JPH0936789A - 無線周波数信号増幅器のパワー共有システム - Google Patents
無線周波数信号増幅器のパワー共有システムInfo
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、複数の増幅器に複数の入力信号を
均等に分配し、増幅された入力信号をもとの形態に再生
し、複数の信号の統計上のピークを減少させ、増幅器の
一部が故障しても複数の入力信号の全てが増幅されるこ
とができるようにする増幅器パワー共有システムを提供
することを目的とする。 【解決手段】 アンテナ120 からの複数の入力信号に応
答して複数の変換された信号を生成する変換マトリック
ス133 と、変換マトリックス130 に結合された複数の増
幅器135 と、それらの増幅器135 に結合された逆変換マ
トリックス138 とを備え、変換マトリックス133 の生成
する変換された複数の信号はそれぞれ複数の入力信号の
それぞれ１つの一部分を含み、逆変換マトリックス138
の出力がアンテナ120 からの複数の入力信号の１つに対
応していることを特徴とする。
均等に分配し、増幅された入力信号をもとの形態に再生
し、複数の信号の統計上のピークを減少させ、増幅器の
一部が故障しても複数の入力信号の全てが増幅されるこ
とができるようにする増幅器パワー共有システムを提供
することを目的とする。 【解決手段】 アンテナ120 からの複数の入力信号に応
答して複数の変換された信号を生成する変換マトリック
ス133 と、変換マトリックス130 に結合された複数の増
幅器135 と、それらの増幅器135 に結合された逆変換マ
トリックス138 とを備え、変換マトリックス133 の生成
する変換された複数の信号はそれぞれ複数の入力信号の
それぞれ１つの一部分を含み、逆変換マトリックス138
の出力がアンテナ120 からの複数の入力信号の１つに対
応していることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線周波数（ＲＦ）
増幅器のパワー共有システムに関する。
増幅器のパワー共有システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】地上の自動車無線システムは遠隔自動車
局と通信するために無線周波数（以下ＲＦという）でパ
ワーを発生しなければならない。付加的に、地上自動車
無線システムは受信アンテナを経て遠隔自動車局からＲ
Ｆ信号を受信することができなければならない。
局と通信するために無線周波数（以下ＲＦという）でパ
ワーを発生しなければならない。付加的に、地上自動車
無線システムは受信アンテナを経て遠隔自動車局からＲ
Ｆ信号を受信することができなければならない。
【０００３】通常ＲＦ信号の確実な受信が妨害されない
ようにするために、遠隔自動車局からＲＦ信号の受信に
使用される受信アンテナは典型的にタワーまたは建築物
の屋上に位置される。遠隔自動車局から送信された信号
は通常非常に低いパワーであり、それ故、受信アンテナ
により受信されるＲＦ信号の信号強度は非常に低い。そ
れ故、受信アンテナにより受信されるＲＦ信号は地上自
動車無線システムの受信機により処理される前に増幅さ
れなければならない。
ようにするために、遠隔自動車局からＲＦ信号の受信に
使用される受信アンテナは典型的にタワーまたは建築物
の屋上に位置される。遠隔自動車局から送信された信号
は通常非常に低いパワーであり、それ故、受信アンテナ
により受信されるＲＦ信号の信号強度は非常に低い。そ
れ故、受信アンテナにより受信されるＲＦ信号は地上自
動車無線システムの受信機により処理される前に増幅さ
れなければならない。
【０００４】受信アンテナにより受信されるＲＦ信号が
非常に低いパワーレベルであるために、受信後できるだ
け早く、例えば同軸ケーブル等のケーブルを経て受信機
へ送られる前にこれらの信号を増幅して信号干渉と歪み
を最小にすることが望ましい。受信アンテナにできる限
り近接してタワーまたは建築物の頂上に受信ＲＦ信号の
増幅用の増幅器を位置させることが技術でよく知られて
いる。このような構造を使用して、受信ＲＦ信号は干渉
あるいはケーブルによる伝送中の歪みを受ける前に増幅
される。代りに、受信増幅器はアンテナタワーのベース
のようなより便利な位置に配置されてもよい。この場
合、伝送中の損失による信号品質の損失が存在する。
非常に低いパワーレベルであるために、受信後できるだ
け早く、例えば同軸ケーブル等のケーブルを経て受信機
へ送られる前にこれらの信号を増幅して信号干渉と歪み
を最小にすることが望ましい。受信アンテナにできる限
り近接してタワーまたは建築物の頂上に受信ＲＦ信号の
増幅用の増幅器を位置させることが技術でよく知られて
いる。このような構造を使用して、受信ＲＦ信号は干渉
あるいはケーブルによる伝送中の歪みを受ける前に増幅
される。代りに、受信増幅器はアンテナタワーのベース
のようなより便利な位置に配置されてもよい。この場
合、伝送中の損失による信号品質の損失が存在する。
【０００５】既知の地上自動車無線システムでは、１つ
の受信増幅器が各受信アンテナ用に設けられている。典
型的に、線形増幅器は受信ＲＦ信号の増幅用に使用され
る。線形増幅器は受信ＲＦ信号の非常に大きなダイナミ
ック範囲の変化のために使用される。当業者に明白なよ
うに、受信アンテナに近い遠隔自動車局からの受信ＲＦ
信号の信号強度は、より遠隔な自動車局により送信され
る受信ＲＦ信号の受信された信号強度より強い。例えば
受信ＲＦ信号の平均信号強度は約−４０ｄＢｍであり、
遠隔の自動車局に対しては受信信号強度は−１２２ｄＢ
ｍ程に低い。それ故、システムで使用される増幅器は非
常に線形な増幅器特性を有することが重要である。増幅
器が高度に線形ではないならば、付加的な不所望な相互
変調信号が増幅器の出力に存在し、通信品質を劣化させ
る。
の受信増幅器が各受信アンテナ用に設けられている。典
型的に、線形増幅器は受信ＲＦ信号の増幅用に使用され
る。線形増幅器は受信ＲＦ信号の非常に大きなダイナミ
ック範囲の変化のために使用される。当業者に明白なよ
うに、受信アンテナに近い遠隔自動車局からの受信ＲＦ
信号の信号強度は、より遠隔な自動車局により送信され
る受信ＲＦ信号の受信された信号強度より強い。例えば
受信ＲＦ信号の平均信号強度は約−４０ｄＢｍであり、
遠隔の自動車局に対しては受信信号強度は−１２２ｄＢ
ｍ程に低い。それ故、システムで使用される増幅器は非
常に線形な増幅器特性を有することが重要である。増幅
器が高度に線形ではないならば、付加的な不所望な相互
変調信号が増幅器の出力に存在し、通信品質を劣化させ
る。
【０００６】“出力の３次傍受点（ＩＰ30）”による増
幅器の線形性を示すことがよく知られている。所定の増
幅条件のセットでは、増幅器のＩＰ30の必要条件は次式
１により与えられる。
幅器の線形性を示すことがよく知られている。所定の増
幅条件のセットでは、増幅器のＩＰ30の必要条件は次式
１により与えられる。
【０００７】 ＩＰ30＝15ｌｏｇＰ0 −ＩＭ／２＋５ｌｏｇ（Ｎ2 −３Ｎ／２） （式１） ここで、Ｐ0 はミリワット単位の無線チャンネル当りの
パワー出力であり、Ｎは増幅される無線チャンネル数で
あり、ＩＭはｄＢｍでの最大の許容可能な相互変調レベ
ル（相互変調歪み）である。
パワー出力であり、Ｎは増幅される無線チャンネル数で
あり、ＩＭはｄＢｍでの最大の許容可能な相互変調レベ
ル（相互変調歪み）である。
【０００８】典型的な地上自動車無線システムでは、最
大６０チャンネルから無線信号を受信するための６乃至
１２個の受信アンテナが存在する。このような地上自動
無線システムの受信増幅器の大きさを決定することにつ
いての問題は、１つの受信アンテナにより同時に受信さ
れるチャンネル数（使用者数）の統計上の決定に関す
る。平均して、５人の使用者しか存在しないが、特定の
場合には２０人もの使用者が同時に単一の増幅器でサー
ビスを要求する可能性が高い。この場合、増幅器の線形
の必要条件は、５ｌｏｇ（Ｎ2 −３Ｎ／２）で増加す
る。例えば、５から１０へ使用者数が増加するとき、Ｉ
Ｐ30傍受点は以下の例により与えられるように３ｄＢｍ
以上増加する。
大６０チャンネルから無線信号を受信するための６乃至
１２個の受信アンテナが存在する。このような地上自動
無線システムの受信増幅器の大きさを決定することにつ
いての問題は、１つの受信アンテナにより同時に受信さ
れるチャンネル数（使用者数）の統計上の決定に関す
る。平均して、５人の使用者しか存在しないが、特定の
場合には２０人もの使用者が同時に単一の増幅器でサー
ビスを要求する可能性が高い。この場合、増幅器の線形
の必要条件は、５ｌｏｇ（Ｎ2 −３Ｎ／２）で増加す
る。例えば、５から１０へ使用者数が増加するとき、Ｉ
Ｐ30傍受点は以下の例により与えられるように３ｄＢｍ
以上増加する。
【０００９】 ５ｌｏｇ（５2 −３＊５／２）＝６．２２ｄＢｍ ５ｌｏｇ（１０2 −３＊１０／２）＝９．６５ｄＢｍ それ故、最悪の場合の統計上のピークに対する増幅の要
求が満たされることを確実にするために適切な大きさの
増幅器を選択する問題が存在する。増幅器が小さすぎで
あるならば、全ての受信ＲＦ信号の信号品質は増幅中に
影響を被る。
求が満たされることを確実にするために適切な大きさの
増幅器を選択する問題が存在する。増幅器が小さすぎで
あるならば、全ての受信ＲＦ信号の信号品質は増幅中に
影響を被る。
【００１０】このような受信増幅器に関する別の問題は
信頼性である。各受信アンテナは１つの増幅器に関連さ
れるので、アンテナは関連する増幅器が故障すると使用
できなくなる。これは対応するアンテナのビームに関係
するセクタ（地理的領域）についてのサービスを中断さ
せることになる。
信頼性である。各受信アンテナは１つの増幅器に関連さ
れるので、アンテナは関連する増幅器が故障すると使用
できなくなる。これは対応するアンテナのビームに関係
するセクタ（地理的領域）についてのサービスを中断さ
せることになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、シス
テムの増幅器に複数の入力信号を均等に分配し、増幅さ
れた入力信号を回復する増幅器パワー共有システムを提
供することである。
テムの増幅器に複数の入力信号を均等に分配し、増幅さ
れた入力信号を回復する増幅器パワー共有システムを提
供することである。
【００１２】本発明の別の目的は、１つの増幅器により
増幅される信号の数の統計上のピークを除去するパワー
共有システムを提供することである。
増幅される信号の数の統計上のピークを除去するパワー
共有システムを提供することである。
【００１３】本発明のさらに別の目的は、このようなパ
ワー共有システムを提供することであり、そのパワー共
有システムにおいては１以上の増幅器が故障したときで
も全ての入力信号が増幅される。
ワー共有システムを提供することであり、そのパワー共
有システムにおいては１以上の増幅器が故障したときで
も全ての入力信号が増幅される。
【００１４】本発明のさらに別の目的は、地上自動車無
線システムで使用するためのこのようなパワー共有シス
テムを提供することである。
線システムで使用するためのこのようなパワー共有シス
テムを提供することである。
【００１５】本発明のさらに別の目的は、廉価なハード
ウェア価格と、改良された信頼性と、改良した増幅器特
性による改良された信号品質を有する地上自動車無線シ
ステムを提供することである。
ウェア価格と、改良された信頼性と、改良した増幅器特
性による改良された信号品質を有する地上自動車無線シ
ステムを提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明によると、複数の
入力信号がＮ個の変換信号へ各入力信号を分割する変換
マトリックスに与えられ、各変換信号は各入力信号のパ
ワーの１／Ｎの等しい部分を含んでおり、各変換信号は
増幅のために増幅器に与えられ、増幅された変換信号
は、それぞれ増幅された変換信号の部分を増幅された入
力信号に再結合する逆変換マトリックスに与えられる。
入力信号がＮ個の変換信号へ各入力信号を分割する変換
マトリックスに与えられ、各変換信号は各入力信号のパ
ワーの１／Ｎの等しい部分を含んでおり、各変換信号は
増幅のために増幅器に与えられ、増幅された変換信号
は、それぞれ増幅された変換信号の部分を増幅された入
力信号に再結合する逆変換マトリックスに与えられる。
【００１７】さらに本発明によると、増幅された入力信
号は入力信号の増幅されたレプリカである。
号は入力信号の増幅されたレプリカである。
【００１８】さらに本発明によると、複数の受信アンテ
ナを有する地上自動車無線システムにおいて、入力信号
は受信アンテナの出力により与えられ、増幅された入力
信号はその後受信機に提供される。
ナを有する地上自動車無線システムにおいて、入力信号
は受信アンテナの出力により与えられ、増幅された入力
信号はその後受信機に提供される。
【００１９】さらに本発明によると、変換マトリックス
はフーリエ変換マトリックスであり、逆変換マトリック
スは逆フーリエ変換マトリックスである。
はフーリエ変換マトリックスであり、逆変換マトリック
スは逆フーリエ変換マトリックスである。
【００２０】さらに本発明によると、地上自動車無線シ
ステムはＮ個のアンテナを含んでおり、Ｎは例えばＮ＝
ｍr であり、変換マトリックスはｒ段階を有する基数ｍ
のＤＦアルゴリズムを使用するフーリエ変換マトリック
スであり、逆変換マトリックスはｒ段階を有する基数ｍ
のＤＴアルゴリズムを使用する逆フーリエ変換マトリッ
クスである。
ステムはＮ個のアンテナを含んでおり、Ｎは例えばＮ＝
ｍr であり、変換マトリックスはｒ段階を有する基数ｍ
のＤＦアルゴリズムを使用するフーリエ変換マトリック
スであり、逆変換マトリックスはｒ段階を有する基数ｍ
のＤＴアルゴリズムを使用する逆フーリエ変換マトリッ
クスである。
【００２１】改良され信頼性のある受信信号の増幅器を
有する地上自動車無線システムが与えられるので、本発
明は従来技術に比較して著しい改良を与える。受信増幅
器の故障のときでさえも全ての受信信号は増幅される。
本発明のシステムを使用して、各増幅器は全ての受信ア
ンテナにより平等に使用される。それ故、統計上のピー
クに関する問題は除去される。
有する地上自動車無線システムが与えられるので、本発
明は従来技術に比較して著しい改良を与える。受信増幅
器の故障のときでさえも全ての受信信号は増幅される。
本発明のシステムを使用して、各増幅器は全ての受信ア
ンテナにより平等に使用される。それ故、統計上のピー
クに関する問題は除去される。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明の前述および他の目的、特
徴、利点は添付図面で示されている例示の実施形態に関
する以下の詳細な説明でより明白になるであろう。本発
明のパワー共有システムは特に地上自動車無線システム
で使用するのによく適しており、システムの受信アンテ
ナに関係する増幅器により受信されるチャンネル数の統
計上のピークは、システムの各増幅器間における受信Ｒ
Ｆ信号（入力信号）の等しい分配のために減少される。
それ故、各システム増幅器の必要な大きさは最小にされ
るが、十分に均一に利用され、従ってハードウェアの価
格を廉価にし信頼性を改良する。付加的に、本発明のシ
ステムは１つの増幅器の故障の時に全ての受信ＲＦ信号
が残りの増幅器により増幅されるので、改良された信頼
性を与える。本発明は無線チャンネルユニットにより提
供され高パワーの線形増幅器で増幅されるＲＦ信号で使
用するように設計されたパワー共有システムの原理を実
行し、システムは1994年９月29日出願の米国特許第08/3
14,898号明細書に記載されている。
徴、利点は添付図面で示されている例示の実施形態に関
する以下の詳細な説明でより明白になるであろう。本発
明のパワー共有システムは特に地上自動車無線システム
で使用するのによく適しており、システムの受信アンテ
ナに関係する増幅器により受信されるチャンネル数の統
計上のピークは、システムの各増幅器間における受信Ｒ
Ｆ信号（入力信号）の等しい分配のために減少される。
それ故、各システム増幅器の必要な大きさは最小にされ
るが、十分に均一に利用され、従ってハードウェアの価
格を廉価にし信頼性を改良する。付加的に、本発明のシ
ステムは１つの増幅器の故障の時に全ての受信ＲＦ信号
が残りの増幅器により増幅されるので、改良された信頼
性を与える。本発明は無線チャンネルユニットにより提
供され高パワーの線形増幅器で増幅されるＲＦ信号で使
用するように設計されたパワー共有システムの原理を実
行し、システムは1994年９月29日出願の米国特許第08/3
14,898号明細書に記載されている。
【００２３】図１を参照すると、地上自動車無線システ
ム110 は自動車局（図示せず）から送信されたＲＦ信号
を受信するための複数の受信アンテナ120 を含んでい
る。受信されたＲＦ信号は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
122 でフィルタ処理され、本発明のパワー共有システム
130 を経てＲＦ信号処理部分125 へ与えられる。ＲＦ信
号処理部分125 はスプリッタ、経路装置、切換え装置、
信号処理装置、および適切な無線チャンネルユニット12
7 への各受信ＲＦ信号を与えるためのその他の適切な装
置を含んでいる。各無線チャンネルユニット127 は“チ
ャンネル”である。システム110 は例えば６０等多数の
チャンネルで使用されてもよい。
ム110 は自動車局（図示せず）から送信されたＲＦ信号
を受信するための複数の受信アンテナ120 を含んでい
る。受信されたＲＦ信号は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
122 でフィルタ処理され、本発明のパワー共有システム
130 を経てＲＦ信号処理部分125 へ与えられる。ＲＦ信
号処理部分125 はスプリッタ、経路装置、切換え装置、
信号処理装置、および適切な無線チャンネルユニット12
7 への各受信ＲＦ信号を与えるためのその他の適切な装
置を含んでいる。各無線チャンネルユニット127 は“チ
ャンネル”である。システム110 は例えば６０等多数の
チャンネルで使用されてもよい。
【００２４】パワー共有システム130 は、帯域通過フィ
ルタ122 の出力を受信するＮ×Ｎのフーリエ変換マトリ
ックス（高速フーリエ変換マトリックス）133 を含んで
おり、複数の各線形パワー増幅器135 に変換された出力
信号を与える。線形パワー増幅器135 の出力はＮ×Ｎの
逆フーリエ変換マトリックス（逆高速フーリエ変換マト
リックス）138 に与えられる。本発明の例では、１６個
の線形パワー増幅器135 が存在する。フーリエ変換マト
リックス133 と逆フーリエ変換マトリックス138 は１６
×１６のマトリックスである。しかしながら、当業者に
理解されるように、任意の数の線形パワー増幅器135 が
後述されているように使用されることができる。本発明
に関してここで説明されている１６×１６のマトリック
スを使用して、１６個までの受信アンテナ120 からのＲ
Ｆ信号はパワー共有システム130を使用する増幅器であ
ってもよい。
ルタ122 の出力を受信するＮ×Ｎのフーリエ変換マトリ
ックス（高速フーリエ変換マトリックス）133 を含んで
おり、複数の各線形パワー増幅器135 に変換された出力
信号を与える。線形パワー増幅器135 の出力はＮ×Ｎの
逆フーリエ変換マトリックス（逆高速フーリエ変換マト
リックス）138 に与えられる。本発明の例では、１６個
の線形パワー増幅器135 が存在する。フーリエ変換マト
リックス133 と逆フーリエ変換マトリックス138 は１６
×１６のマトリックスである。しかしながら、当業者に
理解されるように、任意の数の線形パワー増幅器135 が
後述されているように使用されることができる。本発明
に関してここで説明されている１６×１６のマトリック
スを使用して、１６個までの受信アンテナ120 からのＲ
Ｆ信号はパワー共有システム130を使用する増幅器であ
ってもよい。
【００２５】図２を参照すると、パワー共有システム13
0 がより詳細に示されている。フーリエ変換マトリック
ス133 は１６個の線形パワー増幅器135 間に帯域通過フ
ィルタ122 の出力を均等に分散する。これは４段階を有
する基数２の周波数デシメーションアルゴリズムを使用
することによって達成される。基数２の周波数デシメー
ションアルゴリズムは文献（Kraniauskas, Peterの“A
Plain Man's Guide tothe FFT”、IEEE Signal Process
ing Magazine 、24〜35頁、1994年４月）の28〜30頁と
図８乃至１４で詳細に説明されている。当業者によく理
解されるように、基数２の周波数デシメーションアルゴ
リズムの各段階は図３でより詳細に示されている複数の
９０度のハイブリッドスプリッタ145 を含んでいる。
0 がより詳細に示されている。フーリエ変換マトリック
ス133 は１６個の線形パワー増幅器135 間に帯域通過フ
ィルタ122 の出力を均等に分散する。これは４段階を有
する基数２の周波数デシメーションアルゴリズムを使用
することによって達成される。基数２の周波数デシメー
ションアルゴリズムは文献（Kraniauskas, Peterの“A
Plain Man's Guide tothe FFT”、IEEE Signal Process
ing Magazine 、24〜35頁、1994年４月）の28〜30頁と
図８乃至１４で詳細に説明されている。当業者によく理
解されるように、基数２の周波数デシメーションアルゴ
リズムの各段階は図３でより詳細に示されている複数の
９０度のハイブリッドスプリッタ145 を含んでいる。
【００２６】図３を参照すると、各９０度のハイブリッ
ドスプリッタ145 は技術で知られているタイプの対称的
な４ポート分岐ライン結合器であってもよい。フーリエ
変換マトリックスの第１の段階では、１６個の中の２つ
の損失結合器からの出力は例えば５０Ωの同一の特性イ
ンピーダンスを有する１対の入力ポート（ライン）501,
502 によりスプリッタに結合される。スプリッタからの
出力は１対の出力ポート（ライン）503,504 に与えられ
る。出力ポート503,504 は入力ポート501,502と同一の
特性インピーダンスＹ1 を有する。入力ポート501,502
は１対の１次ライン510,511 により出力ポート503,504
に接続される。付加的に入力ポート501,502 と出力ポー
ト503,504 は１対の２次ライン（分岐ライン）514,515
により並列結合されている。１次ライン510,511 と２次
ライン514,515 の長さおよびインピーダンスは入力信号
対出力信号の所望な分割比を提供するように選択されて
いる。
ドスプリッタ145 は技術で知られているタイプの対称的
な４ポート分岐ライン結合器であってもよい。フーリエ
変換マトリックスの第１の段階では、１６個の中の２つ
の損失結合器からの出力は例えば５０Ωの同一の特性イ
ンピーダンスを有する１対の入力ポート（ライン）501,
502 によりスプリッタに結合される。スプリッタからの
出力は１対の出力ポート（ライン）503,504 に与えられ
る。出力ポート503,504 は入力ポート501,502と同一の
特性インピーダンスＹ1 を有する。入力ポート501,502
は１対の１次ライン510,511 により出力ポート503,504
に接続される。付加的に入力ポート501,502 と出力ポー
ト503,504 は１対の２次ライン（分岐ライン）514,515
により並列結合されている。１次ライン510,511 と２次
ライン514,515 の長さおよびインピーダンスは入力信号
対出力信号の所望な分割比を提供するように選択されて
いる。
【００２７】本発明の所望の９０度のハイブリッドスプ
リッタを構成するため、１次ライン510,511 の特性イン
ピーダンスＹ2 は入力ポートと出力ポートの特性インピ
ーダンス×２-1/2に等しく選択される。即ちＹ2 ＝（Ｙ
1 ）（２-1/2）＝．７０７Ｙ1 である。２次ラインの特
性インピーダンスは入力ポートと出力ポートの特性イン
ピーダンス、即ちＹ1 と同一である。１次ラインと２次
ラインの長さは入力信号の４分の１（１／４）波長に選
択される。ラインの異なった特性インピーダンスのため
に１次ラインと２次ラインの信号の位相速度は異なって
おり、それ故異なった長さのラインは４分の１波長の長
さを与えるために使用されなければならない。
リッタを構成するため、１次ライン510,511 の特性イン
ピーダンスＹ2 は入力ポートと出力ポートの特性インピ
ーダンス×２-1/2に等しく選択される。即ちＹ2 ＝（Ｙ
1 ）（２-1/2）＝．７０７Ｙ1 である。２次ラインの特
性インピーダンスは入力ポートと出力ポートの特性イン
ピーダンス、即ちＹ1 と同一である。１次ラインと２次
ラインの長さは入力信号の４分の１（１／４）波長に選
択される。ラインの異なった特性インピーダンスのため
に１次ラインと２次ラインの信号の位相速度は異なって
おり、それ故異なった長さのラインは４分の１波長の長
さを与えるために使用されなければならない。
【００２８】ハイブリッドスプリッタ145 はまた図４で
示されているように“周波数デシメーションバタフラ
イ”を使用して構成されてもよい。図４を参照すると、
周波数デシメーションバタフライはスケール機能150
と、代数機能152 と、“ツゥイドル（twiddle ）要素”
として知られているマルチプレクサ153 とを含んでい
る。スケール係数150 は全てのデシメーション段で必要
ではなく、フーリエ変換マトリックス133 の入力シーケ
ンスまたは出力シーケンスのいずれか一方へ一度のみ与
えられるように集積されることができる。技術で知られ
ているように、各スプリッタ145 はその期間の１／２だ
け、この場合９０度で、その入力をシフトする。デシメ
ーション段階の出力はその段の入力の２つの半分の長さ
のシーケンスとして解釈されることができる。それ故、
４段階にわたってデシメーションプロセスを反復的に適
用することにより、１６の損失結合器の出力信号のそれ
ぞれ１つが１６のマトリックス出力、例えば２4 ＝１６
にわたって均一に拡散され、従って各増幅器は各チャン
ネルの１６分の１を増幅する。
示されているように“周波数デシメーションバタフラ
イ”を使用して構成されてもよい。図４を参照すると、
周波数デシメーションバタフライはスケール機能150
と、代数機能152 と、“ツゥイドル（twiddle ）要素”
として知られているマルチプレクサ153 とを含んでい
る。スケール係数150 は全てのデシメーション段で必要
ではなく、フーリエ変換マトリックス133 の入力シーケ
ンスまたは出力シーケンスのいずれか一方へ一度のみ与
えられるように集積されることができる。技術で知られ
ているように、各スプリッタ145 はその期間の１／２だ
け、この場合９０度で、その入力をシフトする。デシメ
ーション段階の出力はその段の入力の２つの半分の長さ
のシーケンスとして解釈されることができる。それ故、
４段階にわたってデシメーションプロセスを反復的に適
用することにより、１６の損失結合器の出力信号のそれ
ぞれ１つが１６のマトリックス出力、例えば２4 ＝１６
にわたって均一に拡散され、従って各増幅器は各チャン
ネルの１６分の１を増幅する。
【００２９】図１と２の両者で示されているように、フ
ーリエ変換マトリックス133 の出力は各パワー増幅器13
5 への入力として与えられる。この場合、前述のフーリ
エ変換マトリックスを使用して、各増幅器は１チャンネ
ル当り低いパワーで全ての受信したＲＦ信号により使用
される。それ故、全てのチャンネルが同時に活動状態で
あっても、１つの増幅器により必要とされる最大のパワ
ーは全てのチャンネルに対する総パワーの丁度１／Ｎ
（１／１６）である。６０チャンネルを有するシステム
110 では、各増幅器に対して、４よりも少ない（６０÷
１６＝３．７５）チャンネルのピークパワーに等しい実
効的なピークパワーの要求を生じる。それ故、統計上の
ピーク許容は本発明の増幅システムでは必要ではない。
付加的に、従来技術のシステムでは１つの増幅器が故障
したならば、対応する受信アンテナ120 から受信された
受信ＲＦ信号は増幅されない。対照的に、本発明のパワ
ー共有システムを使用すれば、１つの増幅器が故障した
場合にも、全てのＲＦ信号は残りの動作増幅器により依
然として増幅される。それ故、増幅器に関するメンテナ
ンスの問題は非常に減少される。全てのＲＦ信号は残り
の増幅器により増幅されるので緊急にファイルされた増
幅器を置換または修理する必要がない。
ーリエ変換マトリックス133 の出力は各パワー増幅器13
5 への入力として与えられる。この場合、前述のフーリ
エ変換マトリックスを使用して、各増幅器は１チャンネ
ル当り低いパワーで全ての受信したＲＦ信号により使用
される。それ故、全てのチャンネルが同時に活動状態で
あっても、１つの増幅器により必要とされる最大のパワ
ーは全てのチャンネルに対する総パワーの丁度１／Ｎ
（１／１６）である。６０チャンネルを有するシステム
110 では、各増幅器に対して、４よりも少ない（６０÷
１６＝３．７５）チャンネルのピークパワーに等しい実
効的なピークパワーの要求を生じる。それ故、統計上の
ピーク許容は本発明の増幅システムでは必要ではない。
付加的に、従来技術のシステムでは１つの増幅器が故障
したならば、対応する受信アンテナ120 から受信された
受信ＲＦ信号は増幅されない。対照的に、本発明のパワ
ー共有システムを使用すれば、１つの増幅器が故障した
場合にも、全てのＲＦ信号は残りの動作増幅器により依
然として増幅される。それ故、増幅器に関するメンテナ
ンスの問題は非常に減少される。全てのＲＦ信号は残り
の増幅器により増幅されるので緊急にファイルされた増
幅器を置換または修理する必要がない。
【００３０】分配された受信ＲＦ信号の増幅後、もとの
受信したＲＦ信号は逆フーリエ変換マトリックス138 に
より再構成される。逆フーリエ変換マトリックスは１６
個の増幅器の出力を受信ＲＦ信号の増幅レプリカに変換
するため、４段階を有する基数２の時間デシメーション
アルゴリズムを利用する。基数２の時間デシメーション
アルゴリズムの動作は前述のKraniauskas の参照文献の
31〜32頁および図15乃至19に説明されている。図３で示
されここで説明されているタイプの９０度のハイブリッ
ドスプリッタ146 は基数２の時間デシメーションアルゴ
リズムで使用される。代りに、図５で示されているタイ
プの“時間デシメーションバタフライ”は逆フーリエ変
換マトリックスを構成するために使用されてもよい。時
間デシメーションバタフライ146 は基本的に周波数デシ
メーションバタフライ145 （図４）の逆である。各段は
対応する半分の長さのシーケンスを結合し、最終のデシ
メーション段で開始し、議論を入力段方向に逆方向伝播
する。前述したように、最終出力は受信ＲＦ信号の増幅
レプリカである。その後、逆フーリエ変換マトリックス
の出力はＲＦ信号処理部分125 （図１）に与えられる。
受信したＲＦ信号は逆フーリエ変換マトリックス138 に
より再構成される。逆フーリエ変換マトリックスは１６
個の増幅器の出力を受信ＲＦ信号の増幅レプリカに変換
するため、４段階を有する基数２の時間デシメーション
アルゴリズムを利用する。基数２の時間デシメーション
アルゴリズムの動作は前述のKraniauskas の参照文献の
31〜32頁および図15乃至19に説明されている。図３で示
されここで説明されているタイプの９０度のハイブリッ
ドスプリッタ146 は基数２の時間デシメーションアルゴ
リズムで使用される。代りに、図５で示されているタイ
プの“時間デシメーションバタフライ”は逆フーリエ変
換マトリックスを構成するために使用されてもよい。時
間デシメーションバタフライ146 は基本的に周波数デシ
メーションバタフライ145 （図４）の逆である。各段は
対応する半分の長さのシーケンスを結合し、最終のデシ
メーション段で開始し、議論を入力段方向に逆方向伝播
する。前述したように、最終出力は受信ＲＦ信号の増幅
レプリカである。その後、逆フーリエ変換マトリックス
の出力はＲＦ信号処理部分125 （図１）に与えられる。
【００３１】前述したように、フーリエ変換マトリック
スの各スプリッタ145 はスプリッタ入力の２つの半分の
長さのシーケンスを発生するためスプリッタの入力に対
して９０度の位相シフトを導入する。同様に、逆フーリ
エ変換マトリックスでは、各スプリッタは２つの半分の
長さのシーケンスをもとのペアレント（parent）シーケ
ンスに結合する。フーリエ変換マトリックスの出力の増
幅中または信号ライン136,137 上の増幅器135 の入力お
よび出力の伝送中に、異なった位相シフトが信号に導入
されたならば、信号は逆フーリエ変換マトリックスで不
適切に再構成される可能性がある。それ故、信号ライン
136,137 と増幅器135 が相互に関して位相平衡され、従
って各信号は増幅中に同一の位相シフトおよびフーリエ
変換マトリックスと逆フーリエ変換マトリックスの間で
の伝送を受けることが重要である。位相平衡は信号ライ
ン136,137 の長さの制御および／または増幅器135 によ
り導入される位相シフトの調節により達成される。
スの各スプリッタ145 はスプリッタ入力の２つの半分の
長さのシーケンスを発生するためスプリッタの入力に対
して９０度の位相シフトを導入する。同様に、逆フーリ
エ変換マトリックスでは、各スプリッタは２つの半分の
長さのシーケンスをもとのペアレント（parent）シーケ
ンスに結合する。フーリエ変換マトリックスの出力の増
幅中または信号ライン136,137 上の増幅器135 の入力お
よび出力の伝送中に、異なった位相シフトが信号に導入
されたならば、信号は逆フーリエ変換マトリックスで不
適切に再構成される可能性がある。それ故、信号ライン
136,137 と増幅器135 が相互に関して位相平衡され、従
って各信号は増幅中に同一の位相シフトおよびフーリエ
変換マトリックスと逆フーリエ変換マトリックスの間で
の伝送を受けることが重要である。位相平衡は信号ライ
ン136,137 の長さの制御および／または増幅器135 によ
り導入される位相シフトの調節により達成される。
【００３２】本発明の好ましい実施例は４段階を有する
基数２の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で示されたが、種
々の基数が本発明を実行するためフーリエ変換マトリッ
クス133 （図１）と逆フーリエ変換マトリックス138
（図２）で使用されてもよいことが当業者に理解されよ
う。所定数Ｎのアンテナおよび関連する増幅器では、Ｎ
はｍのｒ乗、即ちＮ＝ｍr であり、フーリエ変換マトリ
ックスはｒ段階を有する基数ｍの周波数デシメーション
アルゴリズムを使用し、逆フーリエ変換マトリックスは
ｒ段階を有する基数ｍの時間デシメーションアルゴリズ
ムを使用する。前述の例では、Ｎは１６で、ｍは２であ
り、それ故、４段階が存在し、即ちｒ＝４である。しか
しながら、基数４の周波数デシメーションアルゴリズム
が使用されるならば、ただ２つの段階が必要とされる。
当業者により理解されるように、システムで使用される
増幅器の数に応じて、他の基数およびそれと関連する数
の段階が構成の必要条件を満たすために選択されてもよ
い。基数３および基数４の基数例が前述のKraniauskas
の参照文献の32〜35頁で与えられている。
基数２の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で示されたが、種
々の基数が本発明を実行するためフーリエ変換マトリッ
クス133 （図１）と逆フーリエ変換マトリックス138
（図２）で使用されてもよいことが当業者に理解されよ
う。所定数Ｎのアンテナおよび関連する増幅器では、Ｎ
はｍのｒ乗、即ちＮ＝ｍr であり、フーリエ変換マトリ
ックスはｒ段階を有する基数ｍの周波数デシメーション
アルゴリズムを使用し、逆フーリエ変換マトリックスは
ｒ段階を有する基数ｍの時間デシメーションアルゴリズ
ムを使用する。前述の例では、Ｎは１６で、ｍは２であ
り、それ故、４段階が存在し、即ちｒ＝４である。しか
しながら、基数４の周波数デシメーションアルゴリズム
が使用されるならば、ただ２つの段階が必要とされる。
当業者により理解されるように、システムで使用される
増幅器の数に応じて、他の基数およびそれと関連する数
の段階が構成の必要条件を満たすために選択されてもよ
い。基数３および基数４の基数例が前述のKraniauskas
の参照文献の32〜35頁で与えられている。
【００３３】地上自動車無線システムで使用されるもの
としてパワー共有システムがここで説明されている。し
かしながら、本発明の原理は、多数の信号が複数の増幅
器により増幅され、所定の出力（例えばアンテナまたは
受信機）に供給されるシステムに適用されてもよい。
としてパワー共有システムがここで説明されている。し
かしながら、本発明の原理は、多数の信号が複数の増幅
器により増幅され、所定の出力（例えばアンテナまたは
受信機）に供給されるシステムに適用されてもよい。
【００３４】用語“フーリエ”および“高速フーリエ”
は前述の説明を通じて交換可能に使用されることが当業
者に理解されよう。本発明の動作原理はいずれかのタイ
プの変換マトリックスを使用してパワー共有システムに
等しく適用可能である。さらに所望のパワー共有および
位相シフトが達成されるならば、他のタイプのマトリッ
クス構成が使用されてもよいこともさらに理解されよ
う。例えば、本発明はバトラー（Butler）変換マトリッ
クスを使用して実行されることができる。
は前述の説明を通じて交換可能に使用されることが当業
者に理解されよう。本発明の動作原理はいずれかのタイ
プの変換マトリックスを使用してパワー共有システムに
等しく適用可能である。さらに所望のパワー共有および
位相シフトが達成されるならば、他のタイプのマトリッ
クス構成が使用されてもよいこともさらに理解されよ
う。例えば、本発明はバトラー（Butler）変換マトリッ
クスを使用して実行されることができる。
【００３５】本発明を例示の実施例に関して説明し示し
たが、前述および種々の他の省略および付加が本発明の
技術的範囲を逸脱することなく行われることが当業者に
より理解されるべきである。
たが、前述および種々の他の省略および付加が本発明の
技術的範囲を逸脱することなく行われることが当業者に
より理解されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるパワー共有システムを有する地上
自動車無線システムを概略したブロック図。
自動車無線システムを概略したブロック図。
【図２】４段階を有する基数２の周波数デシメーション
アルゴリズムを使用するフーリエ変換マトリックスと、
４段階を有する基数２の時間デシメーションアルゴリズ
ムを使用する逆フーリエ変換マトリックスの動作の図１
のシステムの１６個の線形パワー増幅器に関する説明
図。
アルゴリズムを使用するフーリエ変換マトリックスと、
４段階を有する基数２の時間デシメーションアルゴリズ
ムを使用する逆フーリエ変換マトリックスの動作の図１
のシステムの１６個の線形パワー増幅器に関する説明
図。
【図３】図２のフーリエ変換マトリックスと逆フーリエ
変換マトリックスで使用される９０度のハイブリッドス
プリッタの概略図。
変換マトリックスで使用される９０度のハイブリッドス
プリッタの概略図。
【図４】図２のフーリエ変換マトリックスの９０度のハ
イブリッドスプリッタの別の実施形態の概略図。
イブリッドスプリッタの別の実施形態の概略図。
【図５】図２の逆フーリエ変換マトリックスの９０度の
ハイブリッドスプリッタの別の実施形態の概略図。
ハイブリッドスプリッタの別の実施形態の概略図。
Claims (9)
- 【請求項１】 複数の入力信号に応答して複数の変換さ
れた信号を生成する変換マトリックス手段と、 この変換マトリックス手段から複数の変換された信号の
それぞれ１つを供給されて増幅された変換された信号を
出力させる複数の増幅手段と、 前記増幅された変換された信号に応答して増幅された入
力信号を生成する逆変換マトリックスとを具備し、 前記変換マトリックス手段の生成する変換された複数の
信号はそれぞれ複数の入力信号のそれぞれ１つの一部分
を含み、 前記逆変換マトリックスで生成された増幅された入力信
号のそれぞれが前記複数の入力信号の１つに対応してい
ることを特徴とする複数の入力信号を増幅するパワー共
有システム。 - 【請求項２】 前記変換マトリックス手段がフーリエ変
換マトリックスであり、前記逆変換マトリックス手段が
逆フーリエ変換マトリックスである請求項１記載のパワ
ー共有システム。 - 【請求項３】 パワー共有システムがＮ個の前記増幅手
段を具備し、 Ｎは、Ｎ＝ｍr の関係により与えられ、 前記フーリエ変換マトリックスはｒ段階を有する基数ｍ
の周波数デシメーションアルゴリズムを使用して構成さ
れ、 前記逆フーリエ変換マトリックスはｒ段階を有する基数
ｍの時間デシメーションアルゴリズムを使用して構成さ
れている請求項２記載のパワー共有システム。 - 【請求項４】 パワー共有システムはＮ個の前記増幅手
段を具備し、 Ｎは、Ｎ＝ｍr の関係により与えられ、 前記変換マトリックス手段はｒ段階を有する基数ｍの周
波数デシメーションアルゴリズムを使用するフーリエ変
換マトリックスであり、 前記逆変換マトリックス手段はｒ段階を有する基数ｍの
時間デシメーションアルゴリズムを使用する逆フーリエ
変換マトリックスである請求項１記載のパワー共有シス
テム。 - 【請求項５】 無線信号を受信し、前記入力信号として
前記無線信号を与えるための複数の受信アンテナをさら
に具備する請求項４記載のパワー共有システム。 - 【請求項６】 前記変換信号のそれぞれ１つが各無線信
号の１／Ｎの部分を含んでいる請求項５記載のパワー共
有システム。 - 【請求項７】 前記増幅手段のそれぞれ１つが相互に関
して位相平衡され、前記増幅された変換された信号のそ
れぞれ１つが前記増幅手段による増幅中に同一の位相シ
フトを受ける請求項１記載のパワー共有システム。 - 【請求項８】 前記変換マトリックス手段が高速フーリ
エ変換マトリックスであり、前記逆変換マトリックス手
段が逆高速フーリエ変換マトリックスである請求項１記
載のパワー共有システム。 - 【請求項９】 パワー共有システムがＮ個の前記増幅器
手段を具備し、 Ｎは、Ｎ＝ｍr の関係により与えられ、 前記高速フーリエ変換マトリックスはｒ段階を有する基
数ｍの周波数デシメーションアルゴリズムを使用して構
成され、 前記逆高速フーリエ変換マトリックスはｒ段階を有する
基数ｍの時間デシメーションアルゴリズムを使用して構
成される請求項２記載のパワー共有システム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US50402195A | 1995-07-19 | 1995-07-19 | |
| US504021 | 1995-07-19 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0936789A true JPH0936789A (ja) | 1997-02-07 |
Family
ID=24004543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3638596A Pending JPH0936789A (ja) | 1995-07-19 | 1996-02-23 | 無線周波数信号増幅器のパワー共有システム |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0755129A3 (ja) |
| JP (1) | JPH0936789A (ja) |
| KR (1) | KR970064006A (ja) |
| CN (1) | CN1140965A (ja) |
| CA (1) | CA2167551A1 (ja) |
| MX (1) | MX9505173A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017515337A (ja) * | 2014-04-17 | 2017-06-08 | ライ ラディオテレヴィズィオーネ イタリアーナ エッセ．ピー．アー． | 軌道角運動量を持つ電磁モードを有する信号を送信及び／又は受信するためのシステム、並びに、そのデバイス及び方法 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6185182B1 (en) | 1996-07-26 | 2001-02-06 | Radio Frequency Systems, Inc. | Power sharing amplifier system for a cellular communications system |
| US6006111A (en) * | 1997-10-08 | 1999-12-21 | Nortel Networks Corporation | Self-balancing matrix amplifier |
| US5966048A (en) * | 1997-11-25 | 1999-10-12 | Hughes Electronics Corporation | Low IMD amplification method and apparatus |
| US6381212B1 (en) * | 1998-06-17 | 2002-04-30 | Radio Frequency Systems, Inc. | Power sharing amplifier system for amplifying multiple input signals with shared power amplifiers |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3788125T2 (de) * | 1986-12-22 | 1994-06-09 | Hughes Aircraft Co | Steuerbare strahlungskeule eines antennensystems mit butler-matrix. |
| US5055798A (en) * | 1990-10-09 | 1991-10-08 | Hughes Aircraft Company | Hybrid matrix amplifier systems, and methods for making thermally-balanced hybrid matrix amplifier systems |
| US5535240A (en) * | 1993-10-29 | 1996-07-09 | Airnet Communications Corporation | Transceiver apparatus employing wideband FFT channelizer and inverse FFT combiner for multichannel communication network |
| TW280064B (ja) * | 1994-09-29 | 1996-07-01 | Radio Frequency Systems Inc |
-
1995
- 1995-12-11 MX MX9505173A patent/MX9505173A/es not_active Application Discontinuation
- 1995-12-14 KR KR1019950049781A patent/KR970064006A/ko not_active Application Discontinuation
-
1996
- 1996-01-09 CN CN96100843A patent/CN1140965A/zh active Pending
- 1996-01-18 CA CA002167551A patent/CA2167551A1/en not_active Abandoned
- 1996-02-23 JP JP3638596A patent/JPH0936789A/ja active Pending
- 1996-05-21 EP EP96108059A patent/EP0755129A3/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017515337A (ja) * | 2014-04-17 | 2017-06-08 | ライ ラディオテレヴィズィオーネ イタリアーナ エッセ．ピー．アー． | 軌道角運動量を持つ電磁モードを有する信号を送信及び／又は受信するためのシステム、並びに、そのデバイス及び方法 |
| JP2020039129A (ja) * | 2014-04-17 | 2020-03-12 | ライ ラディオテレヴィズィオーネ イタリアーナ エッセ．ピー．アー． | 軌道角運動量を持つ電磁モードを有する信号を送信及び／又は受信するためのシステム、並びに、そのデバイス及び方法 |
| US10665960B2 (en) | 2014-04-17 | 2020-05-26 | Rai Radiotelevisione Italiana S.P.A. | System for transmission and/or reception of signals having electromagnetic modes with orbital angular momentum, and device and method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0755129A2 (en) | 1997-01-22 |
| CN1140965A (zh) | 1997-01-22 |
| MX9505173A (es) | 1997-05-31 |
| KR970064006A (ko) | 1997-09-12 |
| EP0755129A3 (en) | 2000-05-17 |
| CA2167551A1 (en) | 1996-12-20 |
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