により推定されたピッチ周期ｐi
を用いて、逆フィルタ１８からの残差信号ｒ′（ｔ）に
おけるフレームの中央付近からｐi の長さの波形を切り
出し、これを伸縮することによってベクトル長ｎに長さ
を正規化する。この正規化はサンプリング変換部３２に
より、サンプリング変換を、式（３）の標本化関数に基
づいて行う。 ｘ（ｔi ) ＝Σn=-q q ｘ（ｎＴ）・ｓｉｎ（π／Ｔ）（ｔi −ｎＴ） ／｛（ｎ／Ｔ）（ｔi −ｎＴ）｝ （３） ここで、Ｔはサンプリング周期、ｑは論理上無限大であ
るが有限数で打切った値である。
は残差切りだし部３１により推定されたピッチ周期ｐi
を用いて、逆フィルタ１８からの残差信号ｒ′（ｔ）に
おけるフレームの中央付近からｐi の長さの波形を切り
出し、これを伸縮することによってベクトル長ｎに長さ
を正規化する。この正規化はサンプリング変換部３２に
より、サンプリング変換を、式（３）の標本化関数に基
づいて行う。 ｘ（ｔi ) ＝Σn=-q q ｘ（ｎＴ）・ｓｉｎ（π／Ｔ）（ｔi −ｎＴ） ／｛（ｎ／Ｔ）（ｔi −ｎＴ）｝ （３） ここで、Ｔはサンプリング周期、ｑは論理上無限大であ
るが有限数で打切った値である。
【００１３】次に、この正規化された残差波形とパルス
信号と相関が大きくなるまで、正規化残差波形を整列部
３３で回転する。ここで、推定ピッチ周期分の長さを正
規化してｎの長さにされ、かつ回転により位相も正規化
された残差波形ｒnpをＮＰＷ（正規化ピッチ周期波形）
と呼ぶ。推定ピッチ周期ｐi はピッチ周期量子化部３４
で四捨五入によって整数値に量子化され、ピッチ周期符
号Ｉ3 として出力される。
信号と相関が大きくなるまで、正規化残差波形を整列部
３３で回転する。ここで、推定ピッチ周期分の長さを正
規化してｎの長さにされ、かつ回転により位相も正規化
された残差波形ｒnpをＮＰＷ（正規化ピッチ周期波形）
と呼ぶ。推定ピッチ周期ｐi はピッチ周期量子化部３４
で四捨五入によって整数値に量子化され、ピッチ周期符
号Ｉ3 として出力される。
【００１４】整列部３３よりのＮＰＷはＮＰＷ量子化部
３５でベクトル量子化される。ＮＰＷ量子化部３５は例
えば図３Ａに示すように、図１中のＬＰＣ量子化部１３
よりの量子化された線形予測係数によりフィルタ係数が
定められた線形予測合成フィルタ３７にインパルス信号
が通されて、インパルス応答ｈj が求められ、そのイン
パルス応答ｈj はサンプリング変換部３８でｎの長さに
正規化され、この正規化されたインパルス応答ｈ′j に
もとづくインパルス応答行列Ｈが、図１中の整列部３
３よりのＮＰＷに畳み込みフィルタ３９で畳み込まれて
音声信号ｘが合成される。一方、ＮＰＷ符号帳４１から
選択された符号ベクトルｃ0 i に対し、利得部４２で
利得符号帳４３より取出された利得ｇo k が与えられ、
これに対し、畳み込みフィルタ４４でインパルス応答行
列Ｈが畳み込まれて、音声合成され、この合成音声の
再生音声に対する誤差が引算部４５でとられ、その誤差
の二乗が最小になるように、ＮＰＷ符号帳４１の符号ベ
クトルｃ0 i の選択と、利得符号帳４３の利得ｇo k
の選択とが歪み計算部４６で行われる。
３５でベクトル量子化される。ＮＰＷ量子化部３５は例
えば図３Ａに示すように、図１中のＬＰＣ量子化部１３
よりの量子化された線形予測係数によりフィルタ係数が
定められた線形予測合成フィルタ３７にインパルス信号
が通されて、インパルス応答ｈj が求められ、そのイン
パルス応答ｈj はサンプリング変換部３８でｎの長さに
正規化され、この正規化されたインパルス応答ｈ′j に
もとづくインパルス応答行列Ｈが、図１中の整列部３
３よりのＮＰＷに畳み込みフィルタ３９で畳み込まれて
音声信号ｘが合成される。一方、ＮＰＷ符号帳４１から
選択された符号ベクトルｃ0 i に対し、利得部４２で
利得符号帳４３より取出された利得ｇo k が与えられ、
これに対し、畳み込みフィルタ４４でインパルス応答行
列Ｈが畳み込まれて、音声合成され、この合成音声の
再生音声に対する誤差が引算部４５でとられ、その誤差
の二乗が最小になるように、ＮＰＷ符号帳４１の符号ベ
クトルｃ0 i の選択と、利得符号帳４３の利得ｇo k
の選択とが歪み計算部４６で行われる。
【００１５】なお、ＮＰＷ符号帳４１の各符号ベクトル
の長さはｎであり、ピークの位相は均一とされてある。
図１中のＮＰＷ整列部３３で用いたパルス信号は周期が
ｎであり、位相は、符号帳４１の符号ベクトルのピーク
の位相と一致させてある。図３Ａで説明したようにＮＰ
Ｗ符号は、符号ベクトルを駆動音源として合成した波形
と、ＮＰＷ波形を駆動音源として合成した波形との聴覚
重み付け平均二乗誤差が最小になるように決定される。
この距離の歪み尺度Ｄの距離計算には以下の式（４）を
用いる。
の長さはｎであり、ピークの位相は均一とされてある。
図１中のＮＰＷ整列部３３で用いたパルス信号は周期が
ｎであり、位相は、符号帳４１の符号ベクトルのピーク
の位相と一致させてある。図３Ａで説明したようにＮＰ
Ｗ符号は、符号ベクトルを駆動音源として合成した波形
と、ＮＰＷ波形を駆動音源として合成した波形との聴覚
重み付け平均二乗誤差が最小になるように決定される。
この距離の歪み尺度Ｄの距離計算には以下の式（４）を
用いる。
【００１６】 Ｄ＝‖ｘ−ｇo k Ｈｃ0 i ‖2 （４） ここで、ｘはターゲット（ＮＰＷ波形を駆動音源とし
て合成した波形）、Ｈは量子化された線形予測係数
ａ′j を用いた合成フィルタ３７のインパルス応答を正
規化したものをあらわす行列、ｃo は符号ベクトル、
ｇo は符号ベクトルの利得をあらわす。
て合成した波形）、Ｈは量子化された線形予測係数
ａ′j を用いた合成フィルタ３７のインパルス応答を正
規化したものをあらわす行列、ｃo は符号ベクトル、
ｇo は符号ベクトルの利得をあらわす。
【００１７】ターゲットｘは以下の式（５）を用いて
フィルタ３９で畳み込み演算によりあらかじめ計算す
る。 ｘ＝Ｈｒnp （５） ここで、ｒnpは量子前の原ＮＰＷ波形をベクトル表示
にしたものである。従来のＣＥＬＰ符号化では、Ｈに
は通常下三角の（ｎ×ｎ）の正方行列を用いるが、ＮＰ
Ｗ波形を合成フィルタに通して得られる自由応答分を求
めるために、下側に（ｍ−ｎ）行分拡張した（ｍ×ｎ）
の非正方行列を用いる。ここで、ｍ＞ｎである。Ｈに
は、聴覚重み付けを行った線形予測フィルタのインパル
ス応答ｈj （ｊ＝０，１，…，ｐi −１）をサンプリン
グ変換部３８でサンプリング変換してｒnpと同様に正
規化してｈ′j （ｊ＝０，１，…，ｎ−１）にしたもの
を用いる。
フィルタ３９で畳み込み演算によりあらかじめ計算す
る。 ｘ＝Ｈｒnp （５） ここで、ｒnpは量子前の原ＮＰＷ波形をベクトル表示
にしたものである。従来のＣＥＬＰ符号化では、Ｈに
は通常下三角の（ｎ×ｎ）の正方行列を用いるが、ＮＰ
Ｗ波形を合成フィルタに通して得られる自由応答分を求
めるために、下側に（ｍ−ｎ）行分拡張した（ｍ×ｎ）
の非正方行列を用いる。ここで、ｍ＞ｎである。Ｈに
は、聴覚重み付けを行った線形予測フィルタのインパル
ス応答ｈj （ｊ＝０，１，…，ｐi −１）をサンプリン
グ変換部３８でサンプリング変換してｒnpと同様に正
規化してｈ′j （ｊ＝０，１，…，ｎ−１）にしたもの
を用いる。
【００１８】
【数１】 このとき、ｈj （ｊ＝０，１，…，ｐi −１）の計算に
用いる線形予測合成フィルタ３７は、以下の伝達特性を
もつディジタルフィルタで実現される。 Ａ（ｚ）＝１／（１＋ａ1 ｚ-1＋…＋ａp ｚ-p） （７） 聴覚重み付けの伝達特性は、次のように表される。
用いる線形予測合成フィルタ３７は、以下の伝達特性を
もつディジタルフィルタで実現される。 Ａ（ｚ）＝１／（１＋ａ1 ｚ-1＋…＋ａp ｚ-p） （７） 聴覚重み付けの伝達特性は、次のように表される。
【００１９】 Ｗ（ｚ）＝Ａ（γ1 ｚ）／Ａ（γ2 ｚ） （８） ここで、γ1 とγ2 は聴覚重み付けの程度を制御するパ
ラメータであり、０＜γ 2 ＜γ 1 ＜１の値を取る。図３
Ａ中の畳み込みフィルタ３９、４４での畳み込み演算に
用いる行列Ｈは正規化インパルス応答ｈj より先に述
べた拡張されたｍ×ｎの行列を作って用いる。このよう
にＨが拡張されているため、式（５）の演算で得られ
るターゲットｘも
ラメータであり、０＜γ 2 ＜γ 1 ＜１の値を取る。図３
Ａ中の畳み込みフィルタ３９、４４での畳み込み演算に
用いる行列Ｈは正規化インパルス応答ｈj より先に述
べた拡張されたｍ×ｎの行列を作って用いる。このよう
にＨが拡張されているため、式（５）の演算で得られ
るターゲットｘも
【００２０】
【数２】 と次数はｍとなる。ここで、ｘi （ｎ＜ｉ＜ｍ−１）は
線形予測フィルタ３７の自由応答に対応する成分で、合
成フィルタ３７の零入力初期値応答である。ＮＰＷ符号
ｃ0 の選択では、符号ベクトル帳４１の中から式
（４）が最小となるように、符号ベクトルｃ0 i を選
択し、その理想利得ｇ0 i を計算する。まず、式（１
０）のＤ′0 値が最大となる符号ベクトルｃ0 i を閉
ループで選択する。
線形予測フィルタ３７の自由応答に対応する成分で、合
成フィルタ３７の零入力初期値応答である。ＮＰＷ符号
ｃ0 の選択では、符号ベクトル帳４１の中から式
（４）が最小となるように、符号ベクトルｃ0 i を選
択し、その理想利得ｇ0 i を計算する。まず、式（１
０）のＤ′0 値が最大となる符号ベクトルｃ0 i を閉
ループで選択する。
【００２１】 Ｄ′0 ＝（ｘT Ｈｃ0 i ）2 ／‖Ｈｃ0 i ‖2 （10) 選択された符号ベクトルｃ0 i の理想利得ｇ0 i の計
算は、式（１１）式を用いて行う。 ｇ0 i ＝ｘT Ｈｃ0 i ／‖Ｈｃ0 i ‖2 （11) 次に、利得ｇ0 i をスカラー量子化する。以上の手続き
で、符号ベクトルの選択は終了しているため、（４）式
が最小となるようなｇ0 k を選択する。これら選択した
符号ベクトルのコード、選択した利得のコードをＮＰＷ
符号Ｉ4 として出力し、更に、周期判定部１７よりその
フレームが有声部か無声部かを示す周期性符号Ｉ5 を出
力する。符号Ｉ1 〜Ｉ4 がマルチプレクサ４７でまとめ
られ、伝送路又は蓄積部へ出力される。
算は、式（１１）式を用いて行う。 ｇ0 i ＝ｘT Ｈｃ0 i ／‖Ｈｃ0 i ‖2 （11) 次に、利得ｇ0 i をスカラー量子化する。以上の手続き
で、符号ベクトルの選択は終了しているため、（４）式
が最小となるようなｇ0 k を選択する。これら選択した
符号ベクトルのコード、選択した利得のコードをＮＰＷ
符号Ｉ4 として出力し、更に、周期判定部１７よりその
フレームが有声部か無声部かを示す周期性符号Ｉ5 を出
力する。符号Ｉ1 〜Ｉ4 がマルチプレクサ４７でまとめ
られ、伝送路又は蓄積部へ出力される。
【００２２】以上のように１フレームは例えば２５ミリ
秒とされ、そのうちから１ピッチ周期分の残差波形（信
号）が取出され、つまり１フレーム中の例えば数分の１
の部分しか取出されていない。一方合成フィルタ３７は
入力を零として駆動しても、その直前の状態に応じた出
力、いわゆる零入力応答が生じる。そのためＣＥＬＰ符
号化においては、零入力応答を入力波形から差し引いた
ものをターゲットとしている。しかしこの発明では１フ
レーム中の一部のみを用いて符号化するため、合成フィ
ルタ３７のインパルス応答行列をＣＥＬＰ符号化よりも
零応答に対応する分拡張して、１ピッチ周期分の波形を
零入力応答（自由応答）を含めて、これに近い符号ベク
トルの選択を行っている。以上のように波形情報につい
ては１フレーム中の１ピッチ周期分しか符号化していな
いから、それだけ少ないビット数で済み、かつその際に
ピッチ周期を正規化し、またピーク位置を正規化（一定
位相）としているため、この点においても符号化ビット
数を少なくすることができる。
秒とされ、そのうちから１ピッチ周期分の残差波形（信
号）が取出され、つまり１フレーム中の例えば数分の１
の部分しか取出されていない。一方合成フィルタ３７は
入力を零として駆動しても、その直前の状態に応じた出
力、いわゆる零入力応答が生じる。そのためＣＥＬＰ符
号化においては、零入力応答を入力波形から差し引いた
ものをターゲットとしている。しかしこの発明では１フ
レーム中の一部のみを用いて符号化するため、合成フィ
ルタ３７のインパルス応答行列をＣＥＬＰ符号化よりも
零応答に対応する分拡張して、１ピッチ周期分の波形を
零入力応答（自由応答）を含めて、これに近い符号ベク
トルの選択を行っている。以上のように波形情報につい
ては１フレーム中の１ピッチ周期分しか符号化していな
いから、それだけ少ないビット数で済み、かつその際に
ピッチ周期を正規化し、またピーク位置を正規化（一定
位相）としているため、この点においても符号化ビット
数を少なくすることができる。
【００２３】次に図１に示した符号化方法の実施例と対
応した、この発明の復号化方法の実施例を適用した復号
器を図４に示す。ここでは入力端子５１に入力された符
号Ｉ 1 〜Ｉ5 はデマルチプレクサ５２で全ての音声パラ
メータが分離復号された後、有声・無声パラメータ
Ｉ2 ，Ｉ4 によって駆動音源を生成する。周期性符号Ｉ
5が無声部の場合は、無声部符号Ｉ2 を無声部復号部５
３で駆動音源信号を再生する。即ち例えば図５Ａに示す
ように、白色雑音生成部５４よりの白色雑音に、無声部
符号Ｉ2 の復号パワー符号を利得計算部５５で処理して
無声部の合成残差波形を生成する。つまりＮサンプルの
白色雑音を生成し、各々のサブフレーム（Ｎ su長）中の
平均パワーを、復号された対応するサブフレームの平均
パワーと一致するように利得を計算して乗じたものを駆
動信号とする。
応した、この発明の復号化方法の実施例を適用した復号
器を図４に示す。ここでは入力端子５１に入力された符
号Ｉ 1 〜Ｉ5 はデマルチプレクサ５２で全ての音声パラ
メータが分離復号された後、有声・無声パラメータ
Ｉ2 ，Ｉ4 によって駆動音源を生成する。周期性符号Ｉ
5が無声部の場合は、無声部符号Ｉ2 を無声部復号部５
３で駆動音源信号を再生する。即ち例えば図５Ａに示す
ように、白色雑音生成部５４よりの白色雑音に、無声部
符号Ｉ2 の復号パワー符号を利得計算部５５で処理して
無声部の合成残差波形を生成する。つまりＮサンプルの
白色雑音を生成し、各々のサブフレーム（Ｎ su長）中の
平均パワーを、復号された対応するサブフレームの平均
パワーと一致するように利得を計算して乗じたものを駆
動信号とする。
【００２４】周期性符号Ｉ5 が有声部を示す場合は図４
においてＮＰＷ符号Ｉ4 によりＮＰＷ復号部５６で式
（１２）に示すように、符号ベクトルｃ2 に利得ｇi
を乗じて、ＮＰＷ波形ｒi を復号する。図に示してい
ないが、図３Ａ中のＮＰＷ符号帳４１及び利得符号帳４
３と同一のものを備えている。 ｒi ＝ｇ0 i ｃ0 i （12) 次に、この復号ＮＰＷ波形ｒi と前ＮＰＷバッファ５
７の内容ｒi-1 との間の線形補間を線形補間部５８で
行い、中間のＮＰＷ波形ｒinを得る。この線形補間に
は、例えば式（１３）を用いる。
においてＮＰＷ符号Ｉ4 によりＮＰＷ復号部５６で式
（１２）に示すように、符号ベクトルｃ2 に利得ｇi
を乗じて、ＮＰＷ波形ｒi を復号する。図に示してい
ないが、図３Ａ中のＮＰＷ符号帳４１及び利得符号帳４
３と同一のものを備えている。 ｒi ＝ｇ0 i ｃ0 i （12) 次に、この復号ＮＰＷ波形ｒi と前ＮＰＷバッファ５
７の内容ｒi-1 との間の線形補間を線形補間部５８で
行い、中間のＮＰＷ波形ｒinを得る。この線形補間に
は、例えば式（１３）を用いる。
【００２５】 Ｓin（ｊ）＝（１−α）Ｓi-1(j)＋αＳi (j) （ｊ＝０，１，…，ｎ− １； ０＜α＜１） （13) ここで、αは、波形がＮサンプル長のフレーム中のどの
位置にあるかを表す値で、Ｓi-1 はＳi のひとつ前
のベクトルで、Ｓinは補間されて出来たベクトルをあ
らわす。つまり、符号化側では残差波形は各フレーム中
の１ピッチ周期分しか切出されていない。従って、現フ
レームで切出された波形と、前フレームで切出された波
形との間には本来は、１ピッチ周期乃至数ピッチ周期分
程度の波形が存在する。この本来は存在すべき波形を前
フレームの復号ＮＰＷ波形ｒi- 1 と現フレームの復号
ＮＰＷ波形ｒi とで線形補間する。この補間される波
形が、前フレームの切出された波形と現フレームの切出
された波形との間に補間されるべき波形の何番目かに応
じてαが決定される。ピッチ周期符号Ｉ3 はピッチ復号
部５９で復号され、その復号ピッチ周期とフレーム長と
から補間する波形数が決められる。
位置にあるかを表す値で、Ｓi-1 はＳi のひとつ前
のベクトルで、Ｓinは補間されて出来たベクトルをあ
らわす。つまり、符号化側では残差波形は各フレーム中
の１ピッチ周期分しか切出されていない。従って、現フ
レームで切出された波形と、前フレームで切出された波
形との間には本来は、１ピッチ周期乃至数ピッチ周期分
程度の波形が存在する。この本来は存在すべき波形を前
フレームの復号ＮＰＷ波形ｒi- 1 と現フレームの復号
ＮＰＷ波形ｒi とで線形補間する。この補間される波
形が、前フレームの切出された波形と現フレームの切出
された波形との間に補間されるべき波形の何番目かに応
じてαが決定される。ピッチ周期符号Ｉ3 はピッチ復号
部５９で復号され、その復号ピッチ周期とフレーム長と
から補間する波形数が決められる。
【００２６】また復号ピッチ周期と前ピッチバッファ６
１の内容とにより、前フレームの切出し波形のピッチ周
期と、現フレームの切出し波形のピッチ周期との間につ
いて各ピッチ周期との補間をピッチ補間部６２で行い、
このピッチ周期及び復号ピッチ周期をもちいて線形補間
部５８よりの対応する中間ＮＰＷ波形をサンプリング変
換部６３でサンプリング変換し、つまり原音声のピッチ
周期に戻して残差信号合成部６４で順次つなぎ、これを
駆動音源信号とする。
１の内容とにより、前フレームの切出し波形のピッチ周
期と、現フレームの切出し波形のピッチ周期との間につ
いて各ピッチ周期との補間をピッチ補間部６２で行い、
このピッチ周期及び復号ピッチ周期をもちいて線形補間
部５８よりの対応する中間ＮＰＷ波形をサンプリング変
換部６３でサンプリング変換し、つまり原音声のピッチ
周期に戻して残差信号合成部６４で順次つなぎ、これを
駆動音源信号とする。
【００２７】なお、図では説明がないが、符号化のとき
誤って半分のピッチもしくは倍のピッチ周期分のＮＰＷ
を抽出し、上記方法で補間を行う時、もう片方のＮＰＷ
のピッチが正しいとすると、線形補間部５８よりの補間
波形を用いると、出力音声の品質が劣化する。そこで、
復号された前後のピッチ周期が例えばほぼ２：１のよう
に大きく異なる場合は、前後の波形の短い方を２回繰り
返し、これをサンプリング変換によりｎサンプル長のベ
クトルに再正規化し、この再正規化ベクトルと長い方の
波形とを用いて線形補間を行う。ピッチ周期も同様に短
い方のピッチ周期を２倍としてこれと、他方のピッチ周
期の内のピッチ補間を行う。
誤って半分のピッチもしくは倍のピッチ周期分のＮＰＷ
を抽出し、上記方法で補間を行う時、もう片方のＮＰＷ
のピッチが正しいとすると、線形補間部５８よりの補間
波形を用いると、出力音声の品質が劣化する。そこで、
復号された前後のピッチ周期が例えばほぼ２：１のよう
に大きく異なる場合は、前後の波形の短い方を２回繰り
返し、これをサンプリング変換によりｎサンプル長のベ
クトルに再正規化し、この再正規化ベクトルと長い方の
波形とを用いて線形補間を行う。ピッチ周期も同様に短
い方のピッチ周期を２倍としてこれと、他方のピッチ周
期の内のピッチ補間を行う。
【００２８】周期性信号Ｉ5 が無声部を示す時は無声部
信号部５３よりの合成音源信号をＩ 5 が有声部を示す時
は残差信号合成部６４よりの合成音源信号を用いて線形
予測合成フィルタ６５を駆動し、出力音声を出力端子６
６に得る。ここで、線形予測係数符号Ｉ1 を線形予測係
数復号部６７で復号し、この線形予測係数についても前
係数バッファ６８の内容を用いて前フレーム中の１ピッ
チ周期分の線形予測係数と現フレーム中の１ピッチ周期
分の線形予測係数との間を線形予測係数補間部６９で式
（１３）により線形補間を行い合成フィルタ６５の係数
を決定する。なお線形予測係数の補間は従来のＣＥＬＰ
方式で用いられる手法によってもよい。実施例２ 図１中のＮＰＷ量子化部３５で多段量子化する場合の実
施例のＮＰＷ量子化部を図６に示す。図６において図３
Ａと対応する部分に同一符号を付けてあり、この例は２
段量子化の場合で、ＮＰＷ符号帳７１が設けられ、この
ＮＰＷ符号帳７１より選択した符号ベクトルｃ1 j に
対し、利得部７２で利得符号帳４３から選択された利得
ｇ1 k が与えられて畳み込みフィルタ７３に与えられ、
正規化インパルス応答Ｈが畳み込まれ、これにより得
られた合成波形が引算部４５より誤差信号から引算部７
４で差し引かれ、その残りが歪み計算部７５に与えら
れ、歪み計算部７５は引算部７４の出力の二乗が最小に
なるようにＮＰＷ符号帳７１の符号ベクトルｃ1 j の
選択と利得符号帳４３の利得ｇ1 k の選択とが行われ
る。この場合も全体として、符号ベクトルを駆動音源と
して合成した波形と、ＮＰＷ波形を駆動音源として合成
した波形との聴覚重み付き平均二乗誤差が最小になるよ
うに符号ベクトルｃ0 i 、ｃ1 j 、利得ｇ0 k 、ｇ
1 k が決定される。このユークリッド距離の歪み尺度の
距離計算には式（１４）を用いる。
信号部５３よりの合成音源信号をＩ 5 が有声部を示す時
は残差信号合成部６４よりの合成音源信号を用いて線形
予測合成フィルタ６５を駆動し、出力音声を出力端子６
６に得る。ここで、線形予測係数符号Ｉ1 を線形予測係
数復号部６７で復号し、この線形予測係数についても前
係数バッファ６８の内容を用いて前フレーム中の１ピッ
チ周期分の線形予測係数と現フレーム中の１ピッチ周期
分の線形予測係数との間を線形予測係数補間部６９で式
（１３）により線形補間を行い合成フィルタ６５の係数
を決定する。なお線形予測係数の補間は従来のＣＥＬＰ
方式で用いられる手法によってもよい。実施例２ 図１中のＮＰＷ量子化部３５で多段量子化する場合の実
施例のＮＰＷ量子化部を図６に示す。図６において図３
Ａと対応する部分に同一符号を付けてあり、この例は２
段量子化の場合で、ＮＰＷ符号帳７１が設けられ、この
ＮＰＷ符号帳７１より選択した符号ベクトルｃ1 j に
対し、利得部７２で利得符号帳４３から選択された利得
ｇ1 k が与えられて畳み込みフィルタ７３に与えられ、
正規化インパルス応答Ｈが畳み込まれ、これにより得
られた合成波形が引算部４５より誤差信号から引算部７
４で差し引かれ、その残りが歪み計算部７５に与えら
れ、歪み計算部７５は引算部７４の出力の二乗が最小に
なるようにＮＰＷ符号帳７１の符号ベクトルｃ1 j の
選択と利得符号帳４３の利得ｇ1 k の選択とが行われ
る。この場合も全体として、符号ベクトルを駆動音源と
して合成した波形と、ＮＰＷ波形を駆動音源として合成
した波形との聴覚重み付き平均二乗誤差が最小になるよ
うに符号ベクトルｃ0 i 、ｃ1 j 、利得ｇ0 k 、ｇ
1 k が決定される。このユークリッド距離の歪み尺度の
距離計算には式（１４）を用いる。
【００２９】 Ｄ＝‖ｘ−ｇo k Ｈｃ0 i −ｇ1 k Ｈｃ1 j ‖2 （14） ここで、ｘは（５）式で求めたターゲット、Ｈは量
子化された線形予測係数ａi ′を用いた合成フィルタ３
７のインパルス応答を正規化したものをあらわす行列、
ｃo およびｃ1 は符号ベクトル、ｇo 、ｇ1 はそれ
ぞれの符号ベクトルの利得をあらわす。
子化された線形予測係数ａi ′を用いた合成フィルタ３
７のインパルス応答を正規化したものをあらわす行列、
ｃo およびｃ1 は符号ベクトル、ｇo 、ｇ1 はそれ
ぞれの符号ベクトルの利得をあらわす。
【００３０】まず、図３Ａについて説明したとおりに１
段目のｃo とのその理想利得ｇo i を定める。次に、
符号ベクトル帳７１の中から、式（１４）が最小となる
ような符号ベクトルｃ1 j を選択し、その理想利得ｇ
1 j を計算し、ｃ0 i の理想利得であるｇ0 i を再計
算する。これは、符号ベクトルｃo i とｃ1 j のベ
クトル直交化を行い符号化を行う。このベクトル直交化
に基づくベクトル量子化の詳細については、「励振信号
直交化音声符号化法」（特願平６−４３５１９）に記載
されている。
段目のｃo とのその理想利得ｇo i を定める。次に、
符号ベクトル帳７１の中から、式（１４）が最小となる
ような符号ベクトルｃ1 j を選択し、その理想利得ｇ
1 j を計算し、ｃ0 i の理想利得であるｇ0 i を再計
算する。これは、符号ベクトルｃo i とｃ1 j のベ
クトル直交化を行い符号化を行う。このベクトル直交化
に基づくベクトル量子化の詳細については、「励振信号
直交化音声符号化法」（特願平６−４３５１９）に記載
されている。
【００３１】選択には、式（１５）のＤ1 ′値が最大と
なる符号ベクトルｃ1 i を閉ループで選択する。
なる符号ベクトルｃ1 i を閉ループで選択する。
【００３２】
【数３】 選択された符号ベクトルの理想利得ｇ1 j の計算は、式
（１６）を用いて行う。
（１６）を用いて行う。
【００３３】
【数４】 また、理想利得ｇ0 i は式（１７）を用いて再計算を行
う。
う。
【００３４】
【数５】 以上の手続きで、符号ベクトルの選択は終了しているた
め、式（１４）が最小となるような（ｇ0 k ｇ1 k ）を
選択し、これをベクトル量子化する。この場合における
復号器は、図４と同様であるが、ＮＰＷ波形の復号には
式（１８）を用いる。
め、式（１４）が最小となるような（ｇ0 k ｇ1 k ）を
選択し、これをベクトル量子化する。この場合における
復号器は、図４と同様であるが、ＮＰＷ波形の復号には
式（１８）を用いる。
【００３５】 ｒi ＝ｇ0 i ｃo i ＋ｇ1 i ｃ1 i （18） 上述において、符号帳には図５Ｂに示すような適応符号
帳（ａ）、固定符号帳（ｂ）、代数的パルス符号帳
（ｃ）の何れを用いることも可能である。適応符号帳
（ａ）は過去の残差波形であり、代数的パルス符号帳
（ｃ）は規則によりその都度生成することができるもの
である。実施例３ 図１中のＮＰＷ量子化部３５として共役構造の符号帳
（２つ）を用いて量子化する場合の実施例を図３Ｂにあ
らわし、図２Ｂと対応する部分に同一符号を付けてあ
る。ＮＰＷ符号帳８１が更に設けられる。このＮＰＷ符
号帳８１の各符号ベクトル及びＮＰＷ符号帳４１の符号
ベクトルは互いに共役構造をもつもの、つまり互いに直
交関係にあるものでＮＰＷ符号帳８１から選択された符
号ベクトルは利得部８２で利得符号帳４３から選択され
た利得が与えられ、この利得が与えられた符号ベクトル
と利得部４２よりの符号ベクトルとが加算部８３で加算
されて駆動音源信号として畳み込みフィルタ４４に与え
られる。この符号ベクトルを駆動音源信号として合成し
た波形と、ＮＰＷ波形を駆動音源信号として合成した波
形との聴覚重み付け平均二乗誤差が最小になるようにＮ
ＰＷ符号帳４１，８１の各符号ベクトルとその利得とが
決定される。この距離の歪み尺度の距離計算には実施例
２と同様に式（１４）を用いる。この共役構造の符号帳
４１，８１を用いる符号化方法の詳細については「多重
ベクトル量子化方法およびその装置」（特願昭６３−２
４９４５０）に記載されている。
帳（ａ）、固定符号帳（ｂ）、代数的パルス符号帳
（ｃ）の何れを用いることも可能である。適応符号帳
（ａ）は過去の残差波形であり、代数的パルス符号帳
（ｃ）は規則によりその都度生成することができるもの
である。実施例３ 図１中のＮＰＷ量子化部３５として共役構造の符号帳
（２つ）を用いて量子化する場合の実施例を図３Ｂにあ
らわし、図２Ｂと対応する部分に同一符号を付けてあ
る。ＮＰＷ符号帳８１が更に設けられる。このＮＰＷ符
号帳８１の各符号ベクトル及びＮＰＷ符号帳４１の符号
ベクトルは互いに共役構造をもつもの、つまり互いに直
交関係にあるものでＮＰＷ符号帳８１から選択された符
号ベクトルは利得部８２で利得符号帳４３から選択され
た利得が与えられ、この利得が与えられた符号ベクトル
と利得部４２よりの符号ベクトルとが加算部８３で加算
されて駆動音源信号として畳み込みフィルタ４４に与え
られる。この符号ベクトルを駆動音源信号として合成し
た波形と、ＮＰＷ波形を駆動音源信号として合成した波
形との聴覚重み付け平均二乗誤差が最小になるようにＮ
ＰＷ符号帳４１，８１の各符号ベクトルとその利得とが
決定される。この距離の歪み尺度の距離計算には実施例
２と同様に式（１４）を用いる。この共役構造の符号帳
４１，８１を用いる符号化方法の詳細については「多重
ベクトル量子化方法およびその装置」（特願昭６３−２
４９４５０）に記載されている。
【００３６】この場合も、符号帳としては図５Ｂに示す
ような適応符号帳、固定符号帳、代数的パルス符号帳を
用いることが可能である。上述において、複数の符号帳
を用いる場合は、図５Ｂに示した複数種類のものから、
例えば適応符号帳と、固定符号帳というように組合わせ
て用いてもよい。多段ベクトル量子化や共役構造ベクト
ル量子化に対する図４中のＮＰＷ復号部５６は、入力符
号ベクトル数と対応する符号帳を用意しておき、これら
符号帳からそれぞれ入力ＮＰＷ符号Ｉ4 に応じた符号ベ
クトルをそれぞれ取出し、かつそれらに対して、入力Ｎ
ＰＷ符号Ｉ4 中の利得コードにより利得符号帳から得た
各対応する利得をそれぞれ与えればよい。このようにし
てそれぞれ復号されたＮＰＷベクトルをそれぞれ線形補
間し、更にサンプリング変換をそれぞれ行い連続した信
号とすると共に互いに加算して、残差信号として、合成
フィルタ６５へ供給するようにすればよい。
ような適応符号帳、固定符号帳、代数的パルス符号帳を
用いることが可能である。上述において、複数の符号帳
を用いる場合は、図５Ｂに示した複数種類のものから、
例えば適応符号帳と、固定符号帳というように組合わせ
て用いてもよい。多段ベクトル量子化や共役構造ベクト
ル量子化に対する図４中のＮＰＷ復号部５６は、入力符
号ベクトル数と対応する符号帳を用意しておき、これら
符号帳からそれぞれ入力ＮＰＷ符号Ｉ4 に応じた符号ベ
クトルをそれぞれ取出し、かつそれらに対して、入力Ｎ
ＰＷ符号Ｉ4 中の利得コードにより利得符号帳から得た
各対応する利得をそれぞれ与えればよい。このようにし
てそれぞれ復号されたＮＰＷベクトルをそれぞれ線形補
間し、更にサンプリング変換をそれぞれ行い連続した信
号とすると共に互いに加算して、残差信号として、合成
フィルタ６５へ供給するようにすればよい。
【００３７】図１中の無声部量子化部１９は雑音符号帳
から雑音ベクトルを取出し、これに利得を与えたもの
と、入力残差信号との誤差の二乗が最小になるように雑
音ベクトル選択とこれに与える利得とを決定してもよ
い。また図１において線形予測逆フィルタ１４を省略
し、線形予測逆フィルタ１８の出力を相関計算部１５へ
入力してもよい。ピッチ周期の検出精度は逆フィルタ１
４を用いた方がよい。また図１において線形予測係数符
号Ｉ1 も対する１ピッチ周期分だけ出力してもよい。
から雑音ベクトルを取出し、これに利得を与えたもの
と、入力残差信号との誤差の二乗が最小になるように雑
音ベクトル選択とこれに与える利得とを決定してもよ
い。また図１において線形予測逆フィルタ１４を省略
し、線形予測逆フィルタ１８の出力を相関計算部１５へ
入力してもよい。ピッチ周期の検出精度は逆フィルタ１
４を用いた方がよい。また図１において線形予測係数符
号Ｉ1 も対する１ピッチ周期分だけ出力してもよい。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の符号化
方法によれば、有声区間では１フレーム中の１ピッチ周
期だけを符号化しているため、全体を符号化するより符
号化ビット数を少くすることができる。しかもその符号
化の際に、ベクトル長を正規化し、ピーク位置をそろえ
ているため波形の位相情報もなくなり、一層符号化ビッ
ト数を少なくすることができる。
方法によれば、有声区間では１フレーム中の１ピッチ周
期だけを符号化しているため、全体を符号化するより符
号化ビット数を少くすることができる。しかもその符号
化の際に、ベクトル長を正規化し、ピーク位置をそろえ
ているため波形の位相情報もなくなり、一層符号化ビッ
ト数を少なくすることができる。
【００３９】また発明の復号化方法によれば有声区間で
１フレーム中の１ピッチ周期分の情報しか入力されない
が、前後の２つの正規化された符号ベクトルの間を補間
した符号ベクトルを作り、同様に前後の２つの復号ピッ
チ周期の間を補間したピッチ周期を作り、その後、その
各符号ベクトルを対応するピッチ周期に伸縮して、連結
させることにより、連結した駆動信号を作り、これによ
り合成フィルタを駆動して、音声を再生することができ
る。
１フレーム中の１ピッチ周期分の情報しか入力されない
が、前後の２つの正規化された符号ベクトルの間を補間
した符号ベクトルを作り、同様に前後の２つの復号ピッ
チ周期の間を補間したピッチ周期を作り、その後、その
各符号ベクトルを対応するピッチ周期に伸縮して、連結
させることにより、連結した駆動信号を作り、これによ
り合成フィルタを駆動して、音声を再生することができ
る。
【００４０】この発明の音声符号化方法・復号化方法の
効果を調べるために、以下の条件で分析合成音声実験を
行った。入力音声としては、０〜４ｋＨｚ帯域の音声を
標本化周波数８．０ｋＨｚで標本化した後に、ＩＲＳ特
性フィルタを通したものを用いた。符号化器および復号
器は実施例２（図１、図６および図４）の構成のものを
用いた。まず、この入力音声信号に、２５ｍｓ（２００
サンプル）毎に音声信号に分析窓長３０ｍｓのハミング
窓を乗じ、分析次数を１２次として自己相関法による線
形予測分析を行い、１２個の予測係数を求める。予測係
数はＬＳＰパラメータのユークリッド距離を用いてベク
トル量子化する。
効果を調べるために、以下の条件で分析合成音声実験を
行った。入力音声としては、０〜４ｋＨｚ帯域の音声を
標本化周波数８．０ｋＨｚで標本化した後に、ＩＲＳ特
性フィルタを通したものを用いた。符号化器および復号
器は実施例２（図１、図６および図４）の構成のものを
用いた。まず、この入力音声信号に、２５ｍｓ（２００
サンプル）毎に音声信号に分析窓長３０ｍｓのハミング
窓を乗じ、分析次数を１２次として自己相関法による線
形予測分析を行い、１２個の予測係数を求める。予測係
数はＬＳＰパラメータのユークリッド距離を用いてベク
トル量子化する。
【００４１】入力音声信号の状態が有声部と判断された
場合、量子化前の推定ピッチ周期の長さの残差波形を、
ｑ＝２０、ｎ＝１２０として式（３）の演算により１２
０サンプル長のＮＰＷベクトルにサンプリング変換を行
い、このＮＰＷ波形を２つの雑音符号ベクトル
ｃ0 i 、ｃ1 j を用いてベクトル量子化する。偏自
己相関法でもとめたピッチは整数値へとスカラー量子化
する。
場合、量子化前の推定ピッチ周期の長さの残差波形を、
ｑ＝２０、ｎ＝１２０として式（３）の演算により１２
０サンプル長のＮＰＷベクトルにサンプリング変換を行
い、このＮＰＷ波形を２つの雑音符号ベクトル
ｃ0 i 、ｃ1 j を用いてベクトル量子化する。偏自
己相関法でもとめたピッチは整数値へとスカラー量子化
する。
【００４２】また、入力音声信号が無声部と判断された
場合は２５ｍｓフレームを５分割して各５ｍｓサブフレ
ーム内の残差波形の平均パワーを計算し、その５つの値
をベクトル量子化する。ビットレートは周期性がある場
合は２．０８ｋｂｉｔ／ｓ、周期性がない場合は１．２
４ｋｂｉｔ／ｓであり、その内訳は次のようになる。
場合は２５ｍｓフレームを５分割して各５ｍｓサブフレ
ーム内の残差波形の平均パワーを計算し、その５つの値
をベクトル量子化する。ビットレートは周期性がある場
合は２．０８ｋｂｉｔ／ｓ、周期性がない場合は１．２
４ｋｂｉｔ／ｓであり、その内訳は次のようになる。
【００４３】 パラメータ ビット数／フレーム 予測係数（ＬＳＰ） ２１ 有声・無声パラメータ １ 駆動音源（有声の場合）１段目の雑音系列 ７ ２段目の雑音系列 ７ 雑音系列の利得 ８ ピッチ周期 ７ 駆動音源（無声の場合）雑音系列 ８ 上記の条件で符号化された音声は、同一ビットレートの
従来のボコーダに比べてはるかに高い自然性をもち、ま
た同一ビットレートの従来のＣＥＬＰ符号化に比べても
明瞭で雑音感の少ない音声品質が達成された。
従来のボコーダに比べてはるかに高い自然性をもち、ま
た同一ビットレートの従来のＣＥＬＰ符号化に比べても
明瞭で雑音感の少ない音声品質が達成された。
【図１】この発明の符号化方法の実施例を適用した符号
化器の機能構成例を示すブロック図。
化器の機能構成例を示すブロック図。
【図２】Ａは図１中の無声部量子化部１９の具体的機能
構成を示すブロック図、Ｂは図１中の無声部量子化部１
９の他の具体的機能構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図、Ｂは図１中の無声部量子化部１
９の他の具体的機能構成を示すブロック図である。
【図３】Ａは図１中のＮＰＷ量子化部３５の具体的機能
構成例を示すブロック図、Ｂは共役構造ベクトル量子化
の場合のＮＰＷ量子化部３５の具体的機能構成例を示す
ブロック図である。
構成例を示すブロック図、Ｂは共役構造ベクトル量子化
の場合のＮＰＷ量子化部３５の具体的機能構成例を示す
ブロック図である。
【図４】この発明による復号化方法の実施例を適用した
復号化器の機能構成例を示すブロック図。
復号化器の機能構成例を示すブロック図。
【図５】Ａは図４中の無声部復号部５３の具体的機能構
成を示すブロック図、Ｂはこの発明で用いられる各種符
号帳の例を示す図である。
成を示すブロック図、Ｂはこの発明で用いられる各種符
号帳の例を示す図である。
【図６】図１中のＮＰＷ量子化部３５を多段ベクトル量
子化法とした場合の機能構成例を示すブロック図。
子化法とした場合の機能構成例を示すブロック図。
Claims (14)
- 【請求項１】 音声信号を音声のピッチ周期より長いフ
レームごとに線形予測分析し、その分析により得られた
線形予測係数と、その線形予測係数にもとづくフィルタ
係数の線形予測合成フィルタを駆動する駆動信号とによ
って音声の特徴を表現する音声符号化方法において、 フレームごとに、有声・無声区間判別を行い、 当該フレームが有声区間ならば、音声信号を線形予測逆
フィルタリングして求めた残差信号から、ピッチ周期長
の残差信号ベクトルを抽出し、 この抽出した残差信号ベクトル長を予め定めた長さに正
規化し、 その正規化された残差信号ベクトルを、予め定めた基準
信号ベクトルとの相関が大きくなるように、当該残差信
号ベクトル要素を巡回して目標残差ベクトルを求め、 その目標残差ベクトルを上記合成フィルタにより音声信
号に合成して目標波形ベクトルを求め、 予め決めた複数の符号ベクトルより選択したものを駆動
信号として上記合成フィルタにより音声合成して合成波
形ベクトルを得、 この合成波形ベクトルの上記目標波形ベクトルに対する
波形の歪みが最小となる上記符号ベクトルを選択して量
子化符号を決定し、 上記判別が無声区間ならば、上記残差信号を量子化して
符号を決定することを特徴とする音声符号化方法。 - 【請求項２】 上記目標波形ベクトルの生成は、上記合
成フィルタのインパルス応答にもとづく下方三角正方行
列に対し、そのフィルタの自由応答分を求めるために下
方に拡張した非正方行列を、上記目標残差ベクトルに対
し畳み込み演算して求め、 上記非正方行列を上記選択した符号ベクトルに畳み込み
演算して上記合成波形ベクトルを生成することを特徴と
する請求項１記載の音声符号化方法。 - 【請求項３】 上記線形予測係数にもとづくフィルタ係
数を有する合成フィルタにインパルスを通して、インパ
ルス応答を求め、そのインパルス応答を上記予め決めた
長さのベクトル長に正規化し、その長さが変更されたイ
ンパルス応答により上記非正方行列を作成することを特
徴とする請求項２記載の音声符号化方法。 - 【請求項４】 複数の符号帳からそれぞれ選択した符号
ベクトルの重みつき線形和によって、上記合成波形ベク
トルを得るための上記駆動信号とすることを特徴とする
請求項１乃至３の何れかに記載の音声符号化方法。 - 【請求項５】 共役構造をもつ複数個の符号帳からそれ
ぞれ選択した符号ベクトルの重みつき線形和によって上
記合成波形ベクトルを得るための上記駆動信号とするこ
とを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の音声符
号化方法。 - 【請求項６】 上記無声区間の量子化は、雑音符号帳か
ら選択した雑音ベクトルにより上記合成フィルタを励振
し、その出力信号と入力音声信号との歪みを最小とする
雑音ベクトルを選択して行うことを特徴とする請求項１
乃至５の何れかに記載の音声符号化方法。 - 【請求項７】 上記無声区間の量子化は、１フレームを
複数のサブフレームに分割し、その各サブフレームの平
均パワーをフレームごとにベクトル量子化することであ
ることを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の音
声符号化方法。 - 【請求項８】 フレームごとに符号化された線形予測係
数符号と、周期性符号と駆動信号の量子化符号とを入力
して、上記線形予測係数符号を復号して得たフィルタ係
数を有する線形予測合成フィルタを、上記駆動信号の量
子化符号の復号化信号で駆動して、出力音声を合成する
音声復号化方法において、 上記周期性符号が有声区間を示すものであれば、上記駆
動信号の量子化符号を復号した前後２つの符号ベクトル
の補間を行ない、かつ入力されたピッチ周期符号を復号
した前後２つのピッチ周期の補間を行ない、 その補間されたピッチ周期に従って、上記補間された符
号ベクトルのベクトル長を伸縮して上記フレーム長の駆
動信号を生成することを特徴とする音声復号化方法。 - 【請求項９】 上記補間は重み付きで線形補間であるこ
とを特徴とする請求項８記載の音声復号化方法。 - 【請求項１０】 上記復号した前後の２つのピッチ周期
が互いに大きく異なる場合は上記符号ベクトルの補間は
短いピッチ周期長と対応する符号ベクトルを２回繰り返
した後、それをもとの符号ベクトルの長さに正規化し、
その正規化符号ベクトルと他方の符号ベクトル間の補間
を行い、かつ上記ピッチ周期の補間も短い方を２倍に
し、これと他方のピッチ周期との間の補正を行うことを
特徴とする請求項９記載の音声復号化方法。 - 【請求項１１】 前後の２つの上記復号した線形予測係
数を線形補間して上記合成フィルタのフィルタ係数を求
めることを特徴とする請求項８乃至１０の何れかに記載
の音声復号化方法。 - 【請求項１２】 上記周期性符号が無声区間を示すもの
であれば、入力された無声部符号を復号して無声残差波
形を得、この無声残差波形で上記合成フィルタを駆動す
ることを特徴とする請求項８乃至１１の何れかに記載の
音声復号化方法。 - 【請求項１３】 上記無声部符号の復号は、パワー符号
帳から１フレームが分割された複数のサブフレームのそ
れぞれのパワーに、生成した白色雑音の各サブフレーム
のパワーを一致させて、上記無声残差波形を得ることを
特徴とする請求項１２記載の音声復号化方法。 - 【請求項１４】 上記無声部符号の復号は雑音符号帳か
ら雑音ベクトルを取出して上記音声残差波形を得ること
を特徴とする請求項１２記載の音声復号化方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30520696A JP3531780B2 (ja) | 1996-11-15 | 1996-11-15 | 音声符号化方法および復号化方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30520696A JP3531780B2 (ja) | 1996-11-15 | 1996-11-15 | 音声符号化方法および復号化方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10143199A true JPH10143199A (ja) | 1998-05-29 |
| JP3531780B2 JP3531780B2 (ja) | 2004-05-31 |
Family
ID=17942335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30520696A Expired - Lifetime JP3531780B2 (ja) | 1996-11-15 | 1996-11-15 | 音声符号化方法および復号化方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3531780B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6240383B1 (en) | 1997-07-25 | 2001-05-29 | Nec Corporation | Celp speech coding and decoding system for creating comfort noise dependent on the spectral envelope of the speech signal |
| JP2002533772A (ja) * | 1998-12-21 | 2002-10-08 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 可変レートスピーチコーディング |
| WO2003010752A1 (en) * | 2001-07-26 | 2003-02-06 | Nec Corporation | Speech bandwidth extension apparatus and speech bandwidth extension method |
| JP2003522965A (ja) * | 1998-12-21 | 2003-07-29 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 周期的スピーチコーディング |
| US6802046B2 (en) * | 2002-05-01 | 2004-10-05 | Agilent Technologies, Inc. | Time domain measurement systems and methods |
| WO2006035810A1 (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | スケーラブル符号化装置、スケーラブル復号装置、及びこれらの方法 |
| US7228272B2 (en) | 2001-06-29 | 2007-06-05 | Microsoft Corporation | Continuous time warping for low bit-rate CELP coding |
| JP2008139562A (ja) * | 2006-12-01 | 2008-06-19 | Casio Comput Co Ltd | 音声符号化装置、音声復号装置、音声符号化方法、音声復号方法、及び、プログラム |
| JP2012532344A (ja) * | 2009-06-29 | 2012-12-13 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 加重線形予測変換を利用したオーディオ信号符号化及び復号化装置並びにその方法 |
-
1996
- 1996-11-15 JP JP30520696A patent/JP3531780B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6240383B1 (en) | 1997-07-25 | 2001-05-29 | Nec Corporation | Celp speech coding and decoding system for creating comfort noise dependent on the spectral envelope of the speech signal |
| JP4824167B2 (ja) * | 1998-12-21 | 2011-11-30 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 周期的スピーチコーディング |
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| JP4927257B2 (ja) * | 1998-12-21 | 2012-05-09 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 可変レートスピーチ符号化 |
| JP2013178545A (ja) * | 1998-12-21 | 2013-09-09 | Qualcomm Inc | 可変レートスピーチ符号化 |
| US7228272B2 (en) | 2001-06-29 | 2007-06-05 | Microsoft Corporation | Continuous time warping for low bit-rate CELP coding |
| WO2003010752A1 (en) * | 2001-07-26 | 2003-02-06 | Nec Corporation | Speech bandwidth extension apparatus and speech bandwidth extension method |
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| WO2006035810A1 (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | スケーラブル符号化装置、スケーラブル復号装置、及びこれらの方法 |
| US7904292B2 (en) | 2004-09-30 | 2011-03-08 | Panasonic Corporation | Scalable encoding device, scalable decoding device, and method thereof |
| JP2008139562A (ja) * | 2006-12-01 | 2008-06-19 | Casio Comput Co Ltd | 音声符号化装置、音声復号装置、音声符号化方法、音声復号方法、及び、プログラム |
| JP2012532344A (ja) * | 2009-06-29 | 2012-12-13 | サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド | 加重線形予測変換を利用したオーディオ信号符号化及び復号化装置並びにその方法 |
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|---|---|
| JP3531780B2 (ja) | 2004-05-31 |
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