JP3296411B2 - 音声符号化方法および復号化方法 - Google Patents
音声符号化方法および復号化方法Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、音声の信号系列
を少ない情報量でディジタル符号化する高能率音声符号
化方法、特に、従来ボコーダと呼ばれる音声分析合成系
の領域である２．４ｋｂｉｔ／ｓ以下のビットレートで
高品質な音声符号化を実現する符号化方法及びその復号
化方法に関する。
を少ない情報量でディジタル符号化する高能率音声符号
化方法、特に、従来ボコーダと呼ばれる音声分析合成系
の領域である２．４ｋｂｉｔ／ｓ以下のビットレートで
高品質な音声符号化を実現する符号化方法及びその復号
化方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】この発明に関連する従来技術としては、
線形予測ボコーダ、符号励振予測符号化法（ＣＥＬＰ：
Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉ
ｃｔｉｏｎ）、混合領域符号化法（Ｍｉｘｅｄ Ｄｏｍ
ａｉｎ Ｃｏｄｉｎｇ）、代表波形補間符号化法（Ｐｒ
ｏｔｏｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｉｎｔｅｒｐｏｌ
ａｔｉｏｎ）がある。
線形予測ボコーダ、符号励振予測符号化法（ＣＥＬＰ：
Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉ
ｃｔｉｏｎ）、混合領域符号化法（Ｍｉｘｅｄ Ｄｏｍ
ａｉｎ Ｃｏｄｉｎｇ）、代表波形補間符号化法（Ｐｒ
ｏｔｏｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｉｎｔｅｒｐｏｌ
ａｔｉｏｎ）がある。
【０００３】線形予測ボコーダは、４．８ｋｂｉｔ／ｓ
以下の低ビットレート領域における音声符号化方法とし
てこれまで広く用いられ、ＰＡＲＣＯＲ方式や、線スペ
クトル対（ＬＳＰ）方式などの方式がある。これらの方
法の詳細は、たとえば斎藤、中田著「音声情報処理の基
礎」（オーム社出版）に記載されている。線形予測ボコ
ーダは、音声のスペクトル包絡特性をあらわす全極型の
フィルタと、それを駆動する励振信号によって構成され
る。励振信号には、有声音に対してはピッチ周期パルス
列、無声音に対しては白色雑音が用いられる。線形予測
ボコーダにおいて、周期パルス列や白色雑音による励振
信号では音声波形の特徴を再現するには不十分なため、
自然性の高い合成音声を得ることは困難である。
以下の低ビットレート領域における音声符号化方法とし
てこれまで広く用いられ、ＰＡＲＣＯＲ方式や、線スペ
クトル対（ＬＳＰ）方式などの方式がある。これらの方
法の詳細は、たとえば斎藤、中田著「音声情報処理の基
礎」（オーム社出版）に記載されている。線形予測ボコ
ーダは、音声のスペクトル包絡特性をあらわす全極型の
フィルタと、それを駆動する励振信号によって構成され
る。励振信号には、有声音に対してはピッチ周期パルス
列、無声音に対しては白色雑音が用いられる。線形予測
ボコーダにおいて、周期パルス列や白色雑音による励振
信号では音声波形の特徴を再現するには不十分なため、
自然性の高い合成音声を得ることは困難である。
【０００４】一方、符号励振予測符号化では、雑音系列
を励振信号として音声の近接相関とピッチ相関特性をあ
らわす２つの全極型フィルタを駆動することにより音声
を合成する。雑音系列は複数個の符号パターンとしてあ
らかじめ用意され、その中から、入力音声波形と合成音
声波形との誤差を最小にするコードパターンが選択され
る。その詳細は、文献Ｓｃｈｒｏｅｄｅｒ：“Ｃｏｄｅ
Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏ
ｎ （ＣＥＬＰ） Ｈｉｇｈ ＱｕａｌｉｔｙＳｐｅｅ
ｃｈ ａｔ Ｖｅｒｙ Ｌｏｗ Ｂｉｔ Ｒａｔｅｓ”
Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ．ＩＣＡＳＳＰ，ｐｐ９３７−９４
０，１９８５に記載されている。符号励振予測符号化で
は、再現精度は符号パターンの数に依存する関係にあ
る。したがって、多くの系列パターンを用意すれば音声
波形の再現精度が高まり、それにともなって品質を高め
ることが出来る。しかし、音声符号化のビットレートを
４ｋｂｉｔ／ｓ以下にすると、符号パターンの数が制限
され、その結果十分な音声品質が得られなくなる。良好
な音声品質を得るには４．８ｋｂｉｔ／ｓ程度の情報量
が必要であるとされている。
を励振信号として音声の近接相関とピッチ相関特性をあ
らわす２つの全極型フィルタを駆動することにより音声
を合成する。雑音系列は複数個の符号パターンとしてあ
らかじめ用意され、その中から、入力音声波形と合成音
声波形との誤差を最小にするコードパターンが選択され
る。その詳細は、文献Ｓｃｈｒｏｅｄｅｒ：“Ｃｏｄｅ
Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏ
ｎ （ＣＥＬＰ） Ｈｉｇｈ ＱｕａｌｉｔｙＳｐｅｅ
ｃｈ ａｔ Ｖｅｒｙ Ｌｏｗ Ｂｉｔ Ｒａｔｅｓ”
Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ．ＩＣＡＳＳＰ，ｐｐ９３７−９４
０，１９８５に記載されている。符号励振予測符号化で
は、再現精度は符号パターンの数に依存する関係にあ
る。したがって、多くの系列パターンを用意すれば音声
波形の再現精度が高まり、それにともなって品質を高め
ることが出来る。しかし、音声符号化のビットレートを
４ｋｂｉｔ／ｓ以下にすると、符号パターンの数が制限
され、その結果十分な音声品質が得られなくなる。良好
な音声品質を得るには４．８ｋｂｉｔ／ｓ程度の情報量
が必要であるとされている。
【０００５】また、混合領域符号化法（Ｍｉｘｅｄ Ｄ
ｏｍａｉｎ Ｃｏｄｉｎｇ）では、有声音でフレーム毎
に残差波形よりピッチ周期分の波形が抽出され、前のピ
ッチ周期分の波形との差分が時間領域で量子化される。
復号器では周波数領域でこれらの波形の線形補間を行う
ことによって励振信号を生成し、全極フィルタを駆動し
て音声を合成する。無声音では符号励振予測符号化と同
様な方法で符号化を行う。この方式の詳細は、文献Ｄｅ
Ｍａｒｔｉｎ等“Ｍｉｘｅｄ ＤｏｍａｉｎＣｏｄｉ
ｎｇ ｏｆ Ｓｐｅｅｃｈ ａｔ ３ｋｂ／ｓ”Ｐｒｏ
ｃ．ＩＥＥＥ．ＩＣＡＳＳＰ，ＰＰＩＩ／２１６−１７
０，１９９６に記載されている。この方法の特徴として
は、差分を求める際に、前ピッチ周期波形は、現在のフ
レームの波形に長さが正規化されることが挙げられる。
この差分の量子化には、パルス符号帳と雑音符号帳を用
いるが、３．５ｋｂｉｔ／ｓ程度の情報量が必要とされ
ている。
ｏｍａｉｎ Ｃｏｄｉｎｇ）では、有声音でフレーム毎
に残差波形よりピッチ周期分の波形が抽出され、前のピ
ッチ周期分の波形との差分が時間領域で量子化される。
復号器では周波数領域でこれらの波形の線形補間を行う
ことによって励振信号を生成し、全極フィルタを駆動し
て音声を合成する。無声音では符号励振予測符号化と同
様な方法で符号化を行う。この方式の詳細は、文献Ｄｅ
Ｍａｒｔｉｎ等“Ｍｉｘｅｄ ＤｏｍａｉｎＣｏｄｉ
ｎｇ ｏｆ Ｓｐｅｅｃｈ ａｔ ３ｋｂ／ｓ”Ｐｒｏ
ｃ．ＩＥＥＥ．ＩＣＡＳＳＰ，ＰＰＩＩ／２１６−１７
０，１９９６に記載されている。この方法の特徴として
は、差分を求める際に、前ピッチ周期波形は、現在のフ
レームの波形に長さが正規化されることが挙げられる。
この差分の量子化には、パルス符号帳と雑音符号帳を用
いるが、３．５ｋｂｉｔ／ｓ程度の情報量が必要とされ
ている。
【０００６】また、代表波形補間符号化法（Ｐｒｏｔｏ
ｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉ
ｏｎ Ｃｏｄｅｒ）では、プロトタイプ波形（Ｐｒｏｔ
ｏｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ）の線形補間を行って合
成した励振信号で全極フィルタを駆動することにより音
声を合成する。この詳細は、文献Ｋｌｅｉｊｎ Ｗ．
Ｂ．“Ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ｓｐｅｅｃｈ Ｕｓｉｎｇ
Ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ”ＩＥＥＥ
Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｓｐｅｅｃｈ ＡｕｄｉｏＰｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．１，ｐｐ３８６−３９９ １９
９３に記載されている。プロトタイプ波形は、一定周期
で残差波形より抽出され、フーリエ変換された後に符号
化される。この方式では良好な品質を得るには３．４ｋ
ｂｉｔ／ｓ程度の情報量が必要であるとされている。
ｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉ
ｏｎ Ｃｏｄｅｒ）では、プロトタイプ波形（Ｐｒｏｔ
ｏｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍ）の線形補間を行って合
成した励振信号で全極フィルタを駆動することにより音
声を合成する。この詳細は、文献Ｋｌｅｉｊｎ Ｗ．
Ｂ．“Ｅｎｃｏｄｉｎｇ Ｓｐｅｅｃｈ Ｕｓｉｎｇ
Ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ”ＩＥＥＥ
Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｓｐｅｅｃｈ ＡｕｄｉｏＰｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．１，ｐｐ３８６−３９９ １９
９３に記載されている。プロトタイプ波形は、一定周期
で残差波形より抽出され、フーリエ変換された後に符号
化される。この方式では良好な品質を得るには３．４ｋ
ｂｉｔ／ｓ程度の情報量が必要であるとされている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】この発明の課題は、雑
音系列やピッチパルス列を励振信号として用いる線形予
測符号化方法において、電話音声などのように入力信号
の周波数帯域が制限されている場合に、より能率的な符
号化を実現する方法と、その復号化方法を実現すること
である。
音系列やピッチパルス列を励振信号として用いる線形予
測符号化方法において、電話音声などのように入力信号
の周波数帯域が制限されている場合に、より能率的な符
号化を実現する方法と、その復号化方法を実現すること
である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明による符号化方
法は入力音声のピッチ周期を推定し、励振信号の周期的
な部分で、推定されたピッチ周期分の波形を抽出し、そ
のピッチ周期分の波形との波形歪みが最小になるように
符号ベクトルをピッチ長で打ち切ったものより決定する
ことを特徴とする。ここで、入力ピッチ周期波形に、合
成フィルタのインパルス応答を畳み込んだベクトルと、
符号ベクトルをピッチ長で打ち切ったものに同様に畳み
込んだベクトルとの距離計算をすることよって符号を選
択する。また、音声を合成する際には、前後の励振信号
を補間したものを戻してつなげる。この補間の際には、
異なるピッチ長の励振ピッチ周期波形ベクトルは短かい
ベクトルを長いベクトルに長さを合わせて差のベクトル
に零詰めを行うことを特徴とする。
法は入力音声のピッチ周期を推定し、励振信号の周期的
な部分で、推定されたピッチ周期分の波形を抽出し、そ
のピッチ周期分の波形との波形歪みが最小になるように
符号ベクトルをピッチ長で打ち切ったものより決定する
ことを特徴とする。ここで、入力ピッチ周期波形に、合
成フィルタのインパルス応答を畳み込んだベクトルと、
符号ベクトルをピッチ長で打ち切ったものに同様に畳み
込んだベクトルとの距離計算をすることよって符号を選
択する。また、音声を合成する際には、前後の励振信号
を補間したものを戻してつなげる。この補間の際には、
異なるピッチ長の励振ピッチ周期波形ベクトルは短かい
ベクトルを長いベクトルに長さを合わせて差のベクトル
に零詰めを行うことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】実施例１ 図１にこの発明の符号化方法を適用した符号化部の機能
構成を示す。この符号化部は、以下の手順をＮサンプル
数の長さをもつフレームごとに１回行う。フレームｉに
おいて、入力端子１１よりの入力音声信号ｓ（ｔ）のｐ
次の線形予測係数（ＬＰＣ）ａj （ｊ＝０，１，…，ｐ
−１）をＬＰＣ計算部１２で計算する。この線形予測係
数はＬＰＣ量子化部１３で量子化され、線形予測係数符
号Ｉ1 として送出される。線形予測係数の量子化の詳細
については「音声の線形予測パラメータ符号化方法」
（特開平５−２７７９８）に記載されている。ＬＰＣ量
子化部１３よりの線形予測係数符号Ｉ1 は復号され、そ
の逆量子化された線形予測係数に基づいて、線形予測逆
フィルタ１４のフィルタ係数を定め、この逆フィルタ１
４に入力音声信号ｓ（ｔ）を通して残差信号ｒ（ｔ）を
計算する。逆フィルタ１４は次の伝達特性１／Ａ（ｚ）
を持つディジタルフィルタで実現される。
構成を示す。この符号化部は、以下の手順をＮサンプル
数の長さをもつフレームごとに１回行う。フレームｉに
おいて、入力端子１１よりの入力音声信号ｓ（ｔ）のｐ
次の線形予測係数（ＬＰＣ）ａj （ｊ＝０，１，…，ｐ
−１）をＬＰＣ計算部１２で計算する。この線形予測係
数はＬＰＣ量子化部１３で量子化され、線形予測係数符
号Ｉ1 として送出される。線形予測係数の量子化の詳細
については「音声の線形予測パラメータ符号化方法」
（特開平５−２７７９８）に記載されている。ＬＰＣ量
子化部１３よりの線形予測係数符号Ｉ1 は復号され、そ
の逆量子化された線形予測係数に基づいて、線形予測逆
フィルタ１４のフィルタ係数を定め、この逆フィルタ１
４に入力音声信号ｓ（ｔ）を通して残差信号ｒ（ｔ）を
計算する。逆フィルタ１４は次の伝達特性１／Ａ（ｚ）
を持つディジタルフィルタで実現される。
【００１０】 Ａ（ｚ）-1＝１＋ａ1 ｚ-1＋…＋ａp ｚ-p （１） ここで得られた残差信号の相関（偏相関関数）ρを相関
計算部１５で計算し、その相関ρの最大値ρmax の遅れ
（間隔）をピッチ周期抽出部１６で推定ピッチ周期ｐi
とする。このとき、周期性判定部１７で入力音声信号ｓ
（ｔ）が有声部であるか無声部であるかを、例えば以下
の様にしきい値θ（０．５〜１．０）で判別する。
計算部１５で計算し、その相関ρの最大値ρmax の遅れ
（間隔）をピッチ周期抽出部１６で推定ピッチ周期ｐi
とする。このとき、周期性判定部１７で入力音声信号ｓ
（ｔ）が有声部であるか無声部であるかを、例えば以下
の様にしきい値θ（０．５〜１．０）で判別する。
【００１１】 ｋ1 ／２＋ρmax ＞θ；有声部 ｋ1 ／２＋ρmax ＜θ；無声部 （２） ここで、ｋ1 は線形予測係数計算部１２で求まる第１次
の偏自己相関（ＰＡＲＣＯＲ）係数である。判定部１７
が無声部と判断すると無声部量子化部１９で図２Ａに示
すように量子化を行う。この量子化部１９では、フレー
ムをＳ分割し、Ｎsub （＝Ｎ／Ｓ）サンプル数をサブフ
レームとし、そのサブフレーム中の逆フィルタ１４より
残差波形ｒ（ｔ）の平均パワーをパワー計算部２１で計
算し、その１フレーム分をベクトル量子化部２２でベク
トル量子化して無声部符号Ｉ2 として出力する。
の偏自己相関（ＰＡＲＣＯＲ）係数である。判定部１７
が無声部と判断すると無声部量子化部１９で図２Ａに示
すように量子化を行う。この量子化部１９では、フレー
ムをＳ分割し、Ｎsub （＝Ｎ／Ｓ）サンプル数をサブフ
レームとし、そのサブフレーム中の逆フィルタ１４より
残差波形ｒ（ｔ）の平均パワーをパワー計算部２１で計
算し、その１フレーム分をベクトル量子化部２２でベク
トル量子化して無声部符号Ｉ2 として出力する。
【００１２】この無声部の量子化は、図２Ｂに示すよう
な構成で行ってもよい。即ちＬＰＣ量子化部１３よりの
量子化線形予測係数ａj ′により線形予測合成フィルタ
２３，２４のフィルタ係数を設定し、逆フィルタ１８よ
りの残差信号ｒ（ｔ）を合成フィルタ２３で入力音声信
号ｓ（ｔ）を再生し、一方雑音符号帳２５より選択した
雑音符号に利得部２６で利得符号帳２７より選択した利
得を与え、その利得が与えられた雑音符号を合成フィル
タ２４で音声合成し、この合成音声と、合成フィルタ２
３よりの再生音声との差を引き算部２８でとり、その差
（誤差）の二乗が最小となるように歪み計算部２９によ
り雑音符号帳２５の雑音符号の選択と、利得符号帳２７
の利得選択を行う。この時の雑音符号帳２５の雑音符号
および利得符号帳２７の利得を無声部符号Ｉ2 とする。
な構成で行ってもよい。即ちＬＰＣ量子化部１３よりの
量子化線形予測係数ａj ′により線形予測合成フィルタ
２３，２４のフィルタ係数を設定し、逆フィルタ１８よ
りの残差信号ｒ（ｔ）を合成フィルタ２３で入力音声信
号ｓ（ｔ）を再生し、一方雑音符号帳２５より選択した
雑音符号に利得部２６で利得符号帳２７より選択した利
得を与え、その利得が与えられた雑音符号を合成フィル
タ２４で音声合成し、この合成音声と、合成フィルタ２
３よりの再生音声との差を引き算部２８でとり、その差
（誤差）の二乗が最小となるように歪み計算部２９によ
り雑音符号帳２５の雑音符号の選択と、利得符号帳２７
の利得選択を行う。この時の雑音符号帳２５の雑音符号
および利得符号帳２７の利得を無声部符号Ｉ2 とする。
【００１３】周期性判定部１７が有声部と判断した場合
は残差切りだし部３１により推定されたピッチ周期ｐi
を用いて、逆フィルタ１４からの残差信号ｒ（ｔ）にお
けるフレームの中央付近からｐi の長さの波形を切り出
す。この切り出された残差波形とパルス信号（基準信号
ベクトル）との相関が大きくなるまで、その残差波形を
ＰＷ整列部３２で巡回させる。ここで、切り出された、
かつＰＷ整列部３２で巡回された１周期波形分の残差波
形ｒp をＰＷ（ピッチ周期波形）と呼ぶ。推定ピッチ周
期ｐi はピッチ周期量子化部３４で四捨五入によって整
数値に量子化され、ピッチ周期符号Ｉ3 として出力され
る。
は残差切りだし部３１により推定されたピッチ周期ｐi
を用いて、逆フィルタ１４からの残差信号ｒ（ｔ）にお
けるフレームの中央付近からｐi の長さの波形を切り出
す。この切り出された残差波形とパルス信号（基準信号
ベクトル）との相関が大きくなるまで、その残差波形を
ＰＷ整列部３２で巡回させる。ここで、切り出された、
かつＰＷ整列部３２で巡回された１周期波形分の残差波
形ｒp をＰＷ（ピッチ周期波形）と呼ぶ。推定ピッチ周
期ｐi はピッチ周期量子化部３４で四捨五入によって整
数値に量子化され、ピッチ周期符号Ｉ3 として出力され
る。
【００１４】ＰＷ整列部３２よりのＰＷは目標残差ベク
トルであって、ＰＷ量子化部３５でベクトル量子化され
る。ＰＷ量子化部３５は例えば図３Ａに示すように、図
１中のＬＰＣ量子化部１３よりの量子化された線形予測
係数によりフィルタ係数が定められた線形予測合成フィ
ルタ３７にインパルス信号が通されて、インパルス応答
ｈj が求められる。そのインパルス応答ｈj にもとづく
インパルス応答行列Ｈが、図１中のＰＷ整列部３２よ
りのＰＷに畳み込みフィルタ３９で畳み込まれて音声信
号ｘが合成されて目標波形ベクトルとされる。一方、Ｐ
Ｗ符号帳４１から選択された符号ベクトルをその先頭か
ら、図１中のピッチ周期抽出部１６が抽出されたピッチ
周期長だけ符号切り出し部３８で切り出し、この切り出
された符号ベクトルｃ0 i に対し、利得部４２で利得
符号帳４３より取出された利得ｇo k が与えられ、これ
に対し、畳み込みフィルタ４４でインパルス応答行列
Ｈが畳み込まれて音声合成され、この合成音声信号の
再生音声信号ｘ、つまり目標波形ベクトルに対する誤差
が引算部４５でとられ、その誤差の二乗が最小になるよ
うに、ＰＷ符号帳４１の符号ベクトルｃ0 i の選択
と、利得符号帳４３の利得ｇo k の選択とが歪み計算部
４６で行われる。つまり再生音声信号ｘを目標波形ベク
トルとして、符号ベクトルと利得が選択される。
トルであって、ＰＷ量子化部３５でベクトル量子化され
る。ＰＷ量子化部３５は例えば図３Ａに示すように、図
１中のＬＰＣ量子化部１３よりの量子化された線形予測
係数によりフィルタ係数が定められた線形予測合成フィ
ルタ３７にインパルス信号が通されて、インパルス応答
ｈj が求められる。そのインパルス応答ｈj にもとづく
インパルス応答行列Ｈが、図１中のＰＷ整列部３２よ
りのＰＷに畳み込みフィルタ３９で畳み込まれて音声信
号ｘが合成されて目標波形ベクトルとされる。一方、Ｐ
Ｗ符号帳４１から選択された符号ベクトルをその先頭か
ら、図１中のピッチ周期抽出部１６が抽出されたピッチ
周期長だけ符号切り出し部３８で切り出し、この切り出
された符号ベクトルｃ0 i に対し、利得部４２で利得
符号帳４３より取出された利得ｇo k が与えられ、これ
に対し、畳み込みフィルタ４４でインパルス応答行列
Ｈが畳み込まれて音声合成され、この合成音声信号の
再生音声信号ｘ、つまり目標波形ベクトルに対する誤差
が引算部４５でとられ、その誤差の二乗が最小になるよ
うに、ＰＷ符号帳４１の符号ベクトルｃ0 i の選択
と、利得符号帳４３の利得ｇo k の選択とが歪み計算部
４６で行われる。つまり再生音声信号ｘを目標波形ベク
トルとして、符号ベクトルと利得が選択される。
【００１５】なお、ＰＷ符号帳４１の各符号ベクトルの
長さｎは抽出されるピッチ長ｐi よりも十分長くとる必
要がある（ｎ：ｎ＞ｐ max ）。ここで符号ベクトルのピ
ークの位相は均一とされてある。図１中のＰＷ整列部３
２で用いたパルス信号はベクトル長がｎとされてあり、
位相は、ＰＷ符号帳４１の符号ベクトルのピークの位相
と一致させてある。
長さｎは抽出されるピッチ長ｐi よりも十分長くとる必
要がある（ｎ：ｎ＞ｐ max ）。ここで符号ベクトルのピ
ークの位相は均一とされてある。図１中のＰＷ整列部３
２で用いたパルス信号はベクトル長がｎとされてあり、
位相は、ＰＷ符号帳４１の符号ベクトルのピークの位相
と一致させてある。
【００１６】図３Ａで説明したようにＰＷ符号は、符号
ベクトルを励振信号として合成した波形と、ＰＷ波形を
励振信号として合成した波形との聴覚重み付け平均二乗
誤差が最小になるように決定される。この歪み尺度Ｄの
計算には以下の式（３）を用 いる。 Ｄ＝‖ ｘ−ｇo k Ｈｃ0 i ‖2 （３） ここで、ｘは目標波形ベクトル（ＰＷ波形を励振信号と
して合成した波形）、Ｈは量子化された線形予測係数ａ
j ′を用いた合成フィルタ３７のインパルス応答をあら
わす行列、ｃo は符号ベクトル、ｇo は符号ベクトル
の利得をあらわす。
ベクトルを励振信号として合成した波形と、ＰＷ波形を
励振信号として合成した波形との聴覚重み付け平均二乗
誤差が最小になるように決定される。この歪み尺度Ｄの
計算には以下の式（３）を用 いる。 Ｄ＝‖ ｘ−ｇo k Ｈｃ0 i ‖2 （３） ここで、ｘは目標波形ベクトル（ＰＷ波形を励振信号と
して合成した波形）、Ｈは量子化された線形予測係数ａ
j ′を用いた合成フィルタ３７のインパルス応答をあら
わす行列、ｃo は符号ベクトル、ｇo は符号ベクトル
の利得をあらわす。
【００１７】ターゲットｘは以下の式（４）を用いてフ
ィルタ３９で畳み込み演算によりあらかじめ計算する。 ｘ＝Ｈｒp （４） ここで、ｒp は量子前の原ＰＷ波形をベクトル表示に
したものである。従来のＣＥＬＰ符号化では、Ｈには
フレーム長がＮの場合通常下三角の（Ｎ×Ｎ）の正方行
列を用いるが、ここではピッチ長ｐi の正方向行列（ｐ
i ×ｐi）を、下側に（ｑ−ｐi ）行分拡張した（ｑ×
ｐi ）の非正方行列を用いる。ここで、ｑ＞ｐi であ
る。Ｈには、聴覚重み付けを行った線形予測フィルタ
のインパルス応答ｈをピッチ長ｐi で打ち切ったｈ
j （ｊ＝０，１，…，ｐi −１）を用いる。
ィルタ３９で畳み込み演算によりあらかじめ計算する。 ｘ＝Ｈｒp （４） ここで、ｒp は量子前の原ＰＷ波形をベクトル表示に
したものである。従来のＣＥＬＰ符号化では、Ｈには
フレーム長がＮの場合通常下三角の（Ｎ×Ｎ）の正方行
列を用いるが、ここではピッチ長ｐi の正方向行列（ｐ
i ×ｐi）を、下側に（ｑ−ｐi ）行分拡張した（ｑ×
ｐi ）の非正方行列を用いる。ここで、ｑ＞ｐi であ
る。Ｈには、聴覚重み付けを行った線形予測フィルタ
のインパルス応答ｈをピッチ長ｐi で打ち切ったｈ
j （ｊ＝０，１，…，ｐi −１）を用いる。
【００１８】
【数１】 このとき、ｈj （ｊ＝０，１，…，ｐi −１）の計算に
用いる線形予測合成フィルタ３７は、以下の伝達特性
Ｈ′（ｚ）をもつディジタルフィルタで実現される。 Ｈ′（ｚ）＝１／Ａ′（ｚ）＝１／（１＋ａ1 ′ｚ-1＋…＋ａp ′ｚ-p） （６） 聴覚重み付けの伝達特性は、次のように表される。
用いる線形予測合成フィルタ３７は、以下の伝達特性
Ｈ′（ｚ）をもつディジタルフィルタで実現される。 Ｈ′（ｚ）＝１／Ａ′（ｚ）＝１／（１＋ａ1 ′ｚ-1＋…＋ａp ′ｚ-p） （６） 聴覚重み付けの伝達特性は、次のように表される。
【００１９】 Ｗ（ｚ）＝Ａ（ｚ／γ1 ）／Ａ（ｚ／γ2 ） （７） ここで、γ1 とγ2 は聴覚重み付けの程度を制御するパ
ラメータであり、０＜γ2 ＜γ1 ＜１範囲の値を取る。
図３Ａ中の畳み込みフィルタ３９、４４での畳み込み演
算に用いる行列Ｈはインパルス応答ｈより先に述べた
拡張された（ｑ×ｐi ）の行列を用いる。このように
Ｈが拡張されているため、式（４）の演算で得られる
目標波形ベクトルｘも
ラメータであり、０＜γ2 ＜γ1 ＜１範囲の値を取る。
図３Ａ中の畳み込みフィルタ３９、４４での畳み込み演
算に用いる行列Ｈはインパルス応答ｈより先に述べた
拡張された（ｑ×ｐi ）の行列を用いる。このように
Ｈが拡張されているため、式（４）の演算で得られる
目標波形ベクトルｘも
【００２０】
【数２】 と次数はｑとなる。ここで、ｘj （ｐi ＜ｊ＜ｑ−１）
は線形予測フィルタ３７の自由応答分に対応する成分
で、合成フィルタ３７の零入力初期値応答である。ここ
で、演算量低下のために、ｈの長さを非常に短い長さで
打ち切って（例えば１０サンプル程度）、Ｈを構成し
てもよい。
は線形予測フィルタ３７の自由応答分に対応する成分
で、合成フィルタ３７の零入力初期値応答である。ここ
で、演算量低下のために、ｈの長さを非常に短い長さで
打ち切って（例えば１０サンプル程度）、Ｈを構成し
てもよい。
【００２１】なお、量子化線形予測係数ａj ′を用いて
線形予測逆フィルタ１４の係数およびＰＷ量子化部３５
の合成フィルタ３７の係数を決めるが、双方に量子化し
ていない線形予測係数ａj を用いてＨ（ｚ）を構成して
もＨ′（ｚ）を用いた時と同程度の品質が得られる。こ
の場合でも畳み込みフィルタ４４のＨ行列は量子化線
形予測係数ａj ′を用いなければならない。
線形予測逆フィルタ１４の係数およびＰＷ量子化部３５
の合成フィルタ３７の係数を決めるが、双方に量子化し
ていない線形予測係数ａj を用いてＨ（ｚ）を構成して
もＨ′（ｚ）を用いた時と同程度の品質が得られる。こ
の場合でも畳み込みフィルタ４４のＨ行列は量子化線
形予測係数ａj ′を用いなければならない。
【００２２】ＰＷ符号ｃ0 の選択では、ＰＷ符号帳４１
の中から式（３）が最小となるように、符号ベクトル
ｃ0 i を選択し、その理想利得ｇ0 i を計算する。ま
ず、式（９）のＤ0 ′を計算し、Ｄ0 ′値が最大となる
符号ベクトルｃ0 i を閉ループで選択する。なお、ｘ
T はｘの転置行列を表す。 Ｄ0 ′＝（ｘT Ｈｃ0 i ）2 ／‖Ｈｃ0 i ‖2 （９) 選択された符号ベクトルｃ0 i の理想利得ｇ0 i の計
算は、式（１０）を用いて行う。
の中から式（３）が最小となるように、符号ベクトル
ｃ0 i を選択し、その理想利得ｇ0 i を計算する。ま
ず、式（９）のＤ0 ′を計算し、Ｄ0 ′値が最大となる
符号ベクトルｃ0 i を閉ループで選択する。なお、ｘ
T はｘの転置行列を表す。 Ｄ0 ′＝（ｘT Ｈｃ0 i ）2 ／‖Ｈｃ0 i ‖2 （９) 選択された符号ベクトルｃ0 i の理想利得ｇ0 i の計
算は、式（１０）を用いて行う。
【００２３】 ｇ0 i ＝ｘT Ｈｃ0 i ／‖Ｈｃ0 i ‖2 （10) 次に、利得ｇ0 i をスカラー量子化する。以上の手続き
で、符号ベクトルの選択は終了しているため、式（３）
が最小となるようなｇ0 k を選択する。これら選択した
符号ベクトルの符号、選択した利得の符号をＰＷ符号Ｉ
4 として出力し、更に、周期判定部１７よりそのフレー
ムが有声部か無声部かを示す周期性符号Ｉ5 を出力す
る。符号Ｉ1 〜Ｉ5 がマルチプレクサ４７で合成され、
伝送路又は蓄積部へ出力される。
で、符号ベクトルの選択は終了しているため、式（３）
が最小となるようなｇ0 k を選択する。これら選択した
符号ベクトルの符号、選択した利得の符号をＰＷ符号Ｉ
4 として出力し、更に、周期判定部１７よりそのフレー
ムが有声部か無声部かを示す周期性符号Ｉ5 を出力す
る。符号Ｉ1 〜Ｉ5 がマルチプレクサ４７で合成され、
伝送路又は蓄積部へ出力される。
【００２４】以上のように１フレームは例えば２５ミリ
秒とされ、そのうちから１ピッチ周期分の残差波形（信
号）が取出され、つまり１フレーム中の例えば数分の１
の部分しか取出されていない。一方合成フィルタ３７は
入力を零として駆動しても、その直前の状態に応じた出
力、いわゆる零入力応答が生じる。そのためＣＥＬＰ符
号化においては、零入力応答を入力波形から差し引いた
ものを目標波形ベクトル（ターゲット）としている。し
かしこの発明では１フレーム中の一部のみを用いて符号
化するため、合成フィルタ３７のインパルス応答行列を
ＣＥＬＰ符号化よりも零応答に対応する分拡張して、１
ピッチ周期分の波形を零入力応答（自由応答）を含め
て、これに近い符号ベクトルの選択を行っている。以上
のように波形情報については１フレーム中の１ピッチ周
期分しか符号化していないから、それだけ少ないビット
数で表現でき、またピーク位置を正規化（一定位相）と
しているため、この点においても符号化ビット数を少な
くすることができる。
秒とされ、そのうちから１ピッチ周期分の残差波形（信
号）が取出され、つまり１フレーム中の例えば数分の１
の部分しか取出されていない。一方合成フィルタ３７は
入力を零として駆動しても、その直前の状態に応じた出
力、いわゆる零入力応答が生じる。そのためＣＥＬＰ符
号化においては、零入力応答を入力波形から差し引いた
ものを目標波形ベクトル（ターゲット）としている。し
かしこの発明では１フレーム中の一部のみを用いて符号
化するため、合成フィルタ３７のインパルス応答行列を
ＣＥＬＰ符号化よりも零応答に対応する分拡張して、１
ピッチ周期分の波形を零入力応答（自由応答）を含め
て、これに近い符号ベクトルの選択を行っている。以上
のように波形情報については１フレーム中の１ピッチ周
期分しか符号化していないから、それだけ少ないビット
数で表現でき、またピーク位置を正規化（一定位相）と
しているため、この点においても符号化ビット数を少な
くすることができる。
【００２５】次に図１に示した符号化方法の実施例と対
応した、この発明の復号化方法の実施例を適用した復号
器を図４に示す。ここでは入力端子５１に入力された符
号Ｉ 1 〜Ｉ5 はデマルチプレクサ５２で全ての音声パラ
メータが分離復号された後、無声・有声パラメータＩ
2 ，Ｉ4 に応じて励振信号を生成する。周期性符号Ｉ5
が無声部の場合は、無声部符号Ｉ2 を無声部復号部５３
で励振信号を再生する。即ち例えば図５Ａに示すよう
に、白色雑音生成部５４よりの白色雑音に、無声部符号
Ｉ2 の復号パワー符号を利得計算部５５で処理して無声
部の合成残差波形を生成する。つまりＮサンプルの白色
雑音を生成し、各々のサブフレーム（Ｎsu長）中の平均
パワーを、復号された対応するサブフレームの平均パワ
ーと一致するように利得を計算して乗じたものを励振信
号とする。
応した、この発明の復号化方法の実施例を適用した復号
器を図４に示す。ここでは入力端子５１に入力された符
号Ｉ 1 〜Ｉ5 はデマルチプレクサ５２で全ての音声パラ
メータが分離復号された後、無声・有声パラメータＩ
2 ，Ｉ4 に応じて励振信号を生成する。周期性符号Ｉ5
が無声部の場合は、無声部符号Ｉ2 を無声部復号部５３
で励振信号を再生する。即ち例えば図５Ａに示すよう
に、白色雑音生成部５４よりの白色雑音に、無声部符号
Ｉ2 の復号パワー符号を利得計算部５５で処理して無声
部の合成残差波形を生成する。つまりＮサンプルの白色
雑音を生成し、各々のサブフレーム（Ｎsu長）中の平均
パワーを、復号された対応するサブフレームの平均パワ
ーと一致するように利得を計算して乗じたものを励振信
号とする。
【００２６】周期性符号Ｉ5 が有声部を示す場合は図４
においてＰＷ符号Ｉ4 によりＰＷ復号部５６で式（１
１）に示すように、符号ベクトルｃi に利得ｇi を乗
じて、ＰＷ波形ｒi を復号する。図に示していない
が、図３Ａ中のＰＷ符号帳４１及び利得符号帳４３と同
一のものを備え、符号ベクトルｃi はＰＷ符号帳４１
の符号ベクトルの先頭からピッチ周期長ｐi だけ符号切
り出し部６０で切り出されている。
においてＰＷ符号Ｉ4 によりＰＷ復号部５６で式（１
１）に示すように、符号ベクトルｃi に利得ｇi を乗
じて、ＰＷ波形ｒi を復号する。図に示していない
が、図３Ａ中のＰＷ符号帳４１及び利得符号帳４３と同
一のものを備え、符号ベクトルｃi はＰＷ符号帳４１
の符号ベクトルの先頭からピッチ周期長ｐi だけ符号切
り出し部６０で切り出されている。
【００２７】 ｒi ＝ｇ0 i ｃ0 i （11) 次に、この復号ＰＷ波形ｒi と前ＰＷバッファ５７の
内容ｒi-1 との間の線形補間を線形補間部５８で行
い、中間のＰＷ波形ｒinを得る。この線形補間には、
例えば式（１２）を用いる。 ｒin（ｊ）＝（１−α）ｒi-1 （ｊ）＋αｒ i （ｊ） （ｊ＝０，１ ，…，ｐ−１； ０＜α＜１） （12) ここで、αは、波形がＮサンプル長のフレーム中のどの
位置にあるかを表す値、ｐは前後のピッチ（ｐi もしく
はｐi-1 ）の長い方のサンプル数、ｒi-1 はｒi の
ひとつ前のＰＷベクトルで、ｒinは補間されて出来た
ベクトルをあらわす。短いピッチ長のベクトルの余りの
部分は零詰めされ、長い方とベクトル長を一致させた後
に補間を行う。
内容ｒi-1 との間の線形補間を線形補間部５８で行
い、中間のＰＷ波形ｒinを得る。この線形補間には、
例えば式（１２）を用いる。 ｒin（ｊ）＝（１−α）ｒi-1 （ｊ）＋αｒ i （ｊ） （ｊ＝０，１ ，…，ｐ−１； ０＜α＜１） （12) ここで、αは、波形がＮサンプル長のフレーム中のどの
位置にあるかを表す値、ｐは前後のピッチ（ｐi もしく
はｐi-1 ）の長い方のサンプル数、ｒi-1 はｒi の
ひとつ前のＰＷベクトルで、ｒinは補間されて出来た
ベクトルをあらわす。短いピッチ長のベクトルの余りの
部分は零詰めされ、長い方とベクトル長を一致させた後
に補間を行う。
【００２８】つまり、符号化側では残差波形は各フレー
ム中の１ピッチ周期分しか切出されていない。従って、
現フレームで切出された波形と、前フレームで切出され
た波形との間には本来は、１ピッチ周期乃至数ピッチ周
期分程度の波形が存在する。この本来は存在すべき波形
を前フレームの復号ＰＷ波形ｒi-1 と現フレームの復
号ＰＷ波形ｒi とで線形補間する。この補間される波
形が、前フレームの切出された波形と現フレームの切出
された波形との間に補間されるべき波形の何番目かに応
じてαが決定される。ピッチ周期符号Ｉ3 はピッチ復号
部５９で復号され、その復号ピッチ周期とフレーム長と
から補間する波形数が決められる。
ム中の１ピッチ周期分しか切出されていない。従って、
現フレームで切出された波形と、前フレームで切出され
た波形との間には本来は、１ピッチ周期乃至数ピッチ周
期分程度の波形が存在する。この本来は存在すべき波形
を前フレームの復号ＰＷ波形ｒi-1 と現フレームの復
号ＰＷ波形ｒi とで線形補間する。この補間される波
形が、前フレームの切出された波形と現フレームの切出
された波形との間に補間されるべき波形の何番目かに応
じてαが決定される。ピッチ周期符号Ｉ3 はピッチ復号
部５９で復号され、その復号ピッチ周期とフレーム長と
から補間する波形数が決められる。
【００２９】また復号ピッチ周期と前ピッチバッファ６
１の内容とにより、前フレームの切出し波形のピッチ周
期と、現フレームの切出し波形のピッチ周期との間の各
ピッチ周期をピッチ補間部６２で線形補間して求め、そ
の補間ピッチ周期をもちいて、線形補間部５８で求めた
中間ＰＷ波形を残差信号合成部６４で順次つなぎ、これ
を励振信号とする。
１の内容とにより、前フレームの切出し波形のピッチ周
期と、現フレームの切出し波形のピッチ周期との間の各
ピッチ周期をピッチ補間部６２で線形補間して求め、そ
の補間ピッチ周期をもちいて、線形補間部５８で求めた
中間ＰＷ波形を残差信号合成部６４で順次つなぎ、これ
を励振信号とする。
【００３０】なお、図には示していないが、符号化の時
に誤って半分のピッチもしくは倍のピッチ周期分のＰＷ
を抽出した場合に、復号側で上記方法で補間を行う時、
もう片方のＰＷのピッチが正しいとすると、線形補間部
５８よりの補間波形を用いると、出力音声の品質が劣化
する。そこで、復号された前後のピッチ周期が例えばほ
ぼ２：１のように大きく異なる場合は、前後の波形の短
い方を２回繰り返し、このベクトルと長い方の波形とを
用いて線形補間を行う。ピッチ周期も同様に短い方のピ
ッチ周期を２倍として、他方のピッチ周期とのピッチ補
間を行う。
に誤って半分のピッチもしくは倍のピッチ周期分のＰＷ
を抽出した場合に、復号側で上記方法で補間を行う時、
もう片方のＰＷのピッチが正しいとすると、線形補間部
５８よりの補間波形を用いると、出力音声の品質が劣化
する。そこで、復号された前後のピッチ周期が例えばほ
ぼ２：１のように大きく異なる場合は、前後の波形の短
い方を２回繰り返し、このベクトルと長い方の波形とを
用いて線形補間を行う。ピッチ周期も同様に短い方のピ
ッチ周期を２倍として、他方のピッチ周期とのピッチ補
間を行う。
【００３１】ここで、補間の際にＰＷの長さをサンプリ
ング変換により正規化して前後のベクトルを同一の長さ
（Ｎサンプル）にして式（１２）と同様に以下の式（１
３）に基づいて２つのベクトルの線形補間を行うことも
可能である。 Ｓin（ｊ）＝（１−α）Ｓi-1 （ｊ）＋αＳi （ｊ） （ｊ＝０，１，…，Ｎ；０＜α＜１） （13) ここで、αは、波形がＮサンプル長のフレーム中のどの
位置にあるかを表す値、Ｎは正規化ベクトル長、Ｓ
i-1 はｒi のひとつ前のＰＷベクトルを、Ｓ i は
ｒi のＰＷベクトルを、それぞれ正規化したもので、
Ｓinは補間されて出来た正規化ベクトルをあらわす。
このＳinは、サンプリング変換によって上記と同様に
補間されたピッチ周期長に直してから順次つながれる。
ング変換により正規化して前後のベクトルを同一の長さ
（Ｎサンプル）にして式（１２）と同様に以下の式（１
３）に基づいて２つのベクトルの線形補間を行うことも
可能である。 Ｓin（ｊ）＝（１−α）Ｓi-1 （ｊ）＋αＳi （ｊ） （ｊ＝０，１，…，Ｎ；０＜α＜１） （13) ここで、αは、波形がＮサンプル長のフレーム中のどの
位置にあるかを表す値、Ｎは正規化ベクトル長、Ｓ
i-1 はｒi のひとつ前のＰＷベクトルを、Ｓ i は
ｒi のＰＷベクトルを、それぞれ正規化したもので、
Ｓinは補間されて出来た正規化ベクトルをあらわす。
このＳinは、サンプリング変換によって上記と同様に
補間されたピッチ周期長に直してから順次つながれる。
【００３２】周期性信号Ｉ5 が無声部を示す時は無声部
信号部５３よりの合成音源信号をＩ 5 が有声部を示す時
は残差信号合成部６４よりの合成励振信号を用いて線形
予測合成フィルタ６５を駆動し、出力音声を出力端子６
６に得る。ここで、線形予測係数符号Ｉ1 を線形予測係
数復号部６７で復号し、この線形予測係数についても前
係数バッファ６８の内容を用いて前フレーム中の１ピッ
チ周期分の線形予測係数と現フレーム中の１ピッチ周期
分の線形予測係数との間を線形予測係数補間部６９で式
（１２）により線形補間を行い、合成フィルタ６５の係
数を決定する。この線形予測係数の補間はサブフレーム
毎に線形補間を行ってもよい。なお線形予測係数の補間
は一般的にはＬＳＰ領域で行う。実施例２ 図１中のＰＷ量子化部３５で多段量子化する場合の実施
例のＰＷ量子化部を図６に示す。図６において図３Ａと
対応する部分に同一符号を付けてあり、この例は２段量
子化の場合で、ＰＷ符号帳７１が更に設けられ、このＰ
Ｗ符号帳７１より選択した符号ベクトルｃ1 j が符号
切り出し部７０でピッチ周期長ｐi だけ先頭から切り出
され、これに対し、利得部７２で利得符号帳４３から選
択された利得ｇ1 k が与えられて畳み込みフィルタ７３
に与えられ、インパルス応答Ｈが畳み込まれ、これに
より得られた合成波形が、引算部４５よりの誤差信号か
ら引算部７４で差し引かれ、その残りが歪み計算部７５
に与えられ、歪み計算部７５は引算部７４の出力の二乗
が最小になるようにＰＷ符号帳７１の符号ベクトルｃ
1 j の選択と利得符号帳４３の利得ｇ1 k の選択とが行
われる。この場合も全体として、符号ベクトルを励振信
号として合成した波形と、ＰＷ波形を励振信号として合
成した波形との聴覚重み付き平均二乗誤差が最小になる
ように符号ベクトルｃ0 i 、ｃ1 j 、利得ｇ0 k 、
ｇ1 k が決定される。この歪み尺度の計算には式（１
４）を用いる。
信号部５３よりの合成音源信号をＩ 5 が有声部を示す時
は残差信号合成部６４よりの合成励振信号を用いて線形
予測合成フィルタ６５を駆動し、出力音声を出力端子６
６に得る。ここで、線形予測係数符号Ｉ1 を線形予測係
数復号部６７で復号し、この線形予測係数についても前
係数バッファ６８の内容を用いて前フレーム中の１ピッ
チ周期分の線形予測係数と現フレーム中の１ピッチ周期
分の線形予測係数との間を線形予測係数補間部６９で式
（１２）により線形補間を行い、合成フィルタ６５の係
数を決定する。この線形予測係数の補間はサブフレーム
毎に線形補間を行ってもよい。なお線形予測係数の補間
は一般的にはＬＳＰ領域で行う。実施例２ 図１中のＰＷ量子化部３５で多段量子化する場合の実施
例のＰＷ量子化部を図６に示す。図６において図３Ａと
対応する部分に同一符号を付けてあり、この例は２段量
子化の場合で、ＰＷ符号帳７１が更に設けられ、このＰ
Ｗ符号帳７１より選択した符号ベクトルｃ1 j が符号
切り出し部７０でピッチ周期長ｐi だけ先頭から切り出
され、これに対し、利得部７２で利得符号帳４３から選
択された利得ｇ1 k が与えられて畳み込みフィルタ７３
に与えられ、インパルス応答Ｈが畳み込まれ、これに
より得られた合成波形が、引算部４５よりの誤差信号か
ら引算部７４で差し引かれ、その残りが歪み計算部７５
に与えられ、歪み計算部７５は引算部７４の出力の二乗
が最小になるようにＰＷ符号帳７１の符号ベクトルｃ
1 j の選択と利得符号帳４３の利得ｇ1 k の選択とが行
われる。この場合も全体として、符号ベクトルを励振信
号として合成した波形と、ＰＷ波形を励振信号として合
成した波形との聴覚重み付き平均二乗誤差が最小になる
ように符号ベクトルｃ0 i 、ｃ1 j 、利得ｇ0 k 、
ｇ1 k が決定される。この歪み尺度の計算には式（１
４）を用いる。
【００３３】 Ｄ＝‖ｘ−ｇo k Ｈｃ0 i −ｇ1 k Ｈｃ1 j ‖2 （14） ここで、ｘは式（４）で求めたターゲット（目標波形ベ
クトル）、Ｈは量子化された線形予測係数ａj ′を用
いた合成フィルタ３７のインパルス応答をあらわす行
列、ｃo およびｃ1 は符号ベクトル、ｇo 、ｇ1 は
それぞれの符号ベクトルの利得をあらわす。
クトル）、Ｈは量子化された線形予測係数ａj ′を用
いた合成フィルタ３７のインパルス応答をあらわす行
列、ｃo およびｃ1 は符号ベクトル、ｇo 、ｇ1 は
それぞれの符号ベクトルの利得をあらわす。
【００３４】まず、図３Ａについて説明したとおりに１
段目のｃo とのその理想利得ｇo i を定める。次に、
ＰＷ符号帳７１の中から、式（１４）が最小となるよう
な符号ベクトルｃ1 j を選択し、その理想利得ｇ1 j
を計算し、ｃ0 i の理想利得であるｇ0 i を再計算す
る。これは、符号ベクトルｃo i とｃ1 j のベクト
ル直交化を行い符号化を行う。このベクトル直交化に基
づくベクトル量子化の詳細については、「励振信号直交
化音声符号化法」（特願平６−４３５１９）に記載され
ている。
段目のｃo とのその理想利得ｇo i を定める。次に、
ＰＷ符号帳７１の中から、式（１４）が最小となるよう
な符号ベクトルｃ1 j を選択し、その理想利得ｇ1 j
を計算し、ｃ0 i の理想利得であるｇ0 i を再計算す
る。これは、符号ベクトルｃo i とｃ1 j のベクト
ル直交化を行い符号化を行う。このベクトル直交化に基
づくベクトル量子化の詳細については、「励振信号直交
化音声符号化法」（特願平６−４３５１９）に記載され
ている。
【００３５】選択には、式（１５）のＤ1 ′値が最大と
なる符号ベクトルｃ1 i を閉ループで選択する。
なる符号ベクトルｃ1 i を閉ループで選択する。
【００３６】
【数３】 選択された符号ベクトルの理想利得ｇ1 j の計算は、式
（１６）を用いて行う。
（１６）を用いて行う。
【００３７】
【数４】 また、理想利得ｇ0 i は式（１７）を用いて再計算を行
う。
う。
【００３８】
【数５】 以上の手続きで、符号ベクトルの選択は終了しているた
め、式（１４）が最小となるような（ｇ0 k ｇ1 k ）を
選択し、これをベクトル量子化する。この場合における
復号部は、図４と同様であるが、ＰＷ波形の復号には式
（１８）を用いる。
め、式（１４）が最小となるような（ｇ0 k ｇ1 k ）を
選択し、これをベクトル量子化する。この場合における
復号部は、図４と同様であるが、ＰＷ波形の復号には式
（１８）を用いる。
【００３９】 ｒi ＝ｇ0 i ｃo i ＋ｇ1 i ｃ1 i （18） 上述において、ＰＷ符号帳には図５Ｂに示すような適応
符号帳（ａ）、固定符号帳（ｂ）、代数的パルス符号帳
（ｃ）の何れを用いることも可能である。適応符号帳
（ａ）は過去の残差波形であり、代数的パルス符号帳
（ｃ）は規則によりその都度生成することができるもの
である。実施例３ 図１中のＰＷ量子化部３５として共役構造の符号帳（２
つ）を用いて量子化する場合の実施例を図３Ｂにあらわ
し、図２Ｂと対応する部分に同一符号を付けてある。Ｐ
Ｗ符号帳８１が更に設けられる。このＰＷ符号帳８１の
各符号ベクトルから、ＰＷ符号帳４１の符号ベクトルと
互いに共役構造をもつもの、つまり互いに直交関係にあ
るものが選択され、その選択された符号ベクトルは符号
切り出し部７０で先頭からピッチ周期長ｐi 分だけ切り
出され、利得部８２で利得符号帳４３から選択された利
得が与えられ、この利得が与えられた符号ベクトルと利
得部４２よりの符号ベクトルとが加算部８３で加算され
て励振信号として畳み込みフィルタ４４に与えられる。
この符号ベクトルを励振信号として合成した波形と、Ｐ
Ｗ波形を励振信号として合成した波形との聴覚重み付け
平均二乗誤差が最小になるようにＰＷ符号帳４１，８１
の各符号ベクトルとその利得とが決定される。この距離
の歪み距離尺度の計算には実施例２と同様に式（１４）
を用いる。この共役構造の符号帳４１，８１を用いる符
号化方法の詳細については「多重ベクトル量子化方法お
よびその装置」（特願昭６３−２４９４５０）に記載さ
れている。
符号帳（ａ）、固定符号帳（ｂ）、代数的パルス符号帳
（ｃ）の何れを用いることも可能である。適応符号帳
（ａ）は過去の残差波形であり、代数的パルス符号帳
（ｃ）は規則によりその都度生成することができるもの
である。実施例３ 図１中のＰＷ量子化部３５として共役構造の符号帳（２
つ）を用いて量子化する場合の実施例を図３Ｂにあらわ
し、図２Ｂと対応する部分に同一符号を付けてある。Ｐ
Ｗ符号帳８１が更に設けられる。このＰＷ符号帳８１の
各符号ベクトルから、ＰＷ符号帳４１の符号ベクトルと
互いに共役構造をもつもの、つまり互いに直交関係にあ
るものが選択され、その選択された符号ベクトルは符号
切り出し部７０で先頭からピッチ周期長ｐi 分だけ切り
出され、利得部８２で利得符号帳４３から選択された利
得が与えられ、この利得が与えられた符号ベクトルと利
得部４２よりの符号ベクトルとが加算部８３で加算され
て励振信号として畳み込みフィルタ４４に与えられる。
この符号ベクトルを励振信号として合成した波形と、Ｐ
Ｗ波形を励振信号として合成した波形との聴覚重み付け
平均二乗誤差が最小になるようにＰＷ符号帳４１，８１
の各符号ベクトルとその利得とが決定される。この距離
の歪み距離尺度の計算には実施例２と同様に式（１４）
を用いる。この共役構造の符号帳４１，８１を用いる符
号化方法の詳細については「多重ベクトル量子化方法お
よびその装置」（特願昭６３−２４９４５０）に記載さ
れている。
【００４０】この場合も、符号帳としては図５Ｂに示す
ような適応符号帳、固定符号帳、代数的パルス符号帳を
用いることが可能である。上述において、複数の符号帳
を用いる場合は、図５Ｂに示した複数種類のものから、
例えば適応符号帳と、固定符号帳というように組合わせ
て用いてもよい。多段ベクトル量子化や共役構造ベクト
ル量子化に対する図４中のＰＷ復号部５６は、入力符号
ベクトル数と対応する符号帳を用意しておき、これら符
号帳からそれぞれ入力ＰＷ符号Ｉ4 に応じた符号ベクト
ルをそれぞれ取出し、かつそれらに対して、入力ＰＷ符
号Ｉ4 中の利得符号により利得符号帳から得た各対応す
る利得をそれぞれ与えればよい。このようにしてそれぞ
れ復号されたＰＷベクトルを加算して前フレームの加算
ＰＷベクトルと線形補間し、更に順次つなぐことにより
連続した信号として、合成フィルタ６５へ供給する。
ような適応符号帳、固定符号帳、代数的パルス符号帳を
用いることが可能である。上述において、複数の符号帳
を用いる場合は、図５Ｂに示した複数種類のものから、
例えば適応符号帳と、固定符号帳というように組合わせ
て用いてもよい。多段ベクトル量子化や共役構造ベクト
ル量子化に対する図４中のＰＷ復号部５６は、入力符号
ベクトル数と対応する符号帳を用意しておき、これら符
号帳からそれぞれ入力ＰＷ符号Ｉ4 に応じた符号ベクト
ルをそれぞれ取出し、かつそれらに対して、入力ＰＷ符
号Ｉ4 中の利得符号により利得符号帳から得た各対応す
る利得をそれぞれ与えればよい。このようにしてそれぞ
れ復号されたＰＷベクトルを加算して前フレームの加算
ＰＷベクトルと線形補間し、更に順次つなぐことにより
連続した信号として、合成フィルタ６５へ供給する。
【００４１】図１において線形予測係数の量子化も１ピ
ッチ周期分だけ行って符号Ｉ1 を出力してもよい。
ッチ周期分だけ行って符号Ｉ1 を出力してもよい。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の符号化
方法によれば、有声区間では１フレーム中の１ピッチ周
期だけを符号化しているため、全体を符号化するより符
号化ビット数を少くすることができる。しかもその符号
化の際に、ピーク位置をそろえているために波形の位相
情報もなくなり、一層符号化ビット数を少なくすること
ができる。
方法によれば、有声区間では１フレーム中の１ピッチ周
期だけを符号化しているため、全体を符号化するより符
号化ビット数を少くすることができる。しかもその符号
化の際に、ピーク位置をそろえているために波形の位相
情報もなくなり、一層符号化ビット数を少なくすること
ができる。
【００４３】またこの発明の復号化方法によれば有声区
間で１フレーム中の１ピッチ周期分の情報しか入力され
ないが、前後の２つの符号ベクトルの間を補間した中間
ＰＷベクトルを作り、同様に前後の２つの復号ピッチ周
期の間を補間した中間ピッチ周期を作り、その後、その
各符号ベクトルを対応するピッチ周期で連結させること
により、連続的に変化する励振信号が得られ、これによ
り合成フィルタを励振して、音声を再生することができ
る。
間で１フレーム中の１ピッチ周期分の情報しか入力され
ないが、前後の２つの符号ベクトルの間を補間した中間
ＰＷベクトルを作り、同様に前後の２つの復号ピッチ周
期の間を補間した中間ピッチ周期を作り、その後、その
各符号ベクトルを対応するピッチ周期で連結させること
により、連続的に変化する励振信号が得られ、これによ
り合成フィルタを励振して、音声を再生することができ
る。
【００４４】符号の選択および復号時の信号の合成を全
て実時間領域で得ることは、周波数領域で行うものより
も少ない演算量で実現できる。この発明の音声符号化方
法・復号化方法の効果を調べるために、以下の条件で分
析合成音声実験を行った。入力音声としては、０〜４ｋ
Ｈｚ帯域の音声を標本化周波数８．０ｋＨｚで標本化し
た後に、電話機の特性と対応するＩＲＳ特性フィルタを
通したものを用いた。符号化器および復号器は実施例２
（図１、図６および図４）の構成のものを用いた。ま
ず、この入力音声信号に、２５ｍｓ（２００サンプル）
毎に音声信号に分析窓長３０ｍｓのハミング窓を乗じ、
分析次数を１２次として自己相関法による線形予測分析
を行い、１２個の予測係数を求める。予測係数はＬＳＰ
パラメータのユークリッド距離を用いてベクトル量子化
する。
て実時間領域で得ることは、周波数領域で行うものより
も少ない演算量で実現できる。この発明の音声符号化方
法・復号化方法の効果を調べるために、以下の条件で分
析合成音声実験を行った。入力音声としては、０〜４ｋ
Ｈｚ帯域の音声を標本化周波数８．０ｋＨｚで標本化し
た後に、電話機の特性と対応するＩＲＳ特性フィルタを
通したものを用いた。符号化器および復号器は実施例２
（図１、図６および図４）の構成のものを用いた。ま
ず、この入力音声信号に、２５ｍｓ（２００サンプル）
毎に音声信号に分析窓長３０ｍｓのハミング窓を乗じ、
分析次数を１２次として自己相関法による線形予測分析
を行い、１２個の予測係数を求める。予測係数はＬＳＰ
パラメータのユークリッド距離を用いてベクトル量子化
する。
【００４５】入力音声信号の状態が有声部と判断された
場合、得られるＰＷベクトルを２つの雑音符号ｃ
0 i 、ｃ1 j を用いてベクトル量子化する。偏自己相
関法でもとめたピッチは整数値へと四捨五入を用いてス
カラー量子化する。また、入力音声信号が無声部と判断
された場合は２５ｍｓフレームを５分割して各５ｍｓサ
ブフレーム内の残差波形の平均パワーを計算し、その５
つの値をベクトル量子化する。
場合、得られるＰＷベクトルを２つの雑音符号ｃ
0 i 、ｃ1 j を用いてベクトル量子化する。偏自己相
関法でもとめたピッチは整数値へと四捨五入を用いてス
カラー量子化する。また、入力音声信号が無声部と判断
された場合は２５ｍｓフレームを５分割して各５ｍｓサ
ブフレーム内の残差波形の平均パワーを計算し、その５
つの値をベクトル量子化する。
【００４６】ビットレートは周期性がある場合は２．０
０ｋｂｉｔ／ｓ、周期性がない場合は１．２６ｋｂｉｔ
／ｓであり、その内訳は次のようになる。 パラメータ ビット数／フレーム 予測係数（ＬＳＰ） ２１ 有声・無声パラメータ １ 励振信号（有声の場合）１段目の雑音系列 ７ ２段目の雑音系列 ７ 雑音系列の利得 ７ ピッチ周期 ７ 励振信号（無声の場合）雑音系列 ７ 上記の条件で符号化された音声は、同一のビットレート
の従来のボコーダに比べてはるかに高い自然性をもち、
また同一のビットレートの従来のＣＥＬＰ符号化に比べ
ても明瞭で雑音感の少ない音声品質が達成された。
０ｋｂｉｔ／ｓ、周期性がない場合は１．２６ｋｂｉｔ
／ｓであり、その内訳は次のようになる。 パラメータ ビット数／フレーム 予測係数（ＬＳＰ） ２１ 有声・無声パラメータ １ 励振信号（有声の場合）１段目の雑音系列 ７ ２段目の雑音系列 ７ 雑音系列の利得 ７ ピッチ周期 ７ 励振信号（無声の場合）雑音系列 ７ 上記の条件で符号化された音声は、同一のビットレート
の従来のボコーダに比べてはるかに高い自然性をもち、
また同一のビットレートの従来のＣＥＬＰ符号化に比べ
ても明瞭で雑音感の少ない音声品質が達成された。
【図１】この発明の符号化方法の実施例を適用した符号
化器の機能構成例を示すブロック図。
化器の機能構成例を示すブロック図。
【図２】Ａは図１中の無声部量子化部１９の具体的機能
構成を示すブロック図、Ｂは図１中の無声部量子化部１
９の他の具体的機能構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図、Ｂは図１中の無声部量子化部１
９の他の具体的機能構成を示すブロック図である。
【図３】Ａは図１中のＰＷ量子化部３５の具体的機能構
成例を示すブロック図、Ｂは共役構造ベクトル量子化の
場合のＰＷ量子化部３５の具体的機能構成例を示すブロ
ック図である。
成例を示すブロック図、Ｂは共役構造ベクトル量子化の
場合のＰＷ量子化部３５の具体的機能構成例を示すブロ
ック図である。
【図４】この発明による復号化方法の実施例を適用した
復号化器の機能構成例を示すブロック図。
復号化器の機能構成例を示すブロック図。
【図５】Ａは図４中の無声部復号部５３の具体的機能構
成を示すブロック図、Ｂはこの発明で用いられる各種符
号帳の例を示す図である。
成を示すブロック図、Ｂはこの発明で用いられる各種符
号帳の例を示す図である。
【図６】図１中のＰＷ量子化部３５を多段ベクトル量子
化法とした場合の機能構成例を示すブロック図。
化法とした場合の機能構成例を示すブロック図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−84699（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−102900（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−202699（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−129400（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G10L 19/00 - 19/14 H03M 7/30 H04B 14/04
Claims (15)
- 【請求項１】 音声信号を音声のピッチ周期より長いフ
レームごとに線形予測分析し、その分析により得られた
線形予測係数と、その線形予測係数にもとづくフィルタ
係数の線形予測合成フィルタを駆動する励振信号とによ
って音声の特徴を表現する音声符号化方法において、上記ピッチ周期の長さより長く、予め定めた基準信号ベ
クトルの長さと等しく、その基準信号ベクトルのピーク
とそれぞれピークの位相が一致された複数の符号ベクト
ルが格納されたＰＷ符号帳を設け、 フレームごとに、有声・無声区間判別を行い、 当該フレームが有声区間ならば、音声信号を線形予測逆
フィルタリングして求めた残差信号のフレーム中央か
ら、ピッチ周期長の残差信号ベクトルを抽出し、 その抽出された残差信号ベクトルを、上記基準信号ベク
トルとの相関が大きくなるように、残差信号を巡回して
目標残差ベクトルを求め、 その目標残差ベクトルを上記合成フィルタを通して目標
波形ベクトルを求め、上記符号帳 の符号ベクトルを、上記ピッチ周期長で打ち
切ったものより選択し、これを励振信号として上記合成
フィルタにより音声合成して合成音声波形ベクトルを
得、 この合成波形ベクトルの上記目標波形ベクトルに対する
波形の歪みが最小となる上記符号ベクトルを上記ＰＷ符
号帳から選択して上記励振信号の量子化符号を決定する
ことを特徴とする音声符号化方法。 - 【請求項２】 上記目標波形ベクトルの生成は、上記合
成フィルタのインパルス応答にもとづく下方三角正方行
列に対し、そのフィルタの自由応答分を求めるための下
方に拡張した非正方行列を、上記目標残差ベクトルに対
し畳み込み演算して求め、 上記非正方行列を上記選択した符号ベクトルに畳み込み
演算して上記合成波形ベクトルを生成することを特徴と
する請求項１記載の音声符号化方法。 - 【請求項３】 上記線形予測係数にもとづくフィルタ係
数を有する合成フィルタにインパルスを通して、インパ
ルス応答を求め、そのインパルス応答を少ないサンプル
数で打ち切ったものにより上記非正方行列を作成するこ
とを特徴とする請求項２記載の音声符号化方法。 - 【請求項４】 上記予め決めた複数の符号ベクトルはそ
のピーク位置がそろえられていることを特徴とする請求
項１又は３記載の音声符号化方法。 - 【請求項５】 上記有声・無声区間判定が無声区間なら
ば、雑音符号帳から選択した雑音ベクトルにより上記合
成フィルタを励振し、その出力信号と入力音声信号との
歪みを最小とする雑音ベクトルを選択して上記残差信号
を量子化することを特徴とする請求項１乃至４の何れか
に記載の音声符号化方法。 - 【請求項６】 上記有声・無声区間判定が無声区間なら
ば、１フレームを複数のサブフレームに分割し、その各
サブフレームの平均パワーをフレームごとにベクトル量
子化することにより上記無声区間の量子化を行うことを
特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の音声符号化
方法。 - 【請求項７】 フレームごとに符号化された線形予測係
数符号と、励振信号の量子化符号とを入力して、上記線
形予測係数符号を復号して得たフィルタ係数を有する線
形予測合成フィルタを、符号帳より得た上記励振信号の
量子化符号の復号化信号で駆動して、出力音声を合成す
る音声復号化方法において、上記符号帳に音声のピッチ周期より長く、ピークの位相
が均一とされた複数の符号を格納しておき、 当該フレームが有声区間ならば、上記励振信号の量子化
符号に応じて上記符号帳より取り出した符号ベクトル
を、その先頭から、入力されたピッチ周期符号を復号し
たピッチ周期長で打ち切り、 上記打ち切った符号ベクトルと前フレームで求めた打ち
切った符号ベクトルとの補間を行ない、かつ復号したピ
ッチ周期と前フレームで復号したピッチ周期の補間を行
ない、 その補間されたピッチ周期に従って、上記補間された符
号ベクトルを順次つなげて上記フレーム長の励振信号を
生成することを特徴とする音声復号化方法。 - 【請求項８】 上記補間は重み付きで線形補間であるこ
とを特徴とする請求項７記載の音声復号化方法。 - 【請求項９】 上記補間は上記前後２つの符号ベクトル
の短い方のベクトル長を、長い方のベクトル長に一致す
るように差の部分を零詰めしてから線形補間を行うこと
を特徴とする請求項７又は８に記載の音声復号化方法。 - 【請求項１０】 上記補間は上記前後２つの符号ベクト
ルの長さを一定のベクトル長に正規化してから線形補間
を行い、その後上記正規化前のピッチ周期長に戻すこと
を特徴とする請求項７又は８に記載の音声復号化方法。 - 【請求項１１】 上記補間は上記前後の２つのフレーム
から得たピッチ周期が他方の倍のピッチ周期長程度に大
きく異なる場合、 短い方のピッチ長を倍に補正して、短い方のベクトルを
繰り返してから補間を行うことを特徴とする請求項７乃
至１０のいずれかに記載の音声復号化方法。 - 【請求項１２】 前後の２つの上記復号した線形予測係
数を上記波形ベクトルの補間と同時に線形補間して上記
合成フィルタのフィルタ係数を求めることを特徴とする
請求項７乃至１１の何れかに記載の音声復号化方法。 - 【請求項１３】 上記復号した線形予測係数をサブフレ
ームごとに線形補間によって得ることを特徴とする請求
項７乃至１１の何れかに記載の音声復号化方法。 - 【請求項１４】 上記当該フレームが無声区間であれ
ば、入力された励振信号の量子化符号を復号して無声残
差波形を得、この無声残差波形で上記合成フィルタを駆
動することを特徴とする請求項７乃至１３の何れかに記
載の音声復号化方法。 - 【請求項１５】 上記当該フレームが無声区間であれ
ば、パワー符号帳から１フレームが分割された複数のサ
ブフレームのそれぞれのパワーに、生成した白色雑音で
励振した上記合成フィルタの出力の各サブフレームの平
均パワーを一致させて、上記出力音声を得ることを特徴
とする請求項７乃至１３の何れかに記載の音声復号化方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03812797A JP3296411B2 (ja) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | 音声符号化方法および復号化方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03812797A JP3296411B2 (ja) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | 音声符号化方法および復号化方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10232697A JPH10232697A (ja) | 1998-09-02 |
| JP3296411B2 true JP3296411B2 (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=12516798
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03812797A Expired - Fee Related JP3296411B2 (ja) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | 音声符号化方法および復号化方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3296411B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6691084B2 (en) * | 1998-12-21 | 2004-02-10 | Qualcomm Incorporated | Multiple mode variable rate speech coding |
| US6456964B2 (en) * | 1998-12-21 | 2002-09-24 | Qualcomm, Incorporated | Encoding of periodic speech using prototype waveforms |
| US6879955B2 (en) | 2001-06-29 | 2005-04-12 | Microsoft Corporation | Signal modification based on continuous time warping for low bit rate CELP coding |
-
1997
- 1997-02-21 JP JP03812797A patent/JP3296411B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10232697A (ja) | 1998-09-02 |
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