JPH09501815A - 電子装置における発振器からの干渉低減 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 基準発振器および受信機帯域内にスペクトル成分を有する干渉信号を発生する干渉部を含む電子装置において、基準発振器は干渉信号が引き出される基準発振信号を干渉部へ送り、基準発振信号を正弦波信号で角度変調することにより受信機帯域内の干渉信号の振幅を低減してキャリア振幅が低減されかつ変調側帯波が受信機帯域の外側となる角度変調干渉信号が発生される。好ましくは角度変調された干渉信号は方程式Ｊ₀（β）＝０の方程式の解に近い変調指数（β）を有し、ここにＪ₀は第一種のベッセル関数である。また正弦波により基準発振器に直接周波数変調を適用して変調された基準信号を発生し次に変調された基準信号を干渉部へ与えるか、もしくは基準発振信号を正弦波信号で位相変調した後で干渉部へ送ることにより角度変調を達成することもできる。干渉信号が測定帯域内に干渉スペクトル成分を有する場合には、鋸波波形変調信号等の、確定的な非ノイズ変調信号を使用して干渉信号が引き出されるクロック信号を角度変調することにより干渉スペクトル成分の振幅が低減される。

Description

【発明の詳細な説明】 電子装置における発振器からの干渉低減 背景 本発明は電子装置における発振器およびクロックに関し、特にこのような発振 器およびクロックからの不要電磁放射を低減する方法および装置に関する。 最新の電子装置はクロックおよび発振器の使用に非常に依存している。このよ うな装置の例として、ちょっと挙げただけでも、パーソナルコンピュータ、（現 在代表的にはマイクロプロセッサおよびデジタル回路が含まれる）家庭用電子機 器、（セルラー電話機を含む）無線装置、およびスイッチングを利用した電源を 有する任意の装置がある。 発振器およびクロックの一つの特徴は電磁エネルギの不要放射が行われて近く の他の装置だけでなく、発振器およびクロックと同じ装置内の周辺回路にも問題 を生じることがあることである。例えば、無線受信機内で、周辺回路の発振器が 、所望の受信チャネル等のように受信機が干渉に敏感な周波数、又はスーパーヘ テロダイン受信機における中間周波数における不要信号を放出することにより、 無線受信機内で干渉を生じることがある。（本明細書において“干渉”という言 葉は輻射もしくは導電による干渉を意味する。）多くの無線機の設計において、 内部で使用される発振器周波数は全て一つの高精度基準発振器から引き出され、 それは発振器の基本周波数、高調波周波数および分数調波周波数において干渉を 生じることがある。発振器の周波数誤差はその目的に対して大きすぎるため、発 振器を離調してこの干渉を回避するのは非実際的であるかもしくは不可能である 。セルラー無線機と関連する基地局および他の多くの無線機の設計においてこの 問題はしばしば生じる。 無線送受信機内のクロック信号により発生する高調波干渉を低減する問題の一 つの解決策が１９９３年１１月１６日に出願されたＣａｈｉｌｌの米国特許出願 第５，２６３，０５５号に開示されている。この特許には周波数拡散信号発生器 および信号変調器を使用することが示されている。周波数拡散信号は疑似ランダ ムノイズ発生器により発生され、ホワイトノイズ特性を有している。信号変調器 はクロック信号を周波数拡散信号により変調して変調された高調波周波数成分を 含む変調クロック信号を発生する。その結果、濾波された信号と干渉する高調波 周波数成分に対応する、変調された高調波周波数成分の電力レベルが、所定の周 波数帯域よりも広い周波数帯域にわたって拡散され、所定の周波数帯域内の変調 された高調波周波数成分の電力レベルが低減される。 １９８６年５月１４日に公開された日本国特開昭６１−９５６５１号にはＣａ ｈｉｌｌの特許に非常に類似したシステムが開示されている。無線受信機におい て、受信機内でタイミング信号として使用される、中心周波数ｆ₀を有する基準 信号が変調源から出力されるノイズ信号により角度変調される。受信される信号 の中心周波数が基準信号周波数ｆ₀よりも十分大きい場合には、割込みを生じる 第ｎ高調波の周波数スペクトルが広範に拡散して干渉は著しく低減される。 Ｃａｈｉｌｌおよび日本国特許文献に開示された前記技術の問題点はノイズ信 号を使用して基準信号の高調波を拡散しても受信機帯域内の全ての側波帯を完全 に解消する能力が得られないことである。（この状況において、受信機帯域は割 り当てられたチャネル周波数周りの周波数帯域を意味し、受信機がチャネルに同 調されている場合に干渉信号により受信が損なわれることがある。）せいぜい、 これらの側波帯は幾分減衰されるにすぎず、減衰量は拡散帯域に対する受信機帯 域の比率に相当する。 これらのシステムのもう一つの欠点はノイズ発生器自体、実施するのが複雑で あり、回路の設計および組立コストがさらに高くなることである。 定められた一定周波数の発振器およびクロックを含む他種の電子装置でも同じ ような不要放射問題が生じる。このような装置では、大きな帯域を覆域する線ス ペクトルの形で不要放射が生じるようにクロックや発振器から他にも多くの信号 が引き出される場合が多い。放射スペクトルの中にクロック周波数の倍数もしく はクロック周波数の分数調波の倍数の主成分がある場合が多い。成分の厳密な位 置および振幅は装置の状態により変動することがあるが、基本線は残る。 さまざまなクロックおよび発振器に基づくシステム間の潜在的な共存問題によ り、このような装置はＥＣＭ（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）に関して国内および国際標準を満たす必要がある 。これらの標準は任意の１個の電子装置が放射してもよい電磁放射の最大レベル を定義するものである。１２０ｋＨｚの帯域を有する準ピーク検出器を使用して 、技術標準に従って、不要放射が測定される場合が多い。放射スペクトルの中の １本の線がその振幅に対応する検出器からの出力を与える。検出器の帯域内に数 本の線がある場合には、出力はおよそそれらの振幅の和となる。 電子回路では、従来、回路基板の慎重な設計、デカップリングおよびシールド 、平衡線の使用、低電力レベル、および他の周知の設計基準により不要放射が最 大限度よりも低く維持されている。しかしながら、これらの技術は不要放射を許 容レベルまで低減するのに不適切である場合が多い。 したがって、近くの他の回路や装置との干渉を回避するレベルまで不要なクロ ックおよび発振器の電磁エネルギ放射を減衰することができる方法および装置を 提供することが望ましい。 また、このような放射に関するさまざまな国内および国際標準を満たすレベル まで不要なクロックおよび発振器の電磁エネルギ放射を減衰することができる方 法および装置を提供することも望ましい。 概要 本発明の一つの観点は基準発振器および受信機帯域内にスペクトル成分を有す る干渉信号を発生する干渉部を含む電子装置に応用され、この基準発振器は干渉 部へ基準発振信号を送りこの信号から干渉信号が引き出される。本発明により、 受信機の帯域内の干渉信号の振幅は基準発振信号を正弦波変調信号により角度変 調することにより低減され、干渉部は受信機帯域の外側の変調側帯波を有しかつ 受信機帯域内の低減されたキャリア成分を有する角度変調干渉信号を発生する。 実施例において、正弦変調された干渉信号は方程式Ｊ₀（β）＝０、Ｊ₀は第一 種のベッセル関数、の解に近い変調指数βを有している。βの望ましい値は変調 された干渉信号のキャリア電圧を許容量の受信機干渉を生じるレベルまで低減す るのに十分な値である。変調された信号の周波数は変調側波帯が受信機帯域の外 側となるように選定される。受信機帯域を越える変調周波数は干渉キャリアが帯 域内のどこにあっても目的にかなう。キャリアが厳密に帯域の中心にあれば半 分の帯域で十分である。 角度変調は正弦波変調信号により基準発振器に直接周波数変調を適用して変調 された基準信号を発生し、次に変調された基準信号を干渉部へ与えて受信機帯域 外側のスペクトル成分を有する角度変調された干渉信号を発生することにより達 成することができる。また、角度変調は基準発振信号を正弦波変調信号により位 相変調して干渉部へ送りそこで受信機帯域の外側の変調側帯波を有する角度変調 された干渉信号を発生することにより実施することができる。後の方法を使用す る場合には、非変調基準発振信号を電子装置の非干渉部へ送ることができる。こ れは非干渉部へ非変調信号を送りたい場合に有用である。 本発明のもう一つの特徴は測定帯域内に干渉スペクトル成分を有する干渉信号 を発生する発振器を含む電子装置に応用される。本発明によれば、鋸波変調信号 等の、確定的な非ノイズ変調信号を使用して干渉信号が引き出されるクロック信 号を角度変調することにより、干渉信号が測定帯域内で低減されたスペクトル成 分を有する角度変調された干渉信号となり、低減されたスペクトル成分は干渉ス ペクトル成分よりも小さくなるようにして干渉が低減される。 干渉信号が引き出されるクロック信号を角度変調するステップは、基準クロッ ク信号を発生する基準クロックへ直接周波数変調を適用するステップと、次に電 子装置内の放射発生回路へクロック信号の替わりに周波数変調クロック信号を与 えるステップとを含むことができ、放射発生回路が干渉信号を発生させる。また 、干渉信号を引き起こすクロック信号を角度変調するステップは、クロック信号 を位相変調して電子装置内の放射発生回路へクロック信号の替わりに位相変調さ れたクロック信号を送ることを含むことができ、放射発生回路が干渉信号を発生 させる。 本発明のこの観点の一実施例では、角度変調された干渉信号の変調帯域は測定 帯域を越える。 クロック回路自体が所望のクロック信号の他に干渉信号を含む結合信号を発生 するという本発明のさらにもう一つの観点において、結合信号を前記したように 角度変調することにより干渉を低減することができる。 図面の簡単な説明 以下の詳細説明を図面と関連して読めば本発明の目的および利点を理解するこ とができ、ここに、 第１図は本発明の第１の観点による第１の実施例を含む電子装置のブロック図 。 第２ａ図−第２ｂ図は本発明の第１の観点による技術を使用した回路および使 用しない回路から生じる放射レベルのグラフによる比較。 第３図は本発明の第１の観点による別の実施例のブロック図。 第４図は本発明の第２の観点による実施例を含む電子装置のブロック図。 第５ａ図−第５ｂ図は本発明の第２の観点による技術を使用した回路および使 用しない回路から生じる放射レベルのグラフによる比較。 第６図は本発明の第２の観点によるさらに別の実施例のブロック図。 第７図は本発明の一実施例による鋸波波形により変調されているクロック信号 のグラフ。 第８ａ図−第８ｄ図はさまざまな発明技術が適用される経験的なテスト結果を 示すグラフ。 第９図は従来技術の位相変調器回路の回路図。 詳細な説明 次にいくつかの実施例に関して本発明のいくつかの観点について説明する。最 初に、発振器からの無線受信機干渉を低減することができる実施例を提示する。 次に、クロックや発振器からの不要放射をこのような放射の国内および国際標準 を満たすレベルまで減衰することができる本発明のいくつかの実施例について説 明する。いずれの場合も、発振器信号へ角度変調を適用して不要放射の低減が達 成される。 まず、第１図を参照して、本発明の第１の実施例を含む電子装置のブロック図 を示す。電子装置は、例えば、受信機１０１を含む無線装置とすることができる 。この例では、制御論理回路とすることができる干渉部１０３が受信機１０１の 受信周波数における強い干渉信号１０９を発生することを防止することが望まし い。本例の目的のために、受信周波数は４２２．４ＭＨｚであり、干渉部１０３ は１２．８ＭＨｚの周波数で発振する基準発振器１０５から引き出される６．４ ＭＨｚクロック信号を使用するものとする。したがって、干渉部１０３はクロッ ク周波数の第６６次高調波からなる干渉信号を発生する可能性がある。当業者で あれば、図示するように、基準発振器１０５および干渉部１０３は独立部とする ことができるが、１個の同じ部品とすることもできることがお判りと思われる。 すなわち、基準発振器は受信機帯域で干渉を生じる不要高調波を発生することも ある。しかしながら、本発明のさまざまな特徴を説明するだけの目的で、以下の 検討では基準発振器１０５と干渉部１０３は独立部として取り扱う。しかしなが ら、ここで検討する原理および技術は基準発振器自体が不要基準信号を発生する 場合にも同等に適用することができる。 本発明により、干渉信号は基準発振器１０５に角度変調を適用することにより 急峻に減衰される。第１図に示すように、角度変調は基準発振器１０５の直接周 波数変調により遂行される。前記したように、この技術は基準発振器１０５およ び干渉部１０３が一つの同じものである場合にも同等に適用することができる。 発振器の周波数変調技術は周知であり、ここで詳細な説明は行わない。当業者で あれば基準発振器１０５の出力に位相変調を適用することにより同じ角度変調を 達成できることがお判りと思われる。いずれの場合にも、受信機周波数における キャリア周波数信号を小さくする変調指数を有する変調信号を発生する、好まし くは正弦波である、確定的な非ノイズ信号（ホワイトノイズの特性を有するラン ダムもしくは疑似ランダム信号ではない）として変調信号が選択される。ホワイ トノイズ特性を有する波形ではなく、正弦波波形等の、確定的な非ノイズ変調信 号を選択することにより、本発明は干渉する高調波周波数を中心とするある帯域 内でより大きな減衰を達成することができる。これは正弦波変調を行うことによ り、側波帯が全て所与の帯域の外側に来るようにできるためである。これに較べ て、ホワイトノイズを変調信号として使用すると拡散帯域に対する受信機帯域の 比率に等しい減衰しか行うことができない。したがって、本発明により正しく選 択された変調信号が選択されると十分小さな変調により実質的な減衰が達成され る。 正弦波変調信号は変調された信号の変調指数が方程式Ｊ₀（β）＝０の解に近 いように選定しなければならず、ここにβは変調指数でありＪ₀は第一種のベッ セル関数である。例えば、実施例では変調指数βはＪ₀（β）≦Ｒの関係を満た すように（例えば、ベッセル関数表から）選定され、ここにＲは非変調信号のキ ャリア電圧レベルに対する変調信号の低減されたキャリア電圧レベルの所望の比 率である。例として、Ｒ＝０．１（２０ｄＢの低減に等しい）であれば、干渉周 波数における２．２−２．４のβの値は条件を満たす。当業者であれば受け入れ られるＲの値は特定受信機の干渉感受性によって決まることがお判りと思われる 。さらに、受信機周波数帯域の外側の変調側波帯を発生する変調周波数が選定さ れる。第１図に示す例では、変調発生器１０７を使用して４２２．４ＭＨｚにお いて２．４の変調指数、および６０ｋＨｚの変調周波数を有する変調信号を加え ることにより基準発振器１０５の出力を変調し、８ｋＨｚの受信機帯域の外側の 変調側帯波を与えることにより干渉信号１０９が低減される。この減衰は（例え ば、２．４付近の）ある変調指数において、非変調キャリア周波数の変調された 信号のスペクトル成分が消えるという事実により生じるものである。６．４ＭＨ ｚにおける変調指数は僅か２．４／６６＝０．０３６４であり、小さいので制御 論理回路（すなわち、干渉部１０３）を機能不全とすることはない。 前例において変調周波数として６０ｋＨｚを選定するのは任意であることを理 解されたい。受信機帯域よりも高い任意の周波数を使用することができる。例え ば、前例では８ｋＨｚの変調周波数も容認できる。 第２ａ図は発振器を変調せずに生じる干渉信号１０９を示すグラフであり、第 ２ｂ図は干渉信号１０９に対する本発明の変調技術の効果を示すグラフである。 受信周波数において干渉信号の強度は著しく低減されていることがお判りと思わ れる。 前記した発明の別の実施例を第３図に示す。ここでも、関心事はやはり干渉生 成部１０３が受信機１０１の受信周波数で干渉信号１０９を発生することである 。しかしながら、電子装置は発振器１０５から直接非変調信号を送ることが望ま しい非干渉部３０１も含んでいる。したがって、基準発振器１０５に直接周波数 変調を適用するのは適さない。この状況を調整するために、変調発生器１０７か ら変調信号を受信する位相変調器３０３へ発振器１０５の出力が送られる。従来 の位相変調器回路の例を第９図に示す。当業者であれば信号の位相変調技術は周 知であり、ここで詳細な説明は行わない。変調信号は第１図に関して説明したよ う にして決定される。次に位相変調器３０３の出力は干渉部１０３へ送られる。こ の構成により、変調されたクロック信号は干渉信号を生成する部分へ送るだけで よい。干渉を生成しない、もしくは変調信号を許容しない他の部分は図示するよ うに非変調クロック信号を受信することができる。 第３図に示すように位相変調を使用することは発振器１０５自体が干渉信号を 発生する場合にも適用することができる。位相変調されたクロック信号は一般的 に装置内の他の部分へ分散されることがある。この場合、発振器１０３と位相変 調器３０３間で生じることがある干渉を低減するためにさらに周知の原理を使用 する必要のある場合もある。 前記した実施例では変調信号として正弦波を使用するものとした。しかしなが ら、方形波等の異なる確定的な非ノイズ波形を使用して、ここに提示された教示 に基づく回路を設計することもできる。例えば、ここに参照として組み入れられ ている、Ｐ．Ｆ．Ｐａｎｔｈｅｒの論文“変調ノイズおよびスペクトル分析”第 ２５７−２６０頁（ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ １９６５）に教示されているよう に、方形波により周波数変調されたキャリアのフーリエ級数は次式で示される。 この方程式においてβ＝２と設定すれば、キャリアの振幅は消えることが判る。 一般的に、変調指数βは（２／πβ）ｓｉｎ（πβ／２）≦Ｒの関係を満たすよ うに選定しなければならず、ここにＲは非変調キャリア振幅に対する変調キャリ ア振幅の所定の比率である。 Ｒの厳密な値は設計する特定回路の要求によって決まる。ω_mの十分大きい変調 を使用すると側帯波は受信機帯域の外側となる。 したがって、本発明の前記観点により、回避することが困難であった干渉を回 避することができる。シールドやデカップリングの必要性が少なくなるため、コ ストおよび重量を低減した小型でコンパクトな設計を達成することができる。前 記した干渉に関する問題は電子装置の開発サイクルの後の段階で解決することが でき、それにより時間が節減される。さらに、改善されるのは一つの周波数だけ ではなく、変調指数が、例えば、２．４に十分近く干渉の所望の減衰を行う全周 波数が改善される。デジタル回路からの干渉は受信機の同調帯域内のいくつかの チャネルで干渉を生じる比較的低いクロック周波数の高調波の形をとることが多 いためこれは重要である。 本発明の第２の観点によれば、不要な電磁放射を電子装置がこのような放射に 関する国内および国際標準を満たすことができるレベルまで低減するために電子 装置内の基準クロック信号に角度変調が適用される。前記したように、このよう な標準により電子装置が許容できる電磁放射の最大レベルが設定されている。 次に第４図を参照して、この問題に対する本発明の一実施例を示す。ここで、 電子装置４００には干渉信号４０９を発生する放射生成回路４０７が使用するク ロック信号を供給する発振器４０１が含まれている。本発明に従って、位相変調 器４０３により発振器４０１の出力に位相変調が適用される。また、第１図に関 して前記したように、発振器４０１に周波数変調を直接適用して角度変調を達成 することができる。いずれの場合にも、変調波形は確定的な非ノイズ波形であり 、好ましくは鋸波波形であって、本実施例では変調波形発生器４０５により供給 される。ホワイトノイズ信号ではなくて、鋸波波形等の、確定的な非ノイズ波形 を使用することにより、変調波形の発生が遥かに単純になるという事実を含む利 点が提供される。例えば、定電圧を積分し、出力を定期的にリセットすることに より鋸波波形を発生することができる。 この設計の有効性は、大きな変調指数でもって鋸波周波数で変調された信号の スペクトルは変調周波数掃引幅内の成分がほぼ同じ振幅であるという事実から引 き出される。変調された信号の各スペクトル成分は掃引幅に対する鋸波変調周波 数の比率にほぼ対応する電力レベルを有している。これはスペクトル成分が掃引 幅内で変調周波数距離の等間隔とされているためである。掃引幅内の成分数は変 調周波数に対する掃引幅の比率に等しい。総信号電力は本質的に成分間で等分さ れ、各成分の電力は漸減する。このスペクトルは前記Ｐａｎｔｈｅｒの文献の第 ２６０頁の第７−１１図に示されており、ここに参照として組み入れられている 。 Ｂ Ｈｚの帯域を有する電力測定装置によりこの変調スペクトルを測定し変調 周波数がＢよりも高く選択される場合、変調スペクトルのどこにおいても電力測 定装置の帯域内には一時に一つのスペクトル成分しかない。測定装置は一つの成 分の電力しか示さないため所望する低減が達成される。 測定装置がピーク電力計である場合には、電力測定装置の帯域内に一定振幅の 成分を有する変調スペクトルを使用するのが有利である。すると電力計は各成分 のピークレベル以上を示すことがなく、それは振幅が一定であるため平均値にも 等しい。これは、鋸波掃引等の平坦なスペクトルを有する確定的な変調の方が、 測定帯域内に等しいスペクトル平均電力を有するランダムノイズスペクトルより もこの目的に適うことを意味し、それはノイズ信号の方が平均値よりも遥かに高 いピークを有するためである。ピーク電力計は、ノイズ変調に対して、周波数偏 移が匹敵する鋸波掃引変調よりも高いピーク電力を示す。 測定帯域よりも幾分高い周波数を有する鋸波波形を選択すれば、他の選択より も測定帯域内のピーク電力が小さくなるという意味で最適である。それは周波数 がさらに高くなると、各成分が大きくなるためである。一方、周波数が低くなる と、いくつかの成分は測定帯域内に入り、平均電力が同じであっても、ピーク電 力をより高くする。好ましくは、鋸波波形の周波数はある範囲の周波数値から選 定され、それは測定帯域に実質的に等しい下限周波数値および測定帯域の１．５ 倍に実質的に等しい上限周波数値を有する周波数範囲である。 前記した原理を説明するために、電力測定装置の帯域は１００ｋＨｚよりも幾 分小さくこの帯域内で１０ｄＢ（すなわち、１０倍）のスペクトル成分のレベル 低減を達成したいものとする。前記した本発明の原理に従って、１００ｋＨｚの 鋸波変調周波数を使用することができる。また、所望する電力低減を行うために 総信号電力を１０の成分間に分配しなければならない。これらの１０成分を発生 するために、１０ｘ１００ｋＨｚ＝１ＭＨｚの掃引幅を有する鋸波波形によりク ロック信号を角度変調しなければならない。前記鋸波波形により変調されている 変調クロック信号７０１の周波数変動を第７図に示す。 次に第４図の回路を参照して前記教示を一例に適用する。例えば、電子装置４ ００がパーソナルコンピュータである場合には、クロック周波数は６６ＭＨｚと することができる。９００ＭＨz付近で発生する干渉を回避したいものとする。 ９００ＭＨｚ成分の１ＭＨｚの周波数掃引には６６ＭＨｚクロック信号を（６６ ／９００）ｘ１ＭＨｚ＝７３．３ｋＨｚにわたって掃引する必要がある。 この設計の有効性を第５ａ図および第５ｂ図に示す。第５ａ図は発振器４０１ の出力を放射生成回路４０７の入力へ直接加えることにより通常生じる干渉信号 ４０９の線スペクトルのグラフを示す。ここでは干渉信号４０９は３本の線５０ １，５０１’，５０１”を含んでいる。最初の線５０１は電磁放射測定が行われ る帯域Ｂ_meas内に入る。本発明を使用しない場合には、第１の線５０１の振幅は 国内および／もしくは国際標準により設定された最大許容振幅Ａ_maxを越える。 これに対して、第５ｂ図は発振器４０１の出力に鋸波周波数掃引波形変調を適 用する場合の効果を示している。ここでは、干渉信号４０９は周波数スペクトル にわたって間隔がとられた１２本の線を含んでいる。しかしながら、電磁放射測 定を行う帯域Ｂ_max内に入るのは第３の線５０３だけである。重要なのはこの第 ３の線５０３の振幅が国内および／もしくは国際標準により設定される最大許容 振幅Ａ_maxよりも小さいことである。したがって、電子装置４００はこれらの要 求を満たすことになる。実際上、発振器４０１の出力に角度変調を適用すること により、線スペクトルの線が拡散されて任意の一つの帯域に入る電力が少なくな るようにされ、それには検出器がその放射測定を行う帯域も含まれる。テスト方 法は生成される干渉の良好な測定を与えるため、この技術によりテスト方法を免 れるわけではないことを理解されたい。すなわち、測定放射が小さいほど、テス ト方法によりシミュレートされる無線受信機内の放射により生成される実際の干 渉が小さくなる。 次に第６図を参照して本発明のもう一つの実施例について説明する。ここでは 、電子装置６００は放射生成回路６０９を含むデジタル論理回路を具備している 。放射生成回路６０９が使用するクロック信号は、代表的には正弦波出力を有す る水晶発振器とすることができる発振器６０１の出力から引き出される。本発明 によって、発振器６０１の出力は位相変調器６０３へ送られる。変調信号は鋸波 波 形発生器６０７から引き出され、その設計は当業者には周知であるため、ここで はこれ以上説明しない。鋸波発生器６０７の出力は積分フィルタ６０５の入力へ 送られ、その出力は位相変調器６０３へ送られる。積分フィルタ６０５の目的は 位相変調器の出力が鋸波発生器６０７の出力により発振器６０１を直接周波数変 調して得られるものと同じであることを保証することである。 したがって、本発明のこの特徴により不要放射の比較的大きい減衰が達成され る。これによりデカップリングおよびシールドのコストを低減することができる 。第４図および第６図の構成はクロック回路およびプロセッサの集積化に良く適 している。 次に第８ａ図−第８ｄ図に示すグラフを参照して本発明のさまざまな技術を適 用したテストの経験的な結果について説明する。これらの各グラフはヒューレッ トパッカードスペクトル分析器、モデル番号８５６８Ｂにより得られたものであ る。下記の例では前記した例と同じ帯域、変調周波数および偏移は使用されない 。しかしながら、周波数スケーリングは結果に影響を及ぼさないため、以下に示 す関係は一般的に有効である。 次に第８ａ図を参照して、干渉信号８００は（図示せぬ）非変調クロック信号 からの高調波を表す。特に、干渉信号８００は４５０ＭＨｚを中心とする大きな 干渉スペクトル成分８０１を含んでいる。干渉スペクトル成分８０１のピーク８ ０２は本例では−２０ｄＢｍである。 ４５０ＭＨｚを中心とする受信機帯域内の干渉を実質的に解消するために、干 渉スペクトル成分８０１を著しく減衰したい場合には、非変調クロック信号を１ ０ｋＨｚの方形波で、かつ、ほぼ２に等しい干渉４５０ＭＨｚ成分における変調 指数でもって周波数変調することができる。干渉信号に及ぼす影響を第８ｂ図の グラフに示す。ここで、干渉信号８００’は干渉スペクトル成分８０１に較べて ６０ｄＢ以上の減衰を表している。さらに、この技術を適用して発生される側波 帯８０５は４５０ＭＨｚの受信機中心周波数から１０ｋＨｚ離れており、したが って受信機帯域の外側である。 第８ｃ図は干渉成分周波数において２０ｋＨｚの掃引幅を有する１ｋＨｚの鋸 波波形により（図示せぬ）クロック信号を周波数変調する効果を示すグラフであ る。そのため信号電力はおよそ２０の成分に分配しなければならず、その結果減 衰はおよそ２０倍、すなわち−１３ｄＢ、としなければならない。第８ｃ図に示 すように、これは−１２．５ｄＢの実際の減衰８０７とよく一致する。第８ｃ図 のグラフを発生するのに使用する測定帯域は３００Ｈｚであり、成分間の距離よ りも小さい。したがって、一時にせいぜい一つの成分しか測定することができな い。これもピーク電力測定である。測定帯域内には定振幅信号しか存在しないた めピークおよび平均電力間に差異はない。 次に第８ｄ図を参照して、第８ｃ図と同じスペクトルを再び示す。しかしなが ら、ここでは干渉信号は３ｋＨｚの帯域で測定されているため、帯域内に３つの 成分が許される。これはピーク電力測定である。粗い計算により測定される電圧 のピーク値は、第８ｃ図の測定に較べて、９．５ｄＢに対応する３倍まで上昇す ることが予測される。実際の減衰８０９（−１．９ｄＢ実際≒−１２．５ｄＢ実 際＋９．５ｄＢ推定）はこの推定と良く一致する。 特定の実施例について本発明を説明してきた。しかしながら、当業者であれば 前記実施例以外の特定の形式で本発明を実施できることを容易にお判りいただけ るものと思われる。それは本発明の精神を逸脱することなく行うことができる。 実施例は単なる説明用にすぎずあらゆる点において制限的意味合いを有するもの ではない。本発明の範囲は明細書ではなく特許請求の範囲に指示され、請求の範 囲内に入る変更や均等事項はすべてそこに含まれるものとする。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 受信機帯域内にスペクトル成分を有する干渉信号を第１の信号から発生す る干渉部を含む電子装置において、受信機帯域内の干渉を低減する方法であって 、 確定的な非ノイズ変調信号により第１の信号を角度変調して、変調側帯波が受 信機帯域の外側にありかつキャリア振幅が低減されている角度変調された干渉信 号を干渉部から発生するステップを含む干渉低減方法。 ２． 第１項記載の方法であって、前記確定的な非ノイズ変調信号は正弦波信号 である、干渉低減方法。 ３． 第２項記載の方法であって、前記角度変調された干渉信号はＪ₀（β）≦ Ｒの関係を満たす変調指数βを有し、ここにＲは非変調キャリア振幅に対する変 調キャリア振幅の所定の比率である、干渉低減方法。 ４． 第１項記載の方法であって、前記確定的な非ノイズ変調信号は対称方形波 である、干渉低減方法。 ５． 第４項記載の方法であって、前記対称方形波は前記角度変調された干渉信 号の変調側帯波を受信機帯域の外側とするのに十分な高さの繰返し周波数を有す る、干渉低減方法。 ６． 第４項記載の方法であって、前記角度変調された干渉信号は（２／πβ） ｓｉｎ（πβ／２）≦Ｒの関係を満たす変調指数βを有し、ここにＲは非変調キ ャリア振幅に対する変調キャリア振幅の所定の比率である、干渉低減方法。 ７． 第１項記載の方法であって、 前記電子装置はさらに干渉部へ前記第１の信号を供給する第１の部分を含み、 前記第１の信号を角度変調するステップは、 確定的な非ノイズ変調信号により前記第１の部分に直接周波数変調を適用し て変調された第１の信号を発生するステップと、 前記変調された第１の信号を干渉部へ与えて受信機帯域の外側にある変調側 帯波を有する前記角度変調された干渉信号を発生するステップと、 を含む、干渉低減方法。 ８． 第１項記載の方法であって、 前記電子装置はさらに干渉部へ前記第１の信号を供給する第１の部分を含み、 前記第１の信号を角度変調するステップは、 確定的な非ノイズ変調信号により前記第１の信号を位相変調してから干渉部 へ送り、受信機帯域の外側にある変調側帯波を有する前記角度変調された干渉信 号を干渉部から発生するステップ、 を含む、干渉低減方法。 ９． 第８項記載の方法であって、さらに前記電子装置の非干渉部へ非変調第１ 信号を送るステップを含む、干渉低減方法。 １０． 第１の信号および受信機帯域内にスペクトル成分を有する干渉信号を含 む結合信号を発生する干渉部を含む電子装置において、受信機帯域内の干渉を低 減する方法であって、 確定的な非ノイズ変調信号により前記結合信号を角度変調して、変調側帯波が 受信機帯域の外側にありかつキャリア振幅が低減された角度変調された干渉信号 を干渉部から発生するステップを含む干渉低減方法。 １１． 第８項記載の方法であって、前記確定的な非ノイズ変調信号は正弦波信 号である、干渉低減方法。 １２． 第１１項記載の方法であって、前記角度変調された干渉信号はＪ₀（β ）≦Ｒの関係を満たす変調指数βを有し、ここにＲは非変調キャリア振幅に対す る変調キャリア振幅の所定の比率である、干渉低減方法。 １３． 第１０項記載の方法であって、前記確定的な非ノイズ変調信号は対称方 形波である、干渉低減方法。 １４． 第１３項記載の方法であって、前記対称方形波は前記角度変調された干 渉信号の変調側帯波を受信機帯域の外側とするのに十分な高さの繰返し周波数を 有する、干渉低減方法。 １５． 第１３項記載の方法であって、前記角度変調された干渉信号は（２／π β）ｓｉｎ（πβ／２）≦Ｒの関係を満たす変調指数βを有し、ここにＲは非変 調キャリア振幅に対する変調キャリア振幅の所定の比率である、干渉低減方法。 １６． 第１０項記載の方法であって、前記結合信号を角度変調するステップは 、確定的な非ノイズ変調信号により干渉部に直接周波数変調を適用し、受信機帯 域 の外側にある変調側帯波を有する前記角度変調された干渉信号を干渉部から発生 することを含む、干渉低減方法。 １７． 第１０項記載の方法であって、前記結合信号を角度変調するステップは 、確定的な非ノイズ変調信号により前記結合信号を位相変調してから前記電子装 置内の第１の構成部分へ送り、前記干渉信号は受信機帯域の外側にある変調側帯 波を有する前記角度変調された干渉信号となることを含む、干渉低減方法。 １８． 第１７項記載の方法であって、さらに前記電子装置内の第２の構成部分 へ非変調結合信号を送るステップを含む、干渉低減方法。 １９． 第１の信号から測定帯域内に干渉スペクトル成分を有する干渉信号を発 生する干渉部を含む電子装置において、測定帯域内の干渉を低減する方法であっ て、 変調信号を使用して前記第１の信号を角度変調し、干渉スペクトル成分よりも 小さい低減されたスペクトル成分を測定帯域内に有する角度変調された干渉信号 を干渉部から発生するステップを含み、 前記変調信号は確定的な非ノイズ波形であり、 前記角度変調された干渉信号の変調帯域は測定帯域を越える、 干渉低減方法。 ２０． 第１９項記載の方法であって、前記変調信号は鋸波波形である、干渉低 減方法。 ２１． 第２０項記載の方法であって、前記鋸波波形の周波数は測定帯域にほぼ 等しい下限周波数値および測定帯域の１．５倍にほぼ等しい上限周波数値を有す る周波数範囲から選定される、干渉低減方法。 ２２． 第１９項記載の方法であって、前記第１の信号を角度変調するステップ は、 前記第１の信号を発生する第１の部分に直接周波数変調を適用するステップと 、 周波数変調された第１の信号を干渉部内の、干渉信号を発生させる放射発生回 路へ前記第１の信号の替わりに送るステップと、 を含む、干渉低減方法。 ２３． 第１９項記載の方法であって、前記第１の信号を角度変調するステップ は、 前記第１の信号を位相変調するステップと、 前記位相変調された第１の信号を干渉部内の、干渉信号を発生する放射発生回 路へ前記第１の信号の替わりに送るステップと、 を含む、干渉低減方法。 ２４． 第２３項記載の方法であって、変調されない第１の信号を電子装置の非 干渉部へ送るステップを含む、干渉低減方法。 ２５． 第１の信号および測定帯域内に干渉スペクトル成分を有する干渉信号を 含む結合信号を発生する干渉部を含む電子装置において、測定帯域内の干渉を低 減する方法であって、 変調信号を使用して前記結合信号を角度変調し、干渉スペクトル成分よりも小 さい低減されたスペクトル成分を測定帯域内に有する角度変調された干渉信号を 発生するステップを含み、 前記変調信号は確定的な非ノイズ波形であり、 前記角度変調された干渉信号の変調帯域は測定帯域を越える、 干渉低減方法。 ２６． 第２５項記載の方法であって、前記変調信号は鋸波波形である、干渉低 減方法。 ２７． 第２６項記載の方法であって、前記鋸波波形の周波数は測定帯域にほぼ 等しい下限周波数値および測定帯域の１．５倍にほぼ等しい上限周波数値を有す る周波数範囲から選定される、干渉低減方法。 ２８． 第２５項記載の方法であって、前記結合信号を角度変調するステップは 干渉部に直接周波数変調を適用することを含む、干渉低減方法。 ２９． 第２５項記載の方法であって、 前記結合信号を角度変調するステップは前記結合信号を位相変調することを含 み、 さらに前記結合信号の替わりに、位相変調された結合信号を前記電子装置内の 第１の構成部分へ送るステップを含む、 干渉低減方法。